开式绕组无刷电机换相转矩脉动抑制研究

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2019年中国电机工程学会年会论文集开式绕组无刷电机换相转矩脉动抑制研究1112黄其，罗玲，张远，唐扬1.西北工业大学，陕西西安710072；2.国家精密微特电机工程技术研究中心，贵州贵阳550081ResearchonCommutationTorqueRippleSuppressionofOpenWindingBrushlessDCMotor1112HUANGQi，LUOLing，ZHANGYuan，TANGYang1.SchoolofAutomation,NorthwesternPolytechnicalUniversity，Xi’an710072，China2.NationalEngineeringResearchCenterforSmallandSpecialPrecisionMotors，Guiyang550081，China摘要：开式绕组无刷直流电机无中性点，各相绕组电气隔离，可实现各相绕组的独立控制。介绍了开式绕组无刷直流电机的数学模型，分析了互感作用下各相电流变化之间的影响，以及同一母线供电时续流对非换相相电流的影响；对开式绕组无刷直流电机的换相过程电流进行分析，得出在理想反电势下关断相和导通相电流变化速率相等可保证非换相相电流不变，从而保持电磁转矩不变。提出了采用重叠换相相电流闭环控制方法来抑制换相转矩脉动，推导出重叠换相法关断相施加电压和延迟关断时间公式,利用滑模观测器观测反电势并计算得到电磁转矩。Matlab仿真和实验结果验证了重叠换相相电流闭环控制可以有效抑制开式绕组无刷直流电机换相转矩脉动。关键词:开式绕组；无刷直流电机；换相转矩脉动；互感；重叠换相Abstract:Theopenwindingbrushlessdcmotorhasnoneutralpoint,andthephasewindingsareelectricallyisolated,whichcanrealizeindependentcontrolofeachphase.Firstly,themathematicalmodelofopenwindingbrushlessdcmotorisintroduced,theinfluenceofeachphasecausedbythemutualinductanceandtheimpactofthediodefreewheelingfornon-commutationphasewiththesamebuspowersupplyareanalyzed.Secondly,thecurrentcommutationprocessofopenwindingbrushlessdcmotorduringthecommutationperiodisanalyzed.Itisconcludedthatiftheturn-offandtheconductionphasecurrentwiththesamechangerate,undertheidealBackEMFcondition,thenon-commutationphasecurrentisconstant,thentheelectromagnetictorqueremainsthesame.Thirdly,theworkingprincipleandprocessofoverlappingcommutationwithphasecurrentclosed-loopcontrolaregiven,thevoltageappliedonturn-offphaseanddelayshutdowntimeformulasinoverlappingcommutationarederived,electromagnetictorqueiscalculatedbytheBackEMFwhichisobservedbyslidingmodeobserver.Finaliy,themethodofoverlappingcommutationwithphasecurrentclosed-loopcontrolarecarriedontheMatlabsimulationanalysis,alsotheexperimentalresultsindicatethatthecontrolmethodcanrealizethecommutationtorqueripplesuppressionofopenwindingbrushlessdcmotor.KeyWords:openwinding;brushlessdcmotor;commutationtorqueripple;mutualinductance;overlappingcommutation充分抑制齿槽转矩。换相转矩脉动是由于相电1引言感的存在和母线电压为有限值的限制，换相期永磁无刷直流电机具有功率密度高、输出间电流波形偏离理想激励波形引起的，而且电转矩大、动态响应好、可靠性高、控制简单等流波形滞后反电势波形还会引起转矩下降[2]。优点，广泛应用在航空航天、家用电器和机器对于120°导通方式控制下的无刷直流电机，人等领域。但是固有缺陷转矩脉动影响了永磁换相转矩脉动有时会达到平均输出转矩的无刷直流电机的控制精度和伺服性能，同时带50%[3]。来电机振动和噪声。永磁无刷直流电机脉动转目前的三相无刷直流电动机大都采用星形矩主要包括齿槽转矩和换相转矩[1]。齿槽转矩连接，由于三相绕组都连接到中性点，电流换与电机本体结构密切相关，通过调整磁钢的宽相时，非换相绕组的电流会出现下凹[4]；文献度、分数槽或定子斜槽、转子错极等方法可以[5]指出在5种不同的PWM调制模式，在非导

12019年中国电机工程学会年会论文集通相里都会出现续流，文献[6]指出续流会使电IOH桥1H桥2H桥3G11G12G21G22G31G32动机产生转矩波动。同时由于相绕组之间存在U0CABC中性点，当某相绕组或其逆变桥出现故障，会G13G14G23G24G33G34对其他相绕组的运行产生影响，导致电动机不能平稳运行，甚至烧坏绕组，不能满足电动机高可靠性要求[7-9]。开式绕组将电机绕组的中性图1开式绕组三相无刷电动机驱动电路Fig.1Open-WindingBLDCMDrivecircuit点断开，电机本体结构不改变，每相绕组连接开式绕组无刷直流电机只是在星型结构电各自的驱动电路，其特点：可对各相绕组的电机的中性点处拆开，每相独立引出，并未改变压、电流单独控制，相绕组间电气隔离；导通转子结构，气隙磁场也未改变，所以开式绕组相绕组上的两个功率开关器件上承受的电压只结构电机的理想反电势波形也为120°梯形有直流母线电压的一半，适合高可靠性、高电波，如图2所示。为了简化分析和计算，假定压大功率驱动场合[10-13]。开式绕组结构为永磁开式绕组三相无刷直流电机的每相绕组电阻相无刷直流电动机抑制换相转矩脉动和提高容错等、自感相等、相与相之间的互感相等。性提供了新的思路。eA开绕组电机采用双逆变器控制，两个逆变iA器可以使用两个隔离的直流母线，也可共用一eBiB个[14]。由于隔离直流母线的开绕组电机系统需eCiC要两条电气隔离的直流母线，使系统结构复杂，Te并且增加了系统的成本，特别是难以用于只有IIIIIIVIVVI032343532单个电源供电的场合。开绕组电机采用一个电图2无刷直流电机反电势、电流、电磁转矩波形源时，两个变流器在电机端部产生的共模电压Fig.2EMF,current,torqueofbrushlessdcmotor使得电机存在零序电流，增加了电机的损耗和开式绕组无刷直流电机的三相绕组电压平发热，导致系统的效率和稳定运行能力下降。衡方程可表示为：文献[15]提出采用SPWM策略直接对三相坐标uAR00iALMMiAeAdu=00Ri+MLMi+e系中的电压进行调制，消除三相电压中存在的BBdtBBu00RiMMLieCCCC零序电压分量，实现对零序电流的调节从而降(1)低相电流畸变。本文主要研究单电源供电开式式中：UUU,,为定子绕组三相电压（V）；绕组无刷直流电机的换相转矩脉动，提出采用ABC重叠换相相电流闭环控制方法来抑制，利用滑iii,,为定子绕组三相电流（A）；eee,,为定模观测器观测反电势来计算电磁转矩，通过ABCABCMatlab仿真和实验来验证转矩脉动抑制效果。子绕组三相反电势（V）；R为绕组电阻（Ω）；2开式绕组无刷电机换相过程分析L为绕组自感（H）；M为绕组间互感（H）。由于转子位置变化不会引起转子磁阻的变2.1开式绕组无刷直流电机数学模型化，所以每相绕组自感与互感为常数。但与星本文研究的开式绕组无刷直流电机系统采型结构不同，电机没有中性点，所以三相定子用单个电源供电，三相绕组连接各自的单相H电流不再满足之和为0的条件，即：桥逆变驱动电路，如图1所示，相绕组之间没iii++0有公共点，每个单相H桥采用4个开关管，三ABC(2)个H桥连接到同一个直流电源上。图中U0为依据图2中反电势波形，无刷直流电动机开式绕组三相无刷电动机驱动电路电源电压，的反电势不仅和电机转速有关，还与电机旋转I0为母线电流；Gi1~Gi4（i=1、2、3）为H桥的电角度有关，因此电机反电势可以表示为函i的4个开关管。数：

22019年中国电机工程学会年会论文集eii=Ef(,)(1)B相幅值减小（反向导通），A相电流(3)幅值减小，如图3(a)所示；(2)B相幅值增大，A相电流幅值增大，如相反电势幅值的最大值E为：图3(b)所示。Ek=e电流(4)幅值iBikA式中e为反电势系数，为电机机械角速度，为电机旋转的电角度。时间电磁转矩关于三相反电势和三相电流的表i电流B达式为：幅值iAT=(ie+ie+ie)/eAABBCC(5)时间电机的机械运动方程为：T−T=J+B(a)iB0(b)iB0eL(6)图3非换相期间电流波形Fig.3Currentwaveformduringnon-commutation式中T为负载转矩，J为电机转子转动惯根据以上分析可以得出：在非换相期间，L由于互感的存在一相电流的变化会引起另一相量，B为粘滞摩擦系数。电流的变化，一相电流幅值的增大过程会引起另一相电流幅值增大；相反，一相电流幅值的2.2绕组互感对换相的影响减小过程会引起另一相电流减小。开式绕组无刷直流电机各相绕组之间实现在换相期间，C相反向导通电流不再为0，了电气隔离，但是互感的存在使电机内部电磁三相电压平衡方程为：并未隔离，一相电流的变化通过互感作用会引U−Mi−Mi−E=Ri+LiABCAA起其他相电流的变化。针对此问题依据开式绕UB−MiA−MiC+E=RiB+LiB(10)组无刷直流电机的电压平衡方程对互感对相电U−Mi−Mi+E=Ri+LiCABCC流的影响作定性分析，将ABC坐标系下的电在式(10)中，B相关断电流由负值变为0即i>0，B压平衡方程式(1)重写如下：U=Ri+Li+Mi+Mi+eC相导通由0变为负值即iC<0，分三种情况进行AAABCA讨论：UB=RiB+LiB+MiA+MiC+eBU=Ri+Li+Mi+Mi+eCCCBACii=(1)BC，关断相电流幅值下降速率(7)等于导通相电流幅值上升速率，非换相相电流选取换相前A相正向导通、B相反向导通、幅值保持不变，如图4(a)所示；C相关断，换相过程A相恒通、B相关断续流、ii(2)BC，关断相电流幅值下降速率C相反向导通情形进行分析。由于换相过程很大于导通相电流幅值上升速率，非换相相电流短，转子的转动惯量对转速有平滑作用，所以幅值减小，如图4(b)所示；可以假定换相期间转速不变，反电势E保持不ii变。换相前C相关断电流为0，A、B相的电(3)BC，关断相电流幅值下降速率小压方程为：于导通相电流幅值上升速率，非换相相电流幅U−Mi−E=Ri+Li值增大，如图4(c)所示。ABAA(8)电流iAU−Mi−E=Ri+Li幅值iCBABB(9)iB在式(8)和式(9)中，A相正向导通iA0，B时间相反向导通i0，分两种情况进行讨论：B

32019年中国电机工程学会年会论文集ii=(a)BCS1S2电流iA幅值iCU0CiB时间S3S4(b)iiBC(a)(b)电流iA幅值iC图5续流回路Fig.5FlywheelcircuitiB本文采用同一直流电源给3个H桥逆变器时间供电的拓扑电路，在未采取换相转矩脉动抑制ii(c)BC的情况下，换相过程关断相续流为如图5(a)的图4换相过程相电流波形Fig.4Currentwaveformduringcommutation情况，续流过程中母线电压被抬高，在忽略互period感作用时非换相电流增大。通过上述分析可知，开式绕组无刷直流电3重叠换相机换相期间换相相电流对非换相相电流的影响与星型连接无刷直流电机相似。并且，通过式由前文的分析可知，在换相期间对各相绕(8)的左边项可以得出互感值M越大，换相期组电流进行控制，在换相期间保证关断相电流间换相相电流对非换相相电流的影响越大。幅值下降速率和导通相电流幅值上升速率相2.3续流对非换相相电流的影响等、非换相相电流保持不变，三相电流绝对值由于电感的存在电流不能突变，所以对应之和保持不变，则换相期间无转矩脉动。开式相关断时需要给电流提供续流回路，续流回路绕组无刷直流电动机的各相绕组相互独立，反通常由功率开关管以及与功率开关管反并联的电势是不易控制量，所以换相转矩脉动的抑制续流二极管构成。H桥驱动电路的续流回路可以由两个续流二极管或一个续流二极管和一个可以从电流角度入手，以A相正向恒通、B相功率开关管构成，分别如图5(a)、(b)所示。在关断续流、C相反向导通为例，对换相期间电图5(a)中两个功率开关管S1、S4同时关断，绕流的瞬态变化进行分析。假定换相期间转速不组中的电流通过与S2、S3反并联的二极管续变，反电势E保持恒定，三相绕组的电流瞬时流，续流电流向母线电容充电，母线电压被抬值如式11所示：高。在图5(b)中导通的两个功率开关管中只有UE−−RtLM(−)−RtLM(−)S1关断，绕组中的电流通过S4和与S3反并联it()=(10−e)+I()eR的二极管续流，续流电流产生电磁转矩以及消UE−−RtLM(−)−RtLM(−)耗在回路的电阻上，同时上桥臂的功率开关管i(t)=(10−e)+I()eR和续流二极管也可以形成续流回路。在采用UE00−−RtL(+22M)−RtL(+M)it00()=(10−e)+I()eHPWM_LPWM斩波方式或关断相关断过程中R会出现图5(a)的续流情况，在采用(11)HPWM_LON斩波方式时会出现图5(b)的续流令ae=−−RtLM()，ae=−+RtL(2M)，(11)可写情况。当绕组中电流方向相反时有与上述两种12情况类似的续流过程。为矩阵形式it()(U−E)Ra100I(0)−(U−E)RS1S2i(t)=(U−E)R+0a10I(0)−(U−E)Rit02()(U−E)R00aI(0)−(U−E)R00000U0C(12)I(=)(U−E)RI=I(−)I(0)S3S4I(=)(U−E)RI=I(−)I(0)I(=)(U−E)RI=I(−)I(0)再令000,000，

42019年中国电机工程学会年会论文集最终得：UB=−()UA+UC−EBita()Ia()Rt2−−IaIbIcRt++IaIbIc(18)11−−it()=I()−eLM−+2−−III−eL2M++III在换相期间为使换相过程尽快完成，期望bb33bacabcitc()Ic()2−−IcIaIb++IaIbIcC相电流幅值有较快的上升速率，所以换相期（13）U间可使C相电压等于母线电压0，此时可得B换相过程电机的初始值及稳态值如表2所示。相电流方程为：表2换相过程电机初始值及稳态值RtU−−UEU−it()=+00AeLM−Tab.2Initialvalueandsteady-statevalueofthebRRmotorduringcommutationperiod(19)绕组Ii(0)Ii()IiEiUi令式(19)为0，可得换相结束时间为：A(UA-E)/(UA-E)/R0EUALM−UU−0ARtcom=−lnRU−E0B(UB1+E)(UB2+E)/(UB2-UB-EUB(20)/RR1)/R2在导通相施加激励电压为母线电压时，并C0(UC+E)/R(UC+E)/R-EUC=EE将上述参数带入式(13)，可得：令ii(i=A,B,C为关断相)可得换相期间RtRtUE−U−U+U+E−−U−U+U+Eit()=A+B2B1CeLM−+−B2B1CeL2MaR33RR关断相施加电压和换相结束时间的统一表达式RtRtUE+22U−U−U−E−−U−U+U+Eit()=B2−B2B1CeLM−+−B2B1CeL2Mb为：R33RR+−++Rt−++RtUCEUB1UB222UCE−−LMUB2UB1UCEL2MU=−()U+U−Eit()=−e−+−eijicR33RR(21)(14)LM−UU−在换相期间，反电势E保持不变，电磁转t=−ln0jcomRU−E矩可表示为：0iT=Ei(+i+i)/(15(2)2)eComabc只要满足在换相期间保证三相电流绝对值其中j(=A,B,C)为非换相相。之和为定值，则换相期间无转矩脉动。以三相每相绕组在通电情形下有三种工作状态，电流绝对值之和为目标函数，目标函数可表示如图6所示。其中，区间I表示换相期间导通为：相导通过程，导通相施加电压为母线电压，持RtRt续时间为tcom1；区间II表示电机运行过程中c−−i()t=i+i+i=c+2eLM−++eL2Msumabc13该相为非换相相；区间III表示换相过程关断相(16)延迟关断过程持续时间为tcom2。其中c1=UA−UB−UC−3E，c2=UA+UB+UC+E。eIIIIIIU寻求B满足的条件使目标函数在换相期tttcom1com2IIIIII间为定值。对式(16)求导，可得：RtRt图6绕组通电工作状态cR−−Rti(t)=2−eLM−+−eL2Msum32LM−+LMFig.6Workingstateofphasewinding根据上述换相过程瞬态电流分析，采用采(17)用重叠换相和相电流闭环控制相结合的方法对若要保证换相期间itsum()为定值，则itsum()换相期间电流进行控制，如图7所示。在换相c=0期间，对非换相相电流采用PI调节，以使其电恒等于0，即式(17)恒等于0，此时只能有2流保持恒定，导通相施加母线电压，关断相延才能满足条件，所以有

52019年中国电机工程学会年会论文集Memory1+v-K-迟关断施加电压由式(20)计算所得电压，换相-Ldia/dtM/Li11+-ia过程持续时间由式(21)计算得到；在非换相期Ua+A_R_Lia1ss1s+++--EMFa-Mdib/dtMdic/dt2emfa间，对导通的两相绕组电流均采用PI调节，以Ua-Memory2+v-K--Ldib/dtM/L1使电流保持不变。i23+-ibUb+B_R_Lib1s2s+s+-+*EMFb--n+i重叠换相相电DutyPWMPWMH桥4Mdia/dtemfbMdic/dt1PIMemory3流闭环控制器控制器逆变器Ub-−+v-K--n*Ldic/dtM/L2i35+ia-icUc+C_R_Lic1i3sbEMFcs+s+-+-i6-Mdia/dt1cMdib/dt1Uc-emfc开式绕组无（a）电压平衡方程等效仿真模型刷直流电机1HAHall位置0.5HC转速传感器HB0计算Eb-0.5图7重叠换相原理框图-11Fig.7Blockdiagramofoverlappingcommutation0306090120150180210240270300330360角度/°4Matlab仿真分析(b)反电势曲线4.1开式绕组无刷直流电机matlab模型ea1依据电压平衡方程(1)，利用Matlab4iaProductebSimPowerSystems中的元件，搭建电压平衡方251ibTeecProduct1Divide程等效仿真模型如图8(a)所示。反电势可以通Add36过归一化反电势与反电势系数、转速的乘积得icProduct27到，反电势仿真模块根据反电势函数公式(2)和w反电势函数参数表1，采用LookUptable进行(c)电磁转矩仿真模型111建立，所建立的三相反电势归一化曲线如图8(b)1/JP2Tessthe1/JIntegratorIntegrator1Polepairs所示。电磁转矩模块和机械运动模块分别根据2B1TLw公式(5)和(6)搭建，所建立的模型分别如图8(c)DragCoefficientMemory2和8(d)所示。(d)机械运动仿真模型对转矩信息的获取可采用直接测量和间接2i1-K-u观测两种方法。直接测量法通常在电机轴上级1/L1/s-K-联力矩传感器来对转矩进行测量，力矩传感器R/L2*pi*800的安装增加了系统的成本和复杂程度，同时力-K-1s+2*pi*800e-L-K-矩传感器的带宽有限，限制了电机在宽调速范K围的应用。转矩间接观测法通常采用状态观测(e)滑模观测器仿真模型器，以电机的反电势、电流、转速等易测量为图8开式绕组无刷直流电机matlab模型Fig.8Matlabmodelofopenwindingbrushlessdc状态变量，对电机的一些状态量进行观测[16]。motor本文通过滑模观测器对反电势进行观测，通过本文使用的开式绕组无刷直流电机参数如霍尔位置信息计算得电机转速，传感器采集电表3所示，电机带额定负载0.115Nm起动。流信息，根据式(5)计算得到电磁转矩。滑模观测器原理结构框图如图8(e)所示。表3开式绕组无刷直流电机参数表Tab.3Parameterlistofopenwindingbrushlessdcmotor名称符号大小单位额定电压UN12V

62019年中国电机工程学会年会论文集0.21额定功率PN30W0.2额定转速n0.19N2500rpm0.18/Nm额定转矩TN0.115Nm0.170.16极对数P6—电磁转矩0.150.14相电阻R0.75Ω0.130.120.0740.0750.0760.0770.0780.0790.08相自感L0.55mH时间/s相互感M0.05mH(d)重叠换相电磁转矩波形图9额定负载下电流、电磁转矩仿真波形反电势系数K-1e0.0415V/radsFig.9Simulationwaveformofcurrentandtorque转动惯量J4×10-5kgm2由仿真波形可知：在换相期间没有采用重粘滞摩擦系数B1×10-5Nms/rad叠换相，关断相电流幅值的下降速率明显高于4.2仿真结果导通相电流幅值的上升速率，导致换相期间出开式绕组无刷直流电机在不采用换相转矩现很大的转矩脉动；通过重叠换相后关断相电脉动抑制条件下，速度环PI参数分别为流幅值下降速率明显减缓，补偿了换相期间转Kp=0.3、Ki=0.05；电流环的PI参数为Kp=5、矩的损失，从而有效的抑制了换相转矩脉动。Ki=4；PWM斩波方式为HPWM_LON，斩波5实验分析频率20kHz，给定转速2500rpm，电机加额定负载起动，电机运行稳定时的电流和转矩仿真5.1开式绕组无刷电机控制器波形如图9(a)和9(b)所示。开式绕组无刷直流图10所示为开式绕组无刷直流电机控制电机采用重叠换相相电流闭环控制，转速电流器的硬件结构图，主要由六部分组成：DSP控双闭环PI参数同上，电机运行稳定时的电流和制单元、隔离驱动单元、位置信号反馈单元、转矩仿真波形如图9(c)和9(d)所示。主功率单元、电流采样调理单元和电源变换单3.5元。3A相电流2.5B相电流2C相电流主功率1.5+1开式绕组无/A0.512V刷直流电机0-电流-0.5-1-1.5-2-2.5+-3电源电流采霍尔信24V隔离驱动-3.50.0740.0750.0760.0770.0780.0790.08-变换样调理号隔离时间/s(a)无重叠换相时电流波形D/ADSP控制输出0.210.20.19图10开式绕组无刷直流电机控制器硬件结构图0.18Fig.10Controllerhardwareofopenwinding/Nm0.17brushlessdcmotor0.16电磁转矩0.15基于DSP的控制单元是控制器的核心部0.140.13分，DSP通过捕获（CAP）模块获取霍尔信号，0.120.0740.0750.0760.0770.0780.0790.08时间/s经过逻辑综合得到换相控制信号，使用内部的(b)无重叠换相时电磁转矩波形ADC模块采集电流信号，通过控制算法计算得3.53A相电流到PWM占空比，采用芯片的事件管理器模块2.5B相电流2C相电流1.5将PWM信号输出给隔离驱动单元。为了尽可1/A0.50能的减小主功率部分对控制部分的干扰，控制电流-0.5-1-1.5单元与驱动单元之间采用光耦隔离，电机的霍-2-2.5尔位置信号也通过光耦隔离之后送入控制单-3-3.50.0740.0750.0760.0770.0780.0790.08时间/s元，对电机相电流的采集采用霍尔电流传感器。(c)重叠换相电流波形电源变换单元主要为控制单元、驱动隔离单元

72019年中国电机工程学会年会论文集和电流采样调理单元等提供电能。D/A输出单电磁转矩元将电机控制过程中的一些状态量，如反电势、电磁转矩等以电压的形式输出，便于对电机控A相电流制过程中的状态变化进行监测。5.2实验平台开式无刷直流电机实验台如图11所示，直(a)无重叠换相电流波形(b)无重叠换相电磁转流电源给控制器供电，控制器的三个H桥逆变矩电路连接开始绕组无刷电机的三相绕组，测功机给电动机加额定负载，WT3000电能综合测A相电流B相电流试仪测量电动机三相绕组的相电压和电流数据，采用硬件电路对反电势、电流以及转速进行采集，计算得到电磁转矩，通过示波器进行重叠换相测量。电磁转矩A相电流(c)重叠换相电流波形(d)重叠换相电磁转矩图11实验平台图12负载实验波形Fig.11ExperimentplatformFig.12Experimentwaveformofcurrentandtorque5.3重叠换相向实验开式绕组无刷直流电机采用重叠换相相电开式绕组无刷直流电机不采用重叠换相控流闭环控制，在额定负载、转速n=2500rpm条制，在额定负载、转速n=2500rpm条件下，得件下，得到电磁转矩、电流波形如图12(c)-(d)到电磁转矩、电流波形如图12(a)-(b)所示，每所示。在图12(c)中，采用重叠换相控制，关断360°电周期（1个电流周期）内，电磁转矩出相电流幅值的下降速率减缓，在关断相电流为现6次较大脉动，分别对应6个不同换相时刻。0时，导通相电流也基本达到稳定值；图12(d)在图12(a)中，换相过程关断相电流幅值下降中电磁转矩与图12(b)相比，在换相期间脉动明速率高于导通相电流幅值上升速率，从而造成显减小。换相期间较大的转矩脉动，同时由于反电势并6结论非理想波形，且霍尔传感器安装位置出现略微偏差造成换相延时，导致电流在关断前出现较为了提高无刷直流电动机的稳定性和可靠大上翘。性，本文提出了开式绕组结构三相无刷直流电动机。开式绕组无刷电机的每相绕组连接各自A相电流B相电流的驱动电路，可对电机相绕组的电压、电流单独控制，实现了相绕组之间电气隔离，具有一定的容错性能；但绕组之间还存在互感，在换相过程中会相互影响。对开式绕组无刷电机的换相过程进行了理论推导、仿真和实验分析，得出重叠换相相电流闭环控制方法对开式绕组无刷电机换相转矩脉动有明显的抑制作用。

82019年中国电机工程学会年会论文集参考文献OptimizationBasedDTCforFive-phasePermanentMagnetMotorDrives[J].ProceedingoftheCSEE,[1]谭建成.永磁无刷直流电机技术[M]．北京：机械工业出2018,38(20):6119-6126.版社，2011．[16]陶涛,赵文祥,程明,王政.多相电机容错控制及其关[2]TanJiancheng.Technologiesofpermanentmagnet键技术综述[J].中国电机工程学报,2019,39(2):brushlessDCmotors[M]．Beijing：Mechanical316-326.IndustryPress，2011(inChinese)．[17]TAOTao,ZHAOWenxiang,CHENGMing,WANGZheng.[3]堵杰，孙承波，陈国呈.无刷直流电动机换相过程中续ReviewonFault-tolerantControlofMulti-phase流对电压和电流的影响[J].电工技术杂志.2002(3):MachinesandTheirKeyTechnologies[J].Proceeding5-8oftheCSEE,2019,39(2):316-326.[4]DuJie,SunChengbo,ChenGuocheng.Analysisof[18]KawabataY，NasuM，NomotoT，etal．High-efficiencyinfluenceofcommutationfreewheelingontheandlowacousticnoisedrivesystemusingvoltageandcurrentofBLDCM[J].Electrotechnicalopen-windingACmotorandtwoJournal,2002(3):5-8(inChinese)space-vector-modulatedinverters[J].IEEETrans.[5]陈健,于慎波.无刷直流电机PWM_ON_PWM调制方式转矩onIndustryElectronics，2002，49(4)：783-789．特性研究[J].电机与控制学报,2016,20(08):48-54+63.[19]N.Bodo,M.JonesandE.Levi.Multi-level[6]CHENJian,YUShen-bo.Torquecharacteristicofspace-vectorPWMalgorithmforseven-phasebrushlessDCmotorsbyPWM_ON_PWMmodulation[J],open-endwindingdrives[C].2011IEEEElectricMachinesandControl,2016,20(08):48-54InternationalSymposiumonIndustrialElectronics[7]王大方,卜德明,朱成,等.一种减小无刷直流电机换(ISIE),Berkeley,2011:1881-1886.相转矩脉动的调制方法[J].电工技术学报,2014,[20]Mu-ShinKwakandSeung-KiSul.Fluxweakening29(5):160-166.controlofanopenwindingmachinewithisolated[8]WangDafang,BuDeming,ZhuCheng,etal.Adualinverters[C].200742ndIASAnnualMeeting,NewmodulationmethodtodecreasecommutationtorqueOrleans,2007,5:251-255.rippleofbrushlessDCmotors[J].Transactionsof[21]YangWang,Panda,D.Lipo,T.A.DiPan.Open-WindingChinaElectrotechnicalSociety,2014,29(5):PowerConversionSystemsFedbyHalf-Controlled160-166.Converters[J].IEEETransactionsonPower[9]ChenWei,LiuYapeng,LiXinmin,etal.AnovelElectronics,2013:2427-2436methodofreducingcommutationtorqueripplefor[22]孙丹,林斌,周文志.开绕组电机系统拓扑及控制技术brushlessDCmotorbasedonCukconverter[J].IEEE研究综述[J].电工技术学报,2017,32(4):76-84.TransactionsonPowerElectronics,2017,32(7):5497-5508.[23]SunDan,LinBin,ZhouWenzhi.AnOverviewofOpen[10]韦鲲，胡长生，张仲超.一种新的消除无刷直流电动机WindingElectricMachineSystemTopologyand非导通相续流的PWM调制方式[J].中国电机工程学报,ControlTechnology[J].TransactionsofChina2005,25(7):104-108.ElectrotechnicalSociety,2017,32(4):76-84.[11]WeiKun,HuChangsheng,ZhangZhongchao.AnovelPWM[24]杨淑英,姚乐,张兴,李浩源,谢震.共直流母线开schemetoeliminatethediodefreewheelingofthe绕组异步电机零序环流抑制策略研究[J].中国电机工inactivephaseinBLDCmotor[J].Proceedingsofthe程学报,2018,38(12):3688-3698.CSEE,2005,25(7):104-108.(inChinese)[25]YANGShuying,YAOLe,ZHANGXing,LIHaoyuan,XIE[12]郝振洋,胡育文,黄文新.电力作动器中永磁容错电机及Zhen.ResearchonSchemeofZero-sequenceCurrents其控制系统的发展[J].航空学报,2008，29(1):65-74SuppressionforOpen-endWindingInductionMotor[13]HaoZhenyang,HuYuwen,HuangWenx.DevelopmentofWithCommonDCBus[J].ProceedingoftheCSEE,2018,Faul-ttolerantPermanentMagnetMachineandIts38(12):3688-3698.ControlSysteminElectro-mechanicalActuator[J].[26]缪仲翠,党建武,巨梅,等.基于分数阶滑模观测的感应ActaAeronauticaetAstronauticsSinica,2008，电机无速度传感器矢量控制[J].电机与控制学29(1):65-74报,2018,22(05):84-93[14]刘国海,黄旭,周华伟.基于定子磁链最优的五相永磁电机直接转矩控制[J].中国电机工程学报,2018,MIAOZhong-cui,DANGJian-wu,JUMei,etal.Inductionmotor38(20):6119-6126.sensorlessvectorcontrolbasedonfractionalorderintegralsliding[15]LIUGuohai,HUANGXu,ZHOUHuawei.Stator-Fluxmodeobserver[J].,2018,22(05):84-93.