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硕士学位论文宽带圆极化交叉偶极子天线作者姓名杨婉军学科专业通信与信息系统指导教师潘咏梅教授所在学院电子与信息学院论文提交日期2018年4月 WidebandCircularlyPolarizedCrossed-DipoleAntennaADissertationSubmittedfortheDegreeofMasterCandidate：YangWanjunSupervisor：Prof.PanYongmeiSouthChinaUniversityofTechnologyGuangzhou,China 分类号：TN82学校代号：10561学号：201520108904华南理工大学硕士学位论文宽带圆极化交叉偶极子天线作者姓名：杨婉军指导教师姓名、职称：潘咏梅教授申请学位级别：工学硕士学科专业名称：通信与信息系统研究方向：天线与射频技术论文提交日期：2018年4月10日论文答辩日期：2018年6月6日学位授予单位：华南理工大学学位授予日期：年月日答辩委员会成员：主席：胡斌杰教授委员：章秀银教授黄惠芬教授潘咏梅教授宋海娜高级工程师 摘要圆极化天线相对于线极化天线具有更好的消除极化失配和抑制多径干扰等优势，从而其更适用于全球定位系统、卫星通信以及无线射频识别系统等。另一方面，随着现代无线通信系统的快速发展，对天线带宽的要求越来越高。宽带圆极化天线可以同时覆盖无线通信系统的多个工作频段，能够减少系统中天线的数目，从而使得整个系统的结构比较简单和紧凑。交叉偶极子天线具有良好的宽带圆极化特性，近年来备受关注，但是传统设计面临剖面高、带宽不够宽、带内波束宽度不稳定等问题。针对上述问题，本论文的主要内容可以概括如下：1、提出一种低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线。在地板上方引入一个寄生的介质基板将由阶梯形交叉偶极子在相邻频段产生的两个轴比通带融合在一起，从而天线可以在0.13波长的条件下实现55.1%的圆极化带宽，同时不规则地板的引入可以提高天线的增益，最终天线在通带内的平均增益可以达到10.4dBic左右。2、提出一种超宽带圆极化交叉偶极子天线。在交叉偶极子周围引入四个寄生的垂直金属板，利用交叉偶极子单元和垂直金属板之间的耦合作用使得交叉偶极子天线产生额外的通带，从而天线的圆极化带宽可以从30%左右提高到106.1%。该提高圆极化带宽的方法具有很好的通用性，同时适用于其他类型的贴片天线。3、提出一种宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线。在交叉偶极子和地板之间引入四个短接地板的三角形贴片单元，利用交叉偶极子和寄生单元之间的耦合作用使得寄生单元上产生正交的感应电流，天线的剖面可以降低为0.1波长，而且由于额外的轴比通带天线的圆极化带宽能够达到63.4%，同时天线也能在非常宽的频段范围(50.7%)内实现超过120°的轴比波束宽度以及超过110°的半功率波束宽度。关键字:圆极化天线；交叉偶极子天线；宽带天线；宽波束天线；定向天线I ABSTRACTComparedwithlinearlypolarized(LP)antenna,circularlypolarized(CP)antennaismorecapabletomitigatepolarizationmismatchandsuppressmultipathinterferences,andisthereforemorepreferabletoglobalpositioningsystem(GPS),satellitecommunication/navigationsystemandradiofrequencyidentification(RFID)system.Ontheotherhand,withtherapiddevelopmentofmodernwirelesscommunicationsystems,thebandwidthrequirementofmodernsystemsishigherthanever.Widebandcircularlypolarizedantennacancovermultipleworkingbandofthewirelesscommunicationsystemssimultaneouslysothatthenumberoftheantennasinthesystemcanbereduced,andthuscanmaketheoverallsystemsimplerandmorecompact.Inrecentyears,crossed-dipoleantennahasreceivedextensiveattentionsduetoitsbroadCPbandwidth.However,traditionalcrossed-dipoleantennahastheproblemsofhighprofile,insufficientbandwidthandunstablebeamwidthwithinthepassband.Totackletheseproblems,themajorworkofthispapercanbesummarizedasfollows.Firstly,alow-profilewidebandCPcrossed-dipoleantennahasbeenproposed.Twoadjacentaxialratio(AR)passbandswithAR<3dBaregeneratedduetothesteppedrectangularpatches,andtheyaremergedtogetherbyaddinganadditionaldielectricslababovethegroundplane.Therefore,theproposedantennacanachieveaverywideARbandwidthof55.1%withalowprofileof0.130.Also,anirregulargroundplaneisusedfortheproposedantenna,whichcandesirablyenhancetheboresightgainto~10.4dBic.Then,anultra-widebandCPcrossed-dipoleantennahasbeenproposed.Fourverticalmetallicplatesareintroducedbesidethecrosseddipoles.Duetothecouplingbetweenthecrosseddipolesandverticalplates,additionalaxialratiopassbandcan,therefore,begeneratedbesidetheoriginaloperatingband,enhancingCPbandwidthoftheproposedantennafromabout30%to106.1%.Itisworthemphasizingthattheproposedmethodpossessesgreatuniversalityandisapplicabletoalmostallpatch-typeantennas.Finally,awidebandandwide-beamCPcrossed-dipoleantennahasbeenproposed.Fourparasitictriangularpatcheswhichareshortedtothegroundplanearesymmetricallyintervenedbetweenthecrosseddipolesandthegroundplane.DuetothestrongcouplingbetweentheII crosseddipolesandparasiticelements,orthogonalcurrentscanbeinducedontheparasiticelements.Ithasbeenfoundthattheparasiticelementscannotonlydecreasetheantennaprofiletoaslowas0.1λ0,butalsocanincreasetheusableCPbandwidthsignificantlyto63.4%.Besides,awideARbeamwidth(ARBW)ofmorethan120oandawidehalf-powerbeamwidth(HPBW)ofmorethan110ocanbemaintainedwithinaverywidefrequencybandof50.7%.Keywords:circularlypolarized(CP)antenna,crossed-dipoleantenna,widebandantenna,wide-beamantenna,unidirectionalantennaIII 目录摘要...........................................................................................................................................IABSTRACT..............................................................................................................................II第一章绪论..............................................................................................................................11.1研究背景及意义.........................................................................................................11.2国内外研究现状.........................................................................................................21.2.1宽带圆极化交叉偶极子天线的研究现状......................................................21.2.2宽波束圆极化天线的研究现状......................................................................71.3本论文主要内容.......................................................................................................12第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线........................................................................142.1圆极化交叉偶极子天线的基本理论.......................................................................142.1.1电磁波的极化................................................................................................142.1.2圆极化波的基本参数....................................................................................142.1.3圆极化交叉偶极子天线的基本原理............................................................152.2低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线.......................................................................162.2.1引言................................................................................................................162.2.2天线的结构....................................................................................................192.2.3天线的原理....................................................................................................202.2.4天线仿真和测试结果....................................................................................232.3讨论和拓展...............................................................................................................272.4本章小结...................................................................................................................30第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线................................................................................313.1引言...........................................................................................................................313.2超宽带圆极化交叉偶极子天线...............................................................................323.2.1天线的结构....................................................................................................323.2.2天线的原理....................................................................................................333.2.3天线的参数分析............................................................................................36IV 3.2.4天线仿真和测试结果....................................................................................383.2.5与其他宽带圆极化交叉偶极子的对比........................................................423.3讨论和拓展...............................................................................................................433.4本章小结...................................................................................................................47第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线........................................................................484.1引言...........................................................................................................................484.2宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线.......................................................................494.2.1天线的结构....................................................................................................494.2.2天线的原理....................................................................................................514.2.3天线仿真和测试结果....................................................................................564.2.4与前人工作对比............................................................................................594.3本章小结...................................................................................................................60总结和展望..............................................................................................................................62参考文献..................................................................................................................................64攻读硕士学位期间取得的研究成果......................................................................................71致谢........................................................................................................................................73V 第一章绪论第一章绪论1.1研究背景及意义圆极化天线不仅具有抗多径干扰和消除极化失配等优势，而且对天线接收和发射的方向没有很严格的要求，从而可以提高接收和发射天线之间的灵活性。由于这些良好的特性，圆极化天线目前已广泛应用于包括卫星通信(SatelliteCommunication)[1-2]、全球定位系统(GlobalPositioningSystem,GPS)[3-4]、无线射频识别(RadioFrequencyIdentification,RFID)[5-6]，无线局域网(WirelessLocalAreaNetworks,WLAN)[7]等各种无线通信系统中。天线作为无线通信系统的终端，主要将导线中的电流转换成空间辐射的电磁波或者将空间辐射的电磁波转换成导线中的电流，是无线通信系统中不可或缺的一部分，因此对通信系统性能的优劣起着至关重要的作用。一般无线通信系统中的环境是随机的，很容易遭受外界的各种干扰。如果通信系统的发射和接收终端都采用线极化天线，当通信环境改变时可能会产生极化失配影响天线的接收信号，故而一般利用圆极化天线作为上述无线通信系统的收发终端。在全球导航卫星系统(GlobalNavigationSatelliteSystem,GNSS)(美国的全球定位系统(GPS)、欧盟的伽利略(Galileo)、俄罗斯的格洛纳斯(GLONASS)以及中国的北斗卫星导航系统(BDS))中为了保证足够的通信链接，需要接收天线具备尽可能宽的波束宽度。如果一个宽波束圆极化天线能同时覆盖多个导航系统的工作频段，这样天线终端就可以兼容不同的定位系统，不仅能使得整个导航系统变得更加紧凑和简单，而且能够尽可能利用各个定位系统之间的优势来提高整个导航系统定位的准确性。因此，研究宽带宽波束圆极化天线具有重要的意义。传统的圆极化交叉偶极子天线主要是利用四分之一相位延迟线来实现圆极化辐射。通过这种方式，交叉偶极子天线不仅可以很容易实现圆极化，而且天线可用的圆极化带宽能达到15%左右，这个圆极化带宽相对于传统微带贴片天线的圆极化带宽而言比较宽，但是当需要其覆盖无线通信系统的多个工作频段时没有足够的竞争力。同时，传统的圆极化交叉偶极子天线的波束宽度不能在宽频段范围内满足上述全球导航卫星系统对波束宽度的要求。因此针对上述问题，本论文主要研究了宽带、宽波束圆极化交叉偶极子天线。1 华南理工大学硕士学位论文1.2国内外研究现状1.2.1宽带圆极化交叉偶极子天线的研究现状圆极化天线由于能消除极化失配和抑制多径干扰等优势，在一些特殊的无线通信系统(卫星通信[1-2]、全球定位系统[3-4]、无线射频识别[5-6]，无线局域网[7])中受到了广泛关注。微带贴片天线由于其良好的特性：包括剖面低、体积小、易于加工等特点已经变成最受欢迎的天线之一，而且贴片天线实现圆极化简单。传统微带贴片天线可以通过切角[8]、表面开槽[9]、U形缝隙[10]、寄生枝节[11]或短路金属过孔[12]等方法产生两个幅度相等且相位正交的线极化波，从而产生圆极化辐射。但是通过这些方法得到的微带贴片天线的圆极化带宽一般不超过5%。因而利用馈电网络来提高微带贴片天线的圆极化带宽，但是其需要额外的混合耦合器或功率分配器来实现圆极化[13-15]。相对于传统的圆极化微带贴片天线而言，通过馈电网络实现圆极化辐射的微带贴片天线能够得到更宽的圆极化带宽，但同时额外的器件会很大程度上增加系统的尺寸和成本。近来年，交叉偶极子天线[16-21]由于实现圆极化简单并且圆极化带宽相对比较宽而受到广泛关注。传统交叉偶极子天线[17]主要利用四分之一相位延迟线来提供正交的相位从而产生圆极化辐射，并且天线的圆极化带宽能达到15%左右，因而适用于宽带天线的研究。其中，四分之一相位延迟线的长度是天线工作频段的中心频率处对应波导波长的四分之一，同时相位延迟线的尺寸很小并且设计也很容易。传统交叉偶极子天线[17]的结构如图1-1所示。从图中可以看出，天线由两个线形交叉偶极子、两个环状微带线、方形地板和馈电同轴线组成。两个相同尺寸的交叉偶极子分别蚀刻在介质基板的上、下表面，且相互能通过原点中心旋转180°得到。每个偶极子由两个相同尺寸的线形偶极子臂组成，在同一表面的两个偶极子臂之间通过一个长度为四分之一波导波长的环状微带线连接。其中环状微带线作为四分之一相位延迟线，使得两个偶极子之间产生90°相位差。从图1-1c)所示交叉偶极子天线的侧视图中可以看出，交叉偶极子距离地板的高度为1/40(0是中心频率所对应的波长)，而且整个天线通过中心的同轴线进行馈电，同轴线的内导体与介质基板上表面的偶极子臂相连，同轴线的外导体与介质基板下表面的偶极子臂相连。同时，同轴线的外导体也要跟方形的反射板相连来使得天线产生定向辐射。测试结果表明天线的阻抗和轴比带宽分别为30.7%和15.6%左右，而且整个轴比通带都2 第一章绪论位于阻抗通带内，因此天线的整个轴比带宽都是可用的。传统交叉偶极子天线[17]利用这种结构比较容易实现圆极化且能得到15%左右的圆极化带宽，这个带宽相对传统微带贴片的圆极化带宽来说比较宽，但是却没有足够的竞争力。a)b)layer2layer1semi-rigidcoax(airgap)h1mountpostSMAreflectorc)图1-1传统的交叉偶极子天线a)上表面b)下表面c)侧视图针对传统交叉偶极子天线圆极化带宽不够宽的问题，前人提出了两种主要的技术来增加天线的带宽。第一种技术是在交叉偶极子周围增加寄生单元来产生额外的轴比通带从而提高天线的圆极化带宽。例如在传统交叉偶极子天线[17]的辐射单元所在介质基板上额外增加四个寄生的方形开口环[18]、不对称的环形结构[19]以及多个圆形偶极子[20]来提高交叉偶极子天线的圆极化带宽。接下来我们将主要介绍利用四个寄生的方形开口环来提高天线圆极化带宽的原理。图1-2是增加四个寄生的方形开口环的交叉偶极子天线[18]的结构。从图中可以看出，天线主要由两个线形偶极子、四个寄生的开口环、反射地板以及馈电同轴线构成。其中，作为主辐射单元的两个线形偶极子分别位于介质基板上、下表面且每个偶极子由两个相同尺寸的线形偶极子臂组成。同时，在同一表面的偶极子臂是通过四分之一相位延迟线连接。其中四分之一相位延迟线的长度是天线中心频率对应波导波长的四分之一，主要是使得两个偶极子之间实现90°相位差，从而产生圆极化辐射。在该天线设计中四个寄生的开口环主要是用作环形谐振器，通过和交叉偶极子之间的耦合作用可以在原始通带旁边额外产生一个轴比通带。通过将原有的轴比通带和由寄生的开口环产生的轴比通带结合在一起，交叉偶极子天线[18]可以实现25.2%的可用圆极化带宽。3 华南理工大学硕士学位论文a)b)zsemi-rigidsubstratecoaxairgaph1xmountpostyreflectorc)图1-2带有寄生环形谐振器的交叉偶极子天线a)上表面b)下表面c)侧视图上面提及的文献[18-20]中主要是在线形偶极子所在介质基板上增加寄生单元，文献[21]通过在线形偶极子所在介质基板之外增加一个双腔来提高天线的定向辐射和增益，腔的边缘结构可以用作第二个辐射单元来提高天线的圆极化带宽。天线具体结构如图1-3所示，从图中可以看出，天线[21]主要由两个线性偶极子、寄生的双腔和馈电同轴线构成。其中作为寄生单元的双腔放置在交叉偶极子的周围，一方面可以将天线最大的增益值提高到9.7dBic。另一方面，双腔的边缘部分会和偶极子单元之间产生耦合作用可以作为天线的第二个辐射单元，最终天线能够得到66.7%的圆极化带宽。a)b)图1-3增加寄生双腔的交叉偶极子天线a)侧视图b)模型图除了在线形偶极子天线上增加寄生单元来提高天线的工作带宽外，在文献[22-23]中通过在蝶形偶极子周围增加寄生单元，天线也能得到宽的圆极化带宽。天线[22]的结构如图1-4所示，从图中可以看出，天线主要由两个蝶形偶极子、一个位于介质基板上表面的蝶形贴片、反射腔和馈电同轴构成。仅通过在两个相邻的蝶形偶极子臂之间引入一个蝶形的寄生贴片，天线可以产生一个额外的轴比通带从而其圆极化带宽能够提高到58.6%左右。4 第一章绪论a)b)图1-4带有单个寄生单元的蝶形偶极子天线a)俯视图b)侧视图天线[23]的结构如图1-5所示，通过在交叉偶极子臂上引入四个不同长度的交叉缝隙，同时在其所在介质基板上增加四个寄生的蝶形贴片以及四个线形贴片来产生三个额外的轴比通带，从而天线可以得到86.5%的可用圆极化带宽。虽然天线可用的圆极化带宽很宽，其增益在整个通带内并不稳定，增益变化范围大概为-1.5到8.3dBic。同时，天线工作在高频段时，其辐射方向图的主辐射方向会偏离主轴。0.6mmGroundSubstrateCoaxialcableWgParasiticelementsCrossed-SMdipoleHzyxa)b)图1-5带有多个寄生单元的交叉蝶形偶极子天线a)俯视图b)侧视图第二种方法是利用宽的平面偶极子来代替线形偶极子，在文献[24]中利用矩形偶极子单元来提高交叉偶极子天线可用的圆极化带宽。矩形偶极子天线具体的结构如图1-6所示，通过利用平面的矩形偶极子来代替线形偶极子，天线[24]能得到27%左右的圆极化带5 华南理工大学硕士学位论文宽。在文献[25]以及文献[26]中分别利用蝶形偶极子或者不对称的蝶形偶极子来实现宽的圆极化带宽。图1-7是不对称蝶形偶极子天线[26]的结构图，主要将蝶形偶极子天线中两个相邻的蝶形偶极子臂上蚀刻掉不对称的一部分来得到不对称蝶形偶极子天线[26]。通过利用不对称的蝶形偶极子辐射单元，天线[26]能够得到43.5%的可用圆极化带宽。相对于传统的交叉偶极子天线[17]而言，宽平面偶极子天线[24-26]的圆极化带宽都得到了很大提高，但是其可用的圆极化带宽都没有超过50%。a)b)HszSubstrateyxHAirgapCoaxialcableSMAreflectorc)图1-6矩形偶极子天线a)上表面b)下表面c)侧视图a)b)图1-7不对称蝶形偶极子天线a)俯视图b)侧视图6 第一章绪论图1-8是椭圆形交叉偶极子天线[27]的结构图，从图中可以看出，天线主要由两个椭圆形的偶极子、负载十六个交叉金属板的复合腔以及馈电同轴线组成。通过结合椭圆形的偶极子以及复合腔，天线能得到96.6%的圆极化带宽，但是复合腔的引入会很大程度上增加天线的尺寸和复杂程度。a)b)c)d)图1-8加载复合腔的椭圆偶极子天线a)交叉偶极子单元俯视图b)交叉偶极子单元侧视图c)复合腔的俯视图d)复合腔的三维图1.2.2宽波束圆极化天线的研究现状在全球导航卫星系统(包括美国的全球定位系统、欧盟的伽利略、俄罗斯的格洛纳斯以及中国的北斗卫星导航系统)中，每个导航系统都有几个不同的工作频段。虽然每个导航系统的工作频段比较窄，其中心频率变化很明显，整个导航系统工作频段的中心频率从1.1变化到1.6GHz。因此，设计一个可以覆盖全球导航卫星系统所有工作频段的宽带圆极化天线具有重要的意义。除了宽的圆极化带宽外，在全球导航卫星通信系统中为了保证足够的通信链接，具有宽波束宽度的圆极化天线更受欢迎。首先，我们需要保证天线具有足够宽的轴比波束宽度，前人提出了各种技术来拓宽天线的轴比波束宽度。第一种主要是利用金属腔代替7 华南理工大学硕士学位论文传统的平面地板来拓宽天线的轴比波束宽度，其中文献[28-33]主要是在圆极化交叉偶极子天线中利用反射腔来提高其轴比波束宽度。图1-9是加载倒金字塔形反射腔的交叉偶极子天线[29]的结构图，从图中可以看出，天线由两个印刷在介质基板上、下表面的箭头形偶极子、倒金字塔形反射腔和馈电同轴线组成。其中每个偶极子由多个不对称的箭头以及不同尺寸的印刷电感组成，这种结构不仅可以减小天线的尺寸，而且能够实现多个工作频带。同时倒金字塔形的反射腔结构放置在交叉偶极子辐射单元的后面可以提高天线的轴比波束宽度。测试结果表明交叉偶极子天线[29]能够在多个工作频段实现超过110°的轴比波束宽度，甚至在1.575GHz时天线在两个主平面内可以同时得到135°左右的轴比波束宽度。通过利用倒金字塔形的反射腔，天线[29]可以实现比较宽的轴比波束宽度，但是其圆极化带宽比较窄。a)b)图1-9多工作频段的交叉偶极子天线a)辐射单元图b)侧视图加载电磁偶极子和金属反射腔的圆极化交叉偶极子天线[32]的结构如图1-10所示，从图中可以看出，天线主要由两个线形偶极子、两个相位延迟线、四个寄生的电磁偶极子以及反射腔构成，每个电磁偶极子由一个正方形的金属贴片和一个金属柱组成，并且四个金属贴片位于介质基板的上表面。通过利用四个寄生的电磁偶极子，天线可以实现两个轴比通带，从而其圆极化带宽可以提高到26.8%左右。同时，通过在辐射单元下面加载一个金属反射腔，天线可以在一个比较宽的通带范围内实现超过165°的轴比波束宽度，但在此通带内天线不能得到宽的半功率波束宽度。8 第一章绪论a)b)图1-10负载电磁偶极子的交叉偶极子天线a)俯视图b)侧视图另一种主要的方式是将平行的偶极子合理放置在一个方形的介质基板上[34-35]或者通过在贴片天线中负载短路的金属过孔[12]来得到宽的轴比波束宽度。天线[34]的结构如图1-11所示，天线主要由直线形偶极子组成，并且通过一个馈电网络使得天线实现圆极化辐射。同时当调节平行偶极子的距离使其达到0.4波长时，天线可以实现126°左右的轴比波束宽度。相对于利用直线形偶极子，在天线[35]中利用折叠形偶极子不仅可以使得平行偶极子之间的距离减小且天线的轴比波束宽度可以达到135°。利用短路的金属过孔来提高波束宽度的贴片天线[12]的结构如图1-12所示。通过在金属贴片和反射地板间引入六个短路的金属过孔并且调节金属过孔的参数，天线不仅可以实现圆极化辐射，同时也能够得到140°左右的轴比波束宽度。图1-11直线形的宽波束偶极子天线9 华南理工大学硕士学位论文a)b)图1-12加载短路金属过孔的微带贴片天线a)俯视图b)侧视图除了上述两种方式之外，也可以通过在贴片周围引入大小不一的圆形贴片[36]或者在贴片上蚀刻掉尺寸不同的方形缝隙[37]或圆形缝隙[38]分别得到180°，140°以及100°的轴比波束宽度。加载圆形贴片的天线[36]结构如图1-13所示，从图中可以看出，天线主要由一个方形贴片、四个寄生的圆形贴片、反射板和馈电同轴线组成，其中四个不同尺寸的圆形贴片作为寄生单元分别放置在方形贴片的四个角落。同时，天线主要通过一个位于x轴的同轴线进行馈电。通过合理调节四个寄生的圆形贴片的位置和半径，微带贴片天线不仅可以实现圆极化辐射，也能得到180°的轴比波束宽度，但是天线的轴比带宽比较窄。a)b)图1-13带有不对称圆形贴片单元的微带贴片天线a)俯视图b)侧视图10 第一章绪论在宽波束角度应用中，除了宽的轴比波束宽度外，半功率波束宽度也是另一个重要的指标。首先，增加寄生单元[39-40]是一种拓宽天线半功率波束宽度的通用方法。图1-14是天线[40]的结构图，从图中可以看出，天线由一个加载缝隙的圆形贴片和四个半径为Rs且高度为hd的金属柱构成。当结合微带贴片天线和寄生金属柱的辐射时，天线的半功率波束宽度可以提高。通过在有缝隙的圆形贴片周围引入四个寄生的金属圆柱体，天线[40]能够得到164°左右的半功率波束宽度，但天线的圆极化带宽只有3.33%左右。LRRSLSLdpWSdsa)hdhdhdhb)图1-14加载四个金属柱的微带贴片天线a)俯视图b)侧视图a)b)c)图1-15加载半开金属腔的微带贴片天线a)三维图b)俯视图a)侧视图11 华南理工大学硕士学位论文另一种通用的技术是利用金属腔[41-42]来增加天线的半功率波束宽度。图1-15是天线[41]具体的结构图，通过在一个堆叠的贴片周围放置一个半开的金属腔，天线可以得到更宽的波束宽度。测试结果表明天线可以在一个比较宽的圆极化通带范围内实现超过100°的半功率波束宽度。前面提及的天线设计只能单独实现宽的轴比或者半功率波束宽度，并不能同时得到宽的波束宽度(轴比和半功率波束宽度)，天线[43-45]能同时得到宽的轴比和半功率波束宽度。天线[45]具体的结构如图1-16所示，通过结合圆形偶极子单元、弯曲的地板和波纹形腔，天线可以得到230°的轴比波束宽度和150°的半功率波束宽度。虽然上述圆极化天线设计[43-45]可以同时得到宽的波束宽度(轴比和半功率波束宽度)，这些天线的轴比带宽都比较窄。a)b)图1-16宽波束圆极化交叉偶极子天线a)三维图b)侧视图1.3本论文主要内容本文研究工作是基于宽带圆极化交叉偶极子天线展开，主要解决现有交叉偶极子天线所存在的剖面高、圆极化带宽不够宽和通带内波束宽度(轴比和半功率波束宽度)不稳定等问题。本文设计了三个宽带圆极化交叉偶极子天线来解决上述存在的问题。首先对所提出的天线进行理论分析，然后对天线进行加工来验证设计的可行性，最后将所提出的天线和现有的天线进行比较从而得到所设计的交叉偶极子天线的性能优势。本文具体章节内容如下：第一章为绪论部分，首先重点介绍宽带圆极化交叉偶极子天线的研究现状，然后介绍宽波束圆极化交叉偶极子天线的研究现状以及各种拓宽圆极化天线波束宽度的技术，最后概述本论文的研究工作。12 第一章绪论第二章主要提出一种低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线。在地板上方引入一个寄生介质基板可以将由阶梯形偶极子在相邻频段产生的两个轴比通带融合在一起，从而天线能够在剖面为0.13波长的条件下得到55.1%的圆极化带宽。同时，不规则地板的引入不仅可以用作天线的反射板提供定向辐射而且天线的增益也能得到改善，最终天线在通带内的平均增益可以达到10.4dBic。第三章主要提出一种超宽带圆极化交叉偶极子天线。在交叉偶极子周围引入四个寄生的垂直金属板，利用交叉偶极子和垂直金属板之间的耦合作用可以在交叉偶极子天线原始的工作频段旁边产生额外的通带，从而天线的阻抗带宽能够提高到115.2%，同时天线的轴比带宽也可以从30%左右提高到106.1%。该提高圆极化带宽的方法(寄生的垂直金属板结构)具有很好的通用性，几乎适用于所有其他类型的贴片天线。第四章主要提出一种宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线。在交叉偶极子和地板之间引入四个短接地板的三角形贴片单元，利用交叉偶极子和寄生单元之间的耦合作用可以在寄生单元上产生正交的感应电流，从而天线的剖面可以降低为0.1波长，而且由于额外的轴比通带天线的圆极化带宽能够达到63.4%，同时天线也能在非常宽的频段范围(50.7%)内实现超过120°的轴比波束宽度以及超过110°的半功率波束宽度。最后一章是对前面提出的宽带圆极化交叉偶极子天线进行总结，并且在此基础上提出了展望。13 华南理工大学硕士学位论文第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线2.1圆极化交叉偶极子天线的基本理论2.1.1电磁波的极化电磁波在空间传播的过程中，其电场和磁场矢量方向会随着时间的变化而改变。一般将电磁波中电场矢量在空间运动的轨迹称为电磁波的极化，我们通常将电磁波的极化分为三种类型：线极化、椭圆极化和圆极化，其中椭圆极化是最常见的一种极化方式，线极化和圆极化是当电磁波中电场矢量的幅度和相位满足一定条件时的极化形式。我们可以将沿任意方向传播的电磁波的电场矢量分解成两个相互垂直的电场分量，当这两个电场分量的相位相同或者相位相差180°时，此时称该电磁波为线极化波；当这两个相互垂直的电场分量的幅度相同且相位相差90°时，此时称该电磁波为圆极化波，不满足上述条件的电磁波则称为椭圆极化波。2.1.2圆极化波的基本参数一般电磁波传播的是椭圆极化波，在某些特殊应用中我们希望得到圆极化波，因此用轴比(AxialRatio,AR)来衡量电磁波的圆极化程度。其中轴比定义为椭圆极化波中长轴(2A)和短轴(2B)的比值，我们一般将其取对数分贝得到具体的表达式如式(2-1)所示，当轴比值为0dB时的电磁波为标准的圆极化波；当轴比值接近无穷大时的电磁波为线极化波；轴比值介于0和无穷大之间的电磁波为椭圆极化波。在实际应用中，一般将轴比值小于3dB的电磁波称为圆极化波。 AR(dB)=20∙1 ()(2-1) 在圆极化波中不仅要关注轴比参数，同时也需要考虑圆极化波的旋向，根据旋向不同，通常将圆极化波分成左旋圆极化(Left-handedCircularPolarization，LHCP)波和右旋圆极化(Right-handedCircularPolarization，RHCP)波，而且这两个旋向的圆极化波是相互正交的。同时，圆极化波的旋向也是相对的，主要是根据观察者观察电磁波传播方向的位置来确定，一般极化方向从相位超前的场分量向相位滞后的场分量旋转。我们可以根据左、右手螺旋规则来判断圆极化波的旋向，将大拇指指向电磁波的传播方向，若右手14 第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线其余四个手指的旋向和电磁波的旋向相同，则称为右旋圆极化波，否则称其为左旋圆极化波。2.1.3圆极化交叉偶极子天线的基本原理偶极子天线由于结构简单、易于调节等优点得到了广泛的研究，单根偶极子天线一般产生线极化辐射。在实际应用中为了消除极化失配以及抑制多径干扰等，我们利用两个相同尺寸且正交的偶极子来实现圆极化辐射。交叉偶极子天线实现圆极化的方式主要有两种，一种是通过馈电网络[13-15]来实现圆极化辐射，主要利用混合耦合器或功率分配器给两个相同尺寸的偶极子提供相同的幅度和正交的相位。利用这种馈电方式，天线能实现比较宽的圆极化带宽。由于额外馈电网络的使用，天线的尺寸和复杂度会显著增加。另一种主要的方式是利用交叉偶极子单元本身来实现圆极化辐射。天线[16]的结构如图2-1所示，天线由两个尺寸不同的偶极子组成，其中一个偶极子臂的尺寸是宽度为2ax，长度为hx,另一个偶极子臂的尺寸是宽度为2ay，长度为hy。通过调节两个偶极子的长度来使得偶极子上的电流呈现不同的相位分布，从而两个偶极子之间可以得到90°相位差。例如，当偶极子的电长度近似为1/2时，其输入阻抗近似为纯电阻，给偶极子馈电时可以认为此时偶极子上电流相位为0°；如果我们使得短偶极子的电长度小于1/2，此时其输入阻抗会呈现容性，因此其电流相位相对相位为0°会呈现超前的现象；相反，当长偶极子的电长度大于1/2时，其输入阻抗会呈现感性，且此时其电流相位相对相位为0°会呈现滞后的现象。因此当给两个偶极子同时馈电时，通过合理优化短偶极子和长偶极子的长度可以实现圆极化辐射。传统圆极化交叉偶极子天线[17]利用四分之一相位延迟线实现90°相位差产生圆极化辐射。天线[17]具体的结构如第一章中图1-1所示，其中两个相同尺寸的偶极子分别蚀刻在介质基板上、下表面，且在同一表面的两个相邻偶极子臂之间利用四分之一相位延迟线连接。整个天线通过中心的同轴线进行馈电，其中同轴线的内导体与介质基板上表面的偶极子臂相连，同轴线的外导体与介质基板下表面的偶极子臂和反射板相连，通过这样的连接方式可以使得两个偶极子之间实现90°相位差，从而产生圆极化辐射。利用这种方式能使得交叉偶极子天线比较容易实现圆极化而且不会增加整个天线的尺寸，但是天线得到的圆极化带宽没有足够的竞争力。15 华南理工大学硕士学位论文图2-1自相移交叉偶极子天线2.2低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线2.2.1引言相对于线极化天线而言，圆极化天线由于能消除极化失配和抑制多径干扰等优势得到了广泛关注，同时对发射和接收天线的方向没有严格的要求，故而能提高发射和接收天线之间的灵活性。交叉偶极子天线由于结构比较简单，且容易实现圆极化等特点变得越来越受欢迎。上一节提出了利用四分之一相位延迟线来实现圆极化的交叉偶极子天线，其圆极化带宽为15%左右。随着高速数据传输的发展，对交叉偶极子天线的轴比带宽要求更高，因此前人提出了两种主要的技术来提高圆极化交叉偶极子天线的带宽。第一种技术是增加寄生单元，例如在交叉直线形偶极子周围增加四个环形谐振器[18]、一个不对称的方环[19]、多个旋转的圆形偶极子[20]以及双腔的结构[21]来提高天线的圆极化带宽或者在交叉蝶形偶极子周围增加一个[22]或多个寄生单元[23]来改善天线的带宽。第二种方法是利用比较宽的平面偶极子来提高天线的带宽，例如在文献[24]中利用矩形偶极子或者在文献[25-26]中利用蝶形偶极子[25]或者不对称蝶形偶极子[26]来提高天线的圆极化带宽。除此之外，在文献[27]中利用椭圆形偶极子以及复合腔，天线能实现96.6%的圆极化带宽，但是复合腔的引入会增加天线的尺寸和复杂度。通过上述两种方法得到的交叉偶极子天线的圆极化带宽较宽，但是天线的剖面至少为四分之一波长甚至在文献[27]中由于复合腔的存在，天线的剖面甚至达到0.34波长左右。一般高剖面的交叉偶极子天线所受风阻更大，而且也不适合节省空间和携带。因此，人们在圆极化交叉偶极天线中引入人工磁导体表面(ArtificialMagneticConductor,AMC)或者高阻抗表面(HighImpedanceSurface,HIS)作为天线的反射板来降16 第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线低其剖面。文献[46]中加载方形人工磁导体表面的圆极化交叉偶极子天线的结构如图2-2所示。天线的主辐射单元由两个分别蚀刻在介质基板上、下表面的蝶形偶极子构成，每个偶极子由两个相同尺寸的蝶形偶极子臂组成，且在同一表面的两个偶极子臂由四分之一相位延迟线连接，馈电同轴线的内、外导体分别和上、下表面的相位延迟线连接，利用这种连接方式能使得两个偶极子之间实现90°相位差从而产生圆极化辐射。同时，天线利用加载人工磁导体表面的地板作为反射板。从图2-2a)中可以看出，天线的人工磁导体表面由5×5的方形金属贴片构成，位于交叉偶极子辐射单元和金属地板之间。通过利用人工磁导体表面，天线[46]可以在高度为0.14波长的条件下实现33.3%的圆极化带宽。a)b)图2-2加载方形人工磁导体表面的蝶形偶极子天线a)俯视图b)侧视图圆极化交叉偶极子天线[47]具体的结构如图2-3所示，其主辐射单元由两个蝶形偶极子及两个倒钩形偶极子组成，由6×6方形金属贴片构成的人工磁导体表面主要用来降低天线剖面，最终天线可以在剖面为0.16波长的条件下实现19.3%的圆极化带宽。利用方形人工磁导体表面或高阻抗表面能将交叉偶极子天线的剖面降为0.15波长左右，但在实际应用中为了更加节省空间和减小风的阻力，我们通常需要让交叉偶极子天线的剖面更低。接下来通过改变偶极子单元和人工磁导体表面的形状，天线的剖面可以降低到0.1波长以下。文献[49]中交叉偶极子天线的结构如图2-4所示，利用不对称的偶极子臂和加载四个T形缝隙的人工磁导体表面，天线可以在0.088波长的剖面下得到8.3%左右的带宽。17 华南理工大学硕士学位论文a)b)图2-3加载人工磁导体表面且工作在双频带的交叉偶极子天线a)俯视图b)侧视图a)b)c)图2-4加载AMC(带T形缝隙)的交叉偶极子天线a)交叉偶极子b)侧视图c)AMC单元的结构图18 第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线根据上述文献[5][46-49]中的天线设计可以看出，虽然利用人工磁导体表面或高阻抗表面可以使得交叉偶极子天线的剖面降低，但是随着天线剖面的降低，天线相应的圆极化带宽也变得更窄。特别在文献[49]中天线的剖面降低到0.1波长以下，但是天线的圆极化带宽只有8.3%左右。因此，在低剖面条件下提高交叉偶极子天线的圆极化带宽具有重要的意义。本章所提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线由两个双面印刷的阶梯形交叉偶极子、寄生介质基板、不规则地板和馈电同轴线组成。利用两个阶梯形的偶极子单元可以在相邻的频段范围内产生两个分离的轴比通带，并且在地板上方引入一个寄生介质基板可以使得两个分离的轴比通带融合在一起形成55.1%的圆极化带宽。同时，利用一个不规则地板来改善天线在高频的增益，从而天线在轴比通带内的平均增益可以达到10.4dBic。2.2.2天线的结构本章提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线的结构如图2-5所示，从图中可以看出，两个交叉偶极子分别蚀刻在上层介质基板(介电常数为3.38，高度为0.813mm)的上、下表面。一个寄生的介质基板位于上层介质基板和不规则地板之间，其尺寸为x0×x0。在两层介质基板之间，一段高度为h的空气层被引入。交叉偶极子辐射单元具体的细节如图2-5b)所示，从图中可以看出两个阶梯形的偶极子互相垂直正交，并且每个偶极子都由两个相同尺寸的阶梯形偶极子臂组成，每个偶极子臂的尺寸分别l1，l2，w1和w2。在同一表面的两个偶极子臂由一个四分之一印刷圆环相连，其中印刷圆环的长度大约为1/4g(其中g为中心频率处对应的波导波长)用来提供90°相位差，从而使得天线产生圆极化辐射。在所提出的天线设计中，两个阶梯形的偶极子单元能在相邻的频段范围内产生两个分离的轴比通带，并且寄生介质基板的引入可以使得两个分离的轴比通带融合在一起形成宽的圆极化带宽。同时，不规则地板的引入不仅可以用作天线的反射板来提供定向辐射而且也能够提高天线的增益。整个天线通过中心的同轴线进行馈电，且同轴线的内导体和上层介质基板上表面的偶极子臂相连，外导体和上层介质基板下表面的偶极子臂和金属地板相连。本章提出的交叉偶极子天线的所有最优化参数指标都已经在表2-1中给出。19 华南理工大学硕士学位论文a)b)c)图2-5低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线a)侧视图b)交叉偶极子c)不规则地板表2-1阶梯形偶极子天线优化的参数参数lwl1w1l2w2h1h2hx0单位(mm)70701913.812.521.60.81333.3110参数a1b1a2b2a3b3单位(mm)3515201525352.2.3天线的原理为了更好的说明所提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线如何在剖面只有0.13波长的条件下实现宽的圆极化带宽，我们对三个参考天线的结构以及其反射系数、轴比和增益曲线进行了研究。三个参考天线的结构如图2-6所示，其中图2-6a)所示的是参考天线一具体的结构，从图中可以看出，参考天线一主要由两个矩形的偶极子辐射单元、规则的方形地板以及馈电同轴线组成。图2-6b)所示的参考天线二由两个阶梯形的偶极子辐射单元、规则的方形地板和馈电同轴线组成。参考天线三的结构如图2-6c)所示，参考天线三由两个阶梯形的偶极子辐射单元、一个寄生的介质基板、规则的方形地板和馈电同轴线构成。20 第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线a)b)c)图2-6参考天线的结构示意图a)参考天线一b)参考天线二c)参考天线三图2-7是三个参考天线的反射系数和轴比的仿真曲线图。同时，为了便于比较，本章所提出的天线的仿真结果也包括在图2-7中。根据图2-7a)中反射系数曲线可知，四个天线的反射系数或输入阻抗变化很明显，但是每个天线都能在很宽的阻抗通带内获得很好的匹配，同时每个天线都能获得超过58%的阻抗带宽。当观察图2-7b)中四个天线的轴比曲线可知，每个天线的轴比曲线都发生了很大的变化。根据图2-7b)中黑色曲线可知，参考天线一利用两个简单的矩形贴片偶极子可以在4.9和7.5GHz附近产生两段分离的轴比通带，且对应的3dB轴比带宽分别为16%和3.2%左右。很明显，参考天线一的圆极化带宽比交叉偶极子天线[24]中同样利用矩形贴片偶极子产生的圆极化带宽更窄。这是因为参考天线一的剖面比文献[24]中交叉偶极子天线的剖面更低，更低剖面的天线通常会产生更窄的带宽。当在参考天线二中使用阶梯形的偶极子作为主辐射单元时，较低频段的轴比通带从4.9下降到4.5GHz，同时较高频段的轴比通带从7.5下降到6.5GHz并且该频段的轴比带宽从3.2%提高到23.3%。其中较高频段的圆极化带宽能够提高的主要原因是由于引进阶梯形的贴片辐射单元，当从两个不同方向来看阶梯形的贴片时，可以将其看作是两个不同的矩形贴片，正如图2-6b)所示，当从x轴方向来看时，可以将阶梯形的贴片看作矩形贴片1而从y轴方向来看时可以将阶梯形的贴片看作矩形贴片2。通过利用ANSYSHFSS仿真的结果可以看出，利用矩形贴片1作为辐射单元的天线可以在4.6和7.0GHz附近产生两个轴比通带，同时利用矩形贴片2作为辐射单元的天线能够在4.4和6.2GHz附近产生两个轴比通带。因此，当利用阶梯形的贴片作为天线辐射单元时，分别由矩形贴片1和矩形贴片2产生的轴比通21 华南理工大学硕士学位论文带能够融合在一起，形成了图2-7b)中红色的轴比曲线。基于参考天线二的结构，参考天线三在辐射单元和反射地板之间增加一块介电常数为2.2，高度为3mm的寄生介质基板。从图2-7b)中红色和蓝色的曲线可以看出，参考天线二和参考天线三的轴比通带几乎不变。但是在参考天线三中由于寄生介质基板的作用会影响天线的场分布，从而改善天线在中间频段的轴比值并使其下降到3dB以下，因此，最终设计的天线能获得一个很宽的轴比带宽。值得注意的是，在所提出的天线设计中，不规则地板的引入对天线的轴比带宽几乎没有什么影响。|S(dB)|110-10-20-30AntennaIAntennaII-40AntennaIIITheproposedantenna-503.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)a)AxialRatio(dB)9AntennaIAntennaIIAntennaIII6Theproposedantenna303.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)b)图2-7参考天线和所提出的天线的反射系数和轴比曲线a)反射系数b)轴比从图2-8所示的增益曲线可以看出，在参考天线三中引入的寄生介质基板会对天线的增益产生很明显的影响。寄生介质基板的引入会增加天线中间频段范围内的增益，但在其他频段特别是在高频通带内天线的增益下降很明显。为了解决这个问题，在本章所22 第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线提出的天线结构中通过在地板的四个角落蚀刻掉相同的阶梯形部分可以得到一个不规则地板，如图2-5c)所示，具体的细节尺寸已经在表2-1中给出。根据图2-7和图2-8中仿真曲线可以看出，通过改变地板的形状，所提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线的反射系数和轴比几乎没有影响，但是天线在高频的增益得到了明显地改善。这是因为不规则地板的引入可以减小由于高次模产生的旁瓣从而可以增加提出的交叉偶极子天线的增益。因此在本章提出的天线设计中，即使没有使用高剖面的金属腔，天线的平均增益也能达到10dBic左右。值得提及的是，本章所提出的交叉偶极子天线的谐振模式以及宽的阻抗带宽主要是由于交叉偶极子本身产生的，引入寄生介质基板和不规则地板主要是用来影响交叉偶极子天线的场分布以及提供更多的设计自由度来影响或改进天线的轴比、增益以及辐射方向图。Gain(dBic)1296AntennaIAntennaII3AntennaIIITheproposedantenna03.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)图2-8参考天线和所提出的低剖面交叉偶极子天线的增益曲线2.2.4天线仿真和测试结果为了验证提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线的可行性，我们已经对该天线结构进行了加工和测试。该加工模型的两张结构图如图2-9所示，其中图2-9a)和图2-9b)分别是天线模型的俯视图和底视图，模型中四个白色的铁佛龙支撑柱用来安装和固定天线的两个介质基板使天线更加稳固。本章所提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线的反射系数用HP8510C矢量网络分析仪进行测试，天线的轴比、增益和方向图则是利用SatimoStarlab系统测量得到。23 华南理工大学硕士学位论文a)b)图2-9低剖面圆极化交叉偶极子天线的实物图a)俯视图b)不规则地板本章所提出的交叉偶极子天线仿真和测试的反射系数、轴比以及增益曲线如图2-10所示，从曲线图中可以看出，天线仿真和测试结果能够达到比较好的吻合程度，两者间小的偏差主要是由于加工的误差和实验的不理想导致的。从图2-10a)中仿真和测试的反射系数曲线可以看出，仿真和测试的阻抗带宽分别为66.4%(3.6-7.18GHz)和66.9%(3.64-7.30GHz)。根据图2-10b)所示的轴比曲线可以看出仿真和测试的轴比带宽分别为57.3%(4.05-7.30GHz)和55.1%(4.12-7.25GHz)。结合天线测试的反射系数和轴比曲线可以看出，测试的轴比通带全部落在阻抗通带内，因此所提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线可以实现55.1%的可用带宽。从图2-10c)所示的增益曲线可以看出，所提出的天线在轴比通带内测试的增益比较平稳，其增益值从8.0变化到11.5dBic并且天线的平均增益能达到10.4dBic左右。同时，所提出的交叉偶极子天线的3dB增益带宽也能达到53.6%左右。图2-11是提出的低剖面交叉偶极子天线在4.2、5.5以及7.0GHz的归一化辐射方向图。根据图中黑色和红色的曲线可以看出，天线仿真和测试结果之间具有比较好的吻合度，而且天线的主辐射方向都是朝着正上方。由于馈电结构的不对称导致天线在5.5GHz的方向图并不是完全对称，但是天线的右旋圆极化(主极化)场分量总是比对应的左旋圆极化(交叉极化)场分量高15dB，因此可以证明本章所提出的天线是一个很好的右旋圆极化天线。同时，随着频率的增加天线的主波束宽度变得更窄，因而天线的增益会相应增加。但是在高频边缘处由于高次模的激励导致天线的旁瓣和交叉极化也相应增大，从而导致天线的增益在高频边缘下降很明显，而且在椭圆形交叉偶极子天线[27]中也能看到类似的结果。24 第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线|S(dB)|110HFSSSimulationMeasurement-10-20-30-403.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)a)AxialRatio(dB)9HFSSSimulationMeasurement6303.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)b)Gain(dBic)12963HFSSSimulationMeasurement03.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)c)图2-10提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线仿真和测试的反射系数、轴比和增益曲线a)反射系数b)轴比c)增益25 华南理工大学硕士学位论文0°0°0°0°RHCP0°0°0°0°0°60°LHCPLHCP0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°a)0°0°RHCP0°0°0°0°0°0°0°60°LHCPLHCP0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°b)0°0°RHCP0°0°0°0°0°0°0°60°LHCPLHCP0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°c)SimulatedMeasured图2-11天线在4.2、5.5和7.0GHz时仿真和测试的方向图a)4.2GHzb)5.5GHzc)7.0GHz本章提出的低剖面交叉偶极子天线和前人已经发表的交叉偶极子天线的性能和尺寸的比较结果如表2-2所示。从表中的数据可以看出，我们所提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线不仅有比较低的剖面、宽的可用圆极化带宽的优势。同时所提出的宽带26 第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线圆极化交叉偶极子天线由于其大的辐射口径和反射地板，因此其在轴比通带内的平均增益比表格中其他交叉偶极子天线的平均增益更高。表2-2所提出的天线和其他圆极化交叉偶极子天线比较ImpedanceAROverlappingAverageGainRefSize(λ30)BandwidthBandwidthBandwidth(dBic)[18]1.041.040.2538.2%28.6%25.2%8.0[20]0.740.740.2672.2%47.8%47.8%6.0[24]0.480.480.2550.2%27%27%6.2[26]0.970.970.2557%51%43.5%9.6[27]1.691.690.34105.6%96.6%96.6%9.0[47]0.640.640.1640%19.3%19.3%6.6[49]0.580.580.0916.7%8.3%8.3%5.2Prop.2.062.060.1366.9%55.1%55.1%10.40:通带内中心频率对应的波长2.3讨论和拓展为了更进一步研究所提出的低剖面交叉偶极子天线中阶梯形个数对天线性能的影响，我们给出了由三个阶梯构成的交叉偶极子天线。天线具体的结构如图2-12所示，从图中可以看出天线由两个阶梯形交叉偶极子、两个相位延迟线、一个寄生介质基板、不规则反射地板和馈电同轴线组成。其中阶梯形的交叉偶极子由两个相同尺寸的三个阶梯形偶极子臂构成，且在同一表面的两个偶极子臂是通过四分之一相位延迟线连接。整个天线通过中心的同轴线进行馈电，且馈电同轴线的内导体和上层介质基板上表面的偶极子臂相连，同轴线的外导体和上层介质基板下表面的偶极子臂和金属地板相连。利用这样的连接方式可以使两个偶极子之间形成90°相位差，从而产生圆极化辐射。因此，由三个阶梯构成辐射单元的交叉偶极子天线的结构和上一节提出的交叉偶极子天线的结构相似，只是两者最终优化的尺寸有所不同，三个阶梯形交叉偶极子天线的最优化参数尺寸如表2-3所示。由三个阶梯形的贴片构成辐射单元的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线的反射系数、轴比和增益仿真曲线如图2-13所示。从图2-13a)所示的反射系数曲线可以看出，天线仿真的阻抗带宽为81.8%(3-7.15GHz)，且从2-13b)的轴比曲线可以得出天线仿真的轴比带宽为70.3%(3.55-7.4GHz)。同时，天线的阻抗带宽和轴比带宽并不是完全重合，27 华南理工大学硕士学位论文表2-3三个阶梯形的交叉偶极子天线结构最后优化的参数参数lwl1w1l2w2l3w3hh1单位(mm)808030.5259.58973.70.813参数h2x0a1b1a2b2a3b3单位(mm)312050510302550Sup-substrateCrosseddipolesh1SupportAirgaphCoaxiallinepostDielectricslabh2GroundplaneSMASub-substratea)ya1b1xa2l2b2l3l1a3w2lb3x0w1w3wTopsideBottomsidex0b)c)图2-12三个阶梯形的交叉偶极子天线a)侧视图b)交叉偶极子c)不规则地板因此天线的可用圆极化带宽为67.3%。与上一节提出的由两个阶梯形构成辐射单元的交叉偶极子天线的仿真结果相比，由三个阶梯构成辐射单元的交叉偶极子天线的阻抗和轴比带宽都能得到明显地改善。相对上一节提出的低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线而言，本节所提出的三个阶梯形交叉偶极子天线的阻抗带宽能够从66.4%提高到81.8%，而且天线的轴比带宽能够从57.3%提高到70.3%。由三个阶梯构成辐射单元的交叉偶极子天线的增益曲线如图2-13c)所示，从图中可以看出，虽然天线的最大增益值有所提高，其仿真的最大增益值可以达到12.8dBic左右，但是在高频处由于大的旁瓣和交叉极化的影响，从而导致天线的增益下降比较明显，因此三个阶梯形的交叉偶极子天线在通带内的增益并不是很平稳。28 第二章低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线|S(dB)|110-10-20-30HFSSSimulation-403.03.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)a)AxialRatio(dB)9HFSSSimulation6303.03.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)b)Gain(dBic)1512963HFSSSimulation03.03.54.04.55.05.56.06.57.07.5Frequency(GHz)c)图2-13由三个阶梯形构成辐射单元的交叉偶极子天线的反射系数、轴比和增益曲线a)反射系数b)轴比c)增益29 华南理工大学硕士学位论文2.4本章小结本章提出了一种低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线。引入阶梯形的偶极子可以在相邻频段产生两个分离的轴比通带，并且引入寄生介质基板来影响天线的场分布以及改善中间频段的轴比值，从而使得两个相邻的轴比通带融合在一起，因此天线能在剖面仅为0.13波长的条件下实现55.1%的圆极化带宽。同时利用一个不规则地板来减小天线由于高次模产生的旁瓣，改善天线在高频的增益，从而天线在通带内平均增益能够提高到10.4dBic左右。为了更进一步研究天线的偶极子辐射单元中阶梯形个数对天线性能的影响，我们研究了由三个阶梯构成辐射单元的交叉偶极子天线。利用ANSYSHFSS仿真得到的结果可知，三个阶梯形的交叉偶极子天线能够提供更宽的阻抗和轴比带宽，且天线最大的增益值也有所提高，但是在高频处由于大的旁瓣和交叉极化的影响，天线的增益下降比较明显。30 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线3.1引言圆极化天线由于能消除极化失配和抑制多径干扰等优势，因此其在一些特殊的无线通信系统(卫星通信[1-2]、全球定位系统[3-4]、无线射频识别[5-6]以及无线局域网[7])中受到广泛关注。由于无线通信系统的快速发展，人们已经做出很多努力来提高圆极化天线的带宽。首先，一种直接的方法就是利用多个谐振器[50-51]，通过设计每一个谐振器工作在某个不同的频率可以使得天线的圆极化带宽得到很大改善。例如在文献[50]中利用重叠的贴片天线或在文献[51]中利用共面的介质谐振器天线分别得到15.5%和22%的圆极化带宽。其次，利用高次模[52]来提高天线的带宽也是另外一种有效的方法，在文献[52]中的天线通过利用高次模来提高天线的带宽，因为不需要额外的单元，天线的结构比较紧凑。但是必须要保证天线高次模的辐射和主辐射模式具有相似的性质，因此对天线的尺寸或形状具有比较严格的要求。最后，通过巧妙地把人工磁导体表面[53]或介质极化器[54]集成在天线中，天线的圆极化带宽能超过20%，但是天线的结构会变得更加复杂。传统交叉偶极子天线[17]能实现15%左右的圆极化带宽，由于其圆极化带宽是传统微带贴片天线圆极化带宽的几倍，因而适合用于宽带天线的研究。交叉偶极子天线[17]主要是利用四分之一印刷圆环来提供正交的相位，从而产生圆极化辐射。该圆环的周长是中心频率处所对应波导波长的四分之一，其尺寸很小并且设计也很容易。由于传统的交叉偶极子天线[17]的圆极化只有15%左右，因此当需要其同时覆盖无线通信系统的多个工作频段时却很难达到要求。因此，前人提出两种主要的方式来增加天线的带宽。第一种技术是通过增加寄生单元，例如在交叉直线形偶极子周围增加四个环形谐振器[18]、一个不对称的方环[19]、多个旋转的圆形偶极子[20]以及双腔的结构[21]来提高天线的圆极化带宽或者在交叉蝶形偶极子相邻臂之间增加一个[22]或多个寄生单元[23]来改善天线的带宽；第二种方法是利用比较宽的平面偶极子来提高天线的带宽，例如在文献[24]中利用矩形偶极子或者在文献[25-26]中利用蝶形偶极子[25]或者不对称蝶形偶极子[26]来改进天线的圆极化带宽。除此之外，在文献[27]中利用椭圆形偶极子以及一个带有十六个交叉金属板的复合腔，天线可以实现96.6%的圆极化带宽，但是复合腔的引入会很大程度上增加天线的尺寸和复杂度。31 华南理工大学硕士学位论文本章将提出一种超宽带圆极化交叉偶极子天线。通过将四个寄生的垂直金属板分别放置在地板合适的位置上，利用交叉偶极子辐射单元和寄生垂直金属板之间的耦合作用来产生正交的感应电流，能够在交叉偶极子天线的原始通带旁边产生额外的通带，从而提出的交叉偶极子天线的阻抗和轴比带宽都能显著提高到110%左右，且天线的整体尺寸也不会增加。超宽带天线的工作原理已经进行了细致的研究，而且一个参数分析用来更好的说明天线的特性。同时，一个设计向导也已经给出用来简化天线的设计过程。为了验证设计的可行性，我们对所提出的超宽带天线设计进行加工和测试，仿真和测试结果之间具有很好的吻合度。除此之外，我们提出的增加圆极化带宽的方法具有很好的通用性，几乎可以适用于所有类型的圆极化贴片天线。最后，为了验证所提出方法的通用性，我们将该方法应用到切角的圆极化微带贴片天线中。3.2超宽带圆极化交叉偶极子天线3.2.1天线的结构超宽带圆极化交叉偶极子天线的结构如图3-1所示，天线由两个分别印刷在介质基板上、下表面的矩形贴片偶极子、四个垂直的金属板、方形地板以及馈电同轴线组成。超宽带交叉偶极子天线结构的侧视图和俯视图分别如图3-1a)和图3-1b)所示，从图3-1a)中可以看出，两个矩形的偶极子分别蚀刻在介电常数为3.38，厚度为0.8mm的介质基板上、下表面，同时辐射单元距离地板的高度为h。超宽带交叉偶极子天线的俯视图如图3-1b)所示，从图中可以看出，两个交叉偶极子相互正交放置，并且每个偶极子都由两个相同尺寸(长为l1，宽为w1)的矩形贴片偶极子臂组成。同时在介质基板同一表面的两个矩形偶极子臂之间通过四分之一印刷圆环来连接，印刷圆环的长度为四分之一波导波长(中心频率处对应的波导波长)。介质基板上表面和下表面的圆环分别与同轴线的内、外导体相连，通过这种连接方式，在两个交叉偶极子之间可以实现90°相位差从而产生圆极化辐射。同时，同轴线的外导体也需要焊接在金属地板上用来提供定向辐射。正如在文献[24]中利用矩形贴片作为辐射单元的交叉偶极子天线能够实现27%左右圆极化带宽。为了更进一步提高交叉偶极子天线的工作带宽，四个垂直的矩形金属板(长度为l，宽度为w)旋转放置在反射地板的四个角落。在天线的原理部分，将会详细说明通过交叉偶极子和寄生的垂直金属板之间的耦合作用，所提出的超宽带天线的阻抗和轴比带宽都32 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线能得到显著提高。正如图3-1所示，因为馈电同轴信号的相位是以顺时针方式增加，天线产生左旋圆极化辐射。通过利用相反的相位增量，例如，关于x轴镜像交叉偶极子和垂直金属板使得馈电同轴信号的相位以逆时针方式增加，天线也能实现右旋圆极化辐射。天线优化后的最终尺寸为：g=90mm、l=32mm、w=37mm、l1=41mm、w1=20.5mm、r0=4.6mm、r1=5.2mm、h0=0.8mm、h=36.2mm。CrosseddipolesSubstrateh0CoaxialMetalliclineplatehwAirgaplGroundPlaneSMAa)ylxCrosseddipolesw1l1rr01gMetalPlatesToplayerVacant-quarterringBottomlayergb)图3-1超宽带圆极化交叉偶极子天线a)侧视图b)俯视图3.2.2天线的原理为了更好说明提出的超宽带圆极化交叉偶极子天线的原理，没有寄生金属板的交叉偶极子天线(参考天线)以及提出的超宽带天线的反射系数和轴比曲线如图3-2所示。图3-2a)和3-2b)分别表示两个交叉偶极子天线仿真的反射系数和轴比曲线，其中图中红色曲线代表参考天线的仿真结果，黑色曲线表示所提出的超宽带天线的仿真曲线。从图3-2a)可以看出，没有寄生金属板的交叉偶极子天线的阻抗带宽为71%左右。当在交叉偶极子周围引入四个垂直金属板时，天线原始的通带几乎不会改变，由于交叉偶极子和金属板之间的耦合作用，天线在低频段的阻抗匹配能得到改善，因此提出的超宽带天线能33 华南理工大学硕士学位论文实现115.2%(0.84-3.12GHz)的超宽带阻抗带宽。根据图3-2b)的轴比曲线可以看出，提出的超宽带天线可以在低频段产生两个额外的轴比通带，因此天线的3dB轴比带宽可以得到显著提高，能够从16.1%(16.1%并不是最优化的结果，因为其尺寸和最终天线设计的尺寸是一样的，优化后交叉偶极子天线[24]的带宽为30%左右)提高到108.9%。|S(dB)|110-10-20-30Crossed-dipoleantennawithplatesCrossed-dipoleantennawithoutplates0.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)a)AxialRatio(dB)9Crossed-dipoleantennawithplates6Crossed-dipoleantennawithoutplates300.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)b)图3-2参考天线(无寄生金属板)和所提出的天线(有寄生金属板)的反射系数和轴比曲线图a)反射系数b)轴比为了进一步说明利用垂直金属板提高交叉偶极子天线圆极化宽带的原理，我们研究了交叉偶极子和垂直金属板上的电流分布。从图3-3a)中可以看出，由于四分之一印刷圆环的作用，两个正交的偶极子本身可以在2.8GHz产生相同的幅度和正交的相位，此时在垂直金属板上的电流强度非常弱。因此，天线在2.8GHz时的轴比通带主要是由交叉偶极子本身产生的且寄生的垂直金属板对这个频点的轴比通带几乎没有影响。天线的34 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线工作频率下降到1.6GHz时，由于交叉偶极子和垂直金属板之间的强耦合作用，垂直金属板上的电流分布会变强。如图3-3b)所示，四个垂直金属板中两个金属板上的电流方向和相邻偶极子贴片上的电流方向一致，但是在另外两个金属板上的电流方向和相应的偶极子贴片上的电流方向相反。因此，垂直金属板的引入可以平衡两个偶极子上的电流分布，使其满足圆极化产生的条件从而天线可以多产生一个圆极化通带，在原始的矩形偶极子天线(没有寄生金属板的交叉偶极子天线)中不能实现。图3-3c)是交叉偶极子和寄生的垂直金属板在1.0GHz的电流分布，从图中可以看出，交叉偶极子和垂直金属板之间的耦合作用也可以在1.0GHz产生，此时在四个寄生金属板上的电流方向都与相邻的交叉偶极子臂上的电流方向一致，因此在更低频带天线能够产生第三个轴比通带。a)b)c)图3-3交叉偶极子和垂直金属板上的电流分布a)2.8GHzb)1.6GHzc)1.0GHz35 华南理工大学硕士学位论文3.2.3天线的参数分析为了更好说明超宽带圆极化交叉偶极子天线的特性，接下来我们对超宽带天线中矩形偶极子的参数以及寄生垂直金属板的参数进行分析。首先，我们研究了交叉偶极子臂的长度和宽度对天线反射系数和轴比性能的影响。交叉偶极子臂在不同宽度下天线反射系数和轴比的变化曲线如图3-4a)所示。从图中反射系数曲线可以看出，当偶极子的宽度从20.5mm下降到10.5mm时，天线在低频段的阻抗匹配带宽基本不变，但是在高频段的阻抗匹配变化很明显。因此，当偶极子臂的宽度从20.5mm变为10.5mm时，天线的阻抗带宽从115.2%减少到75.2%。同样，交叉偶极子臂的宽度对天线轴比影响也很显著。当利用宽度比较小的偶极子臂时，天线在高频段的轴比变得非常差，此时天线的3dB轴比带宽只有45%左右。超宽带天线在不同偶极子臂长度下的反射系数和轴比的变化曲线如图3-4b)所示，从图中仿真曲线可以看出，天线偶极子臂的长度对天线性能的影响与偶极子臂的宽度对天线性能的影响完全相反。从图3-4b)中的反射曲线可以看出，当交叉偶极子臂的长度从21mm增加到41mm时，天线阻抗匹配在低频变化很大但是在高频变化很小。当交叉偶极子臂的长度为21mm时，天线在低频段的阻抗完全不匹配且天线的轴比值都在3dB以上。根据图3-4所示的反射系数和轴比曲线结果可以得出，超宽带天线在低频段和高频段的工作带宽可以分别由矩形交叉偶极子臂的长度和宽度所控制，通过调节矩形偶极子臂的长度和宽度，天线可以在低频段和高频段同时实现比较好的性能。接下来，我们也研究了寄生垂直金属板的尺寸对天线性能的影响。图3-5是垂直金属板在不同宽度和长度下天线反射系数和轴比的曲线图。从图3-5a)中可以看出，寄生金属板的宽度对所提出的超宽带天线在高频段的阻抗匹配和轴比几乎没有影响，但是在低频段时寄生金属板的宽度对天线性能的影响特别大。随着金属板宽度的减小，天线在低频段的阻抗带宽会减小。从轴比曲线可以看出，随着垂直金属板的宽度减小，天线的轴比变得非常差。正如前面所叙述的一样，天线高频段的圆极化带宽主要是由交叉偶极子本身产生的，因此改变金属板的宽度对天线高频段的性能几乎没有影响。图3-5b)是寄生金属板在不同长度下天线反射系数和轴比的曲线图。从图中曲线可以看出，随着金属板长度的改变，天线的性能变化很平稳，因而寄生金属板的长度可以作为天线的一个微调参数。36 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线0-10|(dB)11-20|S-309w1=10.5mmw1=15.5mm6w1=20.5mm3Axialratio(dB)00.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)a)0-10|(dB)11|S-20-309l1=21mml1=31mm6l1=41mm3Axialratio(dB)00.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)b)图3-4偶极子臂的宽度和长度对天线性能的影响a)偶极子臂的宽度w1b)偶极子臂的长度l1基于上面的分析，一个简单的设计向导总结如下：首先，设计一个工作在较高频段的交叉偶极子天线，其中天线偶极子臂的长度为l1，宽度为w1，整个天线的高度为h；第二步，在交叉偶极子天线地板的合适位置增加四个寄生的垂直金属板，金属板的原始长(l)和宽(w)可以选择为l=1.5w，w=h，第三步，调节交叉偶极子臂的长度和垂直金属板的宽度来优化天线低频段的响应，调节偶极子臂的宽度来优化天线高频段的响应；最后，通过优化所提出的超宽带天线的各个参数，从而天线能得到比较理想的圆极化带宽。37 华南理工大学硕士学位论文0-10|(dB)11|S-20-309w=17mmw=27mm6w=37mm3Axialratio(dB)00.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)a)0-10-20|(dB)11-30|S-409l=16mml=24mm6l=32mm3Axialratio(dB)00.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)b)图3-5寄生金属板宽度和长度对天线性能的影响a)垂直金属板的宽度wb)垂直金属板的长度l3.2.4天线仿真和测试结果为了验证设计的可行性，我们对本节提出的超宽带圆极化交叉偶极子天线进行加工和测试。超宽带交叉偶极子天线模型的三维图和俯视图分别如图3-6a)和3-6b)所示，从图中可以看出，交叉偶极子天线的辐射单元蚀刻在介电常数为3.38，高度为0.8mm的介质基板上、下表面并且通过四个铁佛龙支撑柱将天线的介质基板和金属地板进行支撑和固定。同时，天线的反射地板和寄生的垂直金属板都用铝合金进行加工，并且利用螺丝将两者固定在一起。因为反射地板和寄生的垂直金属板都用金属材料进行加工，故可以将两者进行一体化加工或者很容易地通过一个3D金属打印机得到。从图中可以很明显38 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线的看出，寄生垂直金属板的引入不会增加原始交叉偶极子天线的面积也不会增加天线的高度，因此整个天线的结构很简单而且尺寸很紧凑。本节提出的超宽带圆极化交叉偶极子天线的反射系数利用HP8510C矢量网络分析仪进行测试，天线的轴比、增益和辐射方向图则是利用SatimoStarlab系统测量得到。a)b)图3-6超宽带圆极化交叉偶极子天线的实物图a)三维图b)俯视图本节所提出的超宽带天线仿真和测试的反射系数、轴比和增益曲线如图3-7所示，从图中可出，天线仿真和测试结果之间能够达到很好的吻合度。根据图3-7所示的曲线图，天线仿真和测试的阻抗带宽都为115.2%(0.84-3.12GHz)，仿真和测试的3dB轴比带宽分别为108.9%(0.90-3.05GHz)和106.1%(0.92-3.0GHz)。从天线的结果图中可以很明显的看出，天线整个轴比通带全部落在阻抗通带内，因此提出的超宽带交叉偶极子天线能够得到106.1%的可用圆极化带宽。图3-7c)是超宽带圆极化交叉偶极子天线在正上方辐射方向的仿真和测试增益曲线。从图中可以看出，在0.9-2.5GHz的频段范围内，天线测试的增益比较平稳且天线的平均增益为5dBic左右。由于在2.8GHz时，天线辐射方向图的主波束比较窄，因此天线的增益可以增加到6.7dBic。同时，超宽带圆极化交叉偶极子天线在整个通带内仿真和测试的增益变化值都小于3dB，对于超宽带天线来说，这种特性是很受欢迎的。图3-8是本节提出的超宽带圆极化交叉偶极子天线在两个主平面的仿真和测试归一化辐射方向图，图中黑色和红色的曲线分别代表仿真和测试的结果。从图中可以看出，在整个工作通带内天线的方向图都很稳定，并且在正上方的辐射方向上天线主极化(左旋圆极化)场的强度比天线交叉极化(右旋圆极化)场的强度高20dB左右，因此本节提出的超宽带天线可以辐射很好的左旋圆极化波。由于在1.0和1.6GHz时交叉偶极子和垂直金属板之间强耦合作用，在金属板上会产生强的感应电流，从而天线在这两个频点的39 华南理工大学硕士学位论文|S(dB)|110-10-20HFSSSimulation-30Measurement0.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)a)AxialRatio(dB)9HFSSSimulation6Measurement300.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)b)Gain(dBic)8642HFSSSimulationMeasurement00.81.21.62.02.42.83.2Frequency(GHz)c)图3-7提出的超宽带圆极化交叉偶极子天线仿真和测试的反射系数、轴比和增益曲线a)反射系数b)轴比c)增益40 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线xoz和yoz平面上都可以实现115°左右的半功率波束宽度。因为在2.8GHz的轴比通带主要由交叉偶极子本身产生的，并且此时交叉偶极子和寄生的垂直金属板之间的耦合作用较弱，在垂直金属板上的感应电流比较弱，因此所提出的超宽带天线在此频点的主波束宽度也下降到70°左右。0°LHCP0°0°0°0°0°0°0°0°60°RHCPRHCP0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°a)0°LHCP0°0°0°0°0°RHCPRHCP0°0°0°60°0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°b)0°LHCP0°0°0°0°0°RHCPRHCP0°0°0°60°0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°c)图3-8本章所提出的超宽带圆极化交叉偶极子天线仿真和测试的归一化辐射方向图a)1.0GHzb)1.6GHzc)2.8GHz41 华南理工大学硕士学位论文3.2.5与其他宽带圆极化交叉偶极子的对比表3-1是提出的超宽带交叉偶极子天线和前面已经发表的宽带圆极化交叉偶极子天线性能的比较。从表中可以看出，我们所提出的超宽带交叉偶极子天线具有最宽的阻抗、轴比以及增益带宽，并且天线具有最紧凑的结构。虽然在文献[27]中的交叉偶极子天线利用两个椭圆形偶极子和复合金属腔结构也能实现96.6%的圆极化带宽，但是我们所提出的超宽带天线的结构相对更简单且更容易加工。同时，天线的面积和剖面都更小且所提出的超宽带天线的尺寸比椭圆形交叉偶极子天线[27]的体积小14倍。更重要的是，两个天线的原理是完全不一样的。正如在文献[27]中所述，椭圆形交叉偶极子天线的超带宽圆极化带宽主要是由于椭圆形偶极子(70%)产生，复合金属腔主要是用来提高天线的前后比。但是在我们所提出的超宽带交叉偶极子天线中，四个寄生的垂直金属板对提高矩形偶极子天线的阻抗和轴比带宽都非常重要，但是其对交叉偶极子天线的前后比基本没有影响。表3-1所提出的超宽带圆极化天线和其他宽带圆极化交叉偶极子天线的比较ImpedanceAxial-ratioOverlapping3dBgainRefSize(λl3)bandwidthBandwidthBandwidthBandwidth(peakgain)0.900.9038.2%28.6%25.2%[18]25.2%0.22(20.7)*(1.97-2.9GHz)(2.25-3GHz)(8.34dBic)0.560.5672.2%47.8%47.8%[20]47.8%0.21(7.6)*(1.01-2.15GHz)(1.21-1.97GHz)(7.1dBic)0.420.4250.2%27%27%[24]27%0.23(4.7)*(1.99-3.22GHz)(2.3-2.9GHz)(6.8dBic)0.750.7557%51%43.5%[26]43.5%0.20(13.0)*(1.77-3.19GHz)(2.05-3.45GHz)(10.7dBic)0.870.87105.6%96.6%60%[27]96.6%0.17(14.9)*(0.9-2.95GHz)(1-2.87GHz)(12dBic)0.900.9019.5%12.9%12.9%[55]12.9%0.03(2.8)*(5.13-6.24GHz)(5.38-6.12GHz)(9.8dBic)0.610.6199%94.5%76.7%[56]93.4%0.08(3.5)*(2-5.92GHz)(2.15-6GHz)(9.5dBic)0.280.28115.2%106.1%106.1%Prop106.1%0.11(1)*(0.84-3.12GHz)(0.92-3GHz)(7.0dBic)l:最低工作频率对应的波长*:关于所提出的超宽带天线的归一化体积42 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线最近在文献[55]以及[56]中分别利用耦合旋转的寄生贴片以及贴片阵列组成的宽带圆极化天线已经在表3-1中给出比较。文献[55]中的圆极化天线由一个提供连续相位的环形馈电结构、四个主辐射贴片单元以及四个寄生的贴片构成。通过馈电的圆环、辐射贴片以及寄生贴片产生三个圆极化通带，从而天线得到12.9%的圆极化带宽。虽然圆极化微带贴片天线[55]是由单层介质基板构成因而天线的剖面比较低，同时天线也很容易通过PCB技术进行加工，但是其圆极化带宽并不是很有竞争力。文献[56]中的圆极化贴片阵列天线的原理十分不同，通过特地设计一个连续旋转的宽带馈电网络来激励四个连续旋转的六边形贴片。主要通过将弱耦合原理引入到天线的馈电网络、馈电单元以及辐射单元上，天线的轴比带宽能达到94.5%，这个天线的圆极化带宽很有竞争力，但是其结构却比较复杂。3.3讨论和拓展本章所提出的方法具有很好的通用性，同时适用于各种类型的圆极化贴片天线。为了验证所提出的增加圆极化带宽方法的通用性，我们将该方法应用到一个切角的圆极化微带贴片天线中。图3-9是本节所提出的宽带圆极化贴片天线的结构，从图中可以看出，天线由切角的方形贴片、四个寄生的垂直金属板、方形地板和馈电同轴线组成。其中切角的贴片和金属反射板之间的距离为h，同时，切角的贴片单元通过一个位于(-x0,y0)的馈电同轴线进行馈电。从图3-9b)所示天线的俯视图中可以看出方形贴片的边长为a，同时两个边长为d的三角形部分从方形贴片的对角线中移除。通过在方形贴片的对角线上蚀刻掉两个相同的三角形部分，切角的贴片可以产生两个正交的线极化波并且这两个线极化波的幅度相同、相位相差90°，从而切角的贴片天线能够实现圆极化辐射。同时，四个相同尺寸(长为l，宽为w)的垂直金属板旋转放置在地板上且离中心的距离为p，主要用来提高贴片天线的圆极化带宽。天线最优化的参数尺寸为：g=96mm,a=61mm,d=16.5mm,p=35mm,x0=6.5mm,y0=30mm,l=80mm,w=29.5mm,h=6mm.其中，图3-9所示的宽带圆极化贴片天线会产生右旋圆极化，通过将切角的贴片、四个寄生的垂直金属板以及馈电同轴线沿着x轴镜像，本节所提出的宽带圆极化微带贴片天线也能得到左旋圆极化。43 华南理工大学硕士学位论文yxMetallicplateslaMetallicdplateswPatchx0yg0PatchphProbeSMAlga)b)图3-9宽带圆极化贴片天线a)三维图b)俯视图为了验证所提出的宽带贴片天线的可行性，我们对其进行加工和测试。图3-10是宽带圆极化贴片天线的两张加工模型图，其中整个天线都是利用铝合金进行加工。为了便于加工，切角的贴片、寄生的垂直金属板以及反射地板的厚度分别为1mm、3mm和3mm，其余参数和图3-9中所示的参数一样。从图中可以看出，寄生的垂直金属板和反射地板是一体化加工，同时悬浮的贴片利用一个铁佛龙支撑柱来进行支撑。因为所提出的圆极化贴片天线是纯金属的，天线可以很容易地通过一个3D金属打印机得到。在我们所提出的天线设计中，天线的反射系数通过HP8510C矢量网络分析仪进行测量，天线的轴比、增益以及辐射方向图通过SatimoStarlab系统测量得到。a)b)图3-10宽带圆极化贴片天线的模型图a)三维图b)俯视图图3-11是天线仿真和测试的反射系数和轴比曲线图。为了便于比较，原始切角的圆极化贴片天线(没有寄生的垂直金属板)相应的仿真结果也包括在图中。从图3-11a)中蓝色的曲线可以看出，在原始切角的贴片天线中，由于切角的影响天线可以在2.15和2.4GHz附近产生两个分别沿着x轴和y轴方向的谐振模式。在2.25GHz时两个模式具有相同的幅度和正交的相位，此时天线能产生一个3.8dB的轴比最小点，正如图3-11b)44 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线所示。值得提及的是，这个轴比值并不是最优化的结果，因为此时切角贴片天线的尺寸和所提出的宽带圆极化贴片天线中的尺寸是一致的。优化这个切角贴片天线的尺寸后，天线可以实现4%左右的圆极化带宽。当在切角的贴片周围引入四个垂直的金属板后，天线原始的阻抗通带几乎不变，同时天线也可以在更低频段产生一个新的谐振模式，从而天线能够实现24.7%(1.92-2.46GHz)的阻抗带宽。同时，垂直金属板的引入也会提高天线的轴比带宽。由于切角的贴片、垂直金属板以及两者之间相互作用能够在相邻频段产生三个轴比通带，最终天线可以实现22.4%(1.98-2.48GHz)的轴比带宽，这个带宽是传统圆极化微带贴片天线带宽的四倍多。从图中黑色和红色曲线可以看出，天线仿真和测试结果之间具有很好的吻合度。同时，天线的阻抗和轴比通带几乎是重合的，因此天线可以实现21.6%的可用圆极化带宽。|S(dB)|110-10-20Simulation(Withplates)-30Measurement(Withplates)Simulation(Withoutplates)-401.82.02.22.42.6Frequency(GHz)a)AxialRatio(dB)9Simulation(Withplates)Measurement(Withplates)Simulation(Withoutplates)6301.82.02.22.42.6Frequency(GHz)b)图3-11天线仿真和测试反射系数和轴比曲线图a)反射系数b)轴比45 华南理工大学硕士学位论文图3-12是提出的宽带圆极化贴片天线在2.25GHz的归一化辐射方向图，从图中可以看出，天线在两个主平面的主辐射方向都在正上方。而且在每个主平面上，天线在主辐射方向上的右旋圆极化(主极化)场分量比左旋圆极化(交叉极化)场分量大20dB，证明提出的天线设计是一个右旋圆极化天线。同时在整个通带的其他频段内，天线也能产生平稳的辐射方向图，为了简洁在文章中没有给出。值得注意的是，在yoz平面的辐射方向图并不是完全对称，同时天线最大的辐射方向有点偏离z轴方向。这主要是由于馈电同轴线位置的不对称导致的，其中不对称的馈电位置主要是为了使天线获得比较好的阻抗匹配和轴比。图3-13是天线仿真和测试的增益曲线图，从图中可以看出，仿真和测试结果具有很好的吻合度。而且，所提出的宽带圆极化贴片天线在整个轴比通带内的增益非常平稳，在整个轴比通带内天线的增益变化范围不超过3dB。同时天线测试的最大增益和平均增益值分别为6.4dBic和5.8dBic。0°RHCP0°0°0°0°0°0°0°0°60°LHCPLHCP0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°图3-12天线在2.25GHz时仿真和测试的辐射方向图Gain(dBic)642HFSSSimulationMeasurement01.82.02.22.42.6Frequency(GHz)图3-13天线仿真和测试的增益曲线46 第三章超宽带圆极化交叉偶极子天线3.4本章小结本章提出一种超宽带圆极化交叉偶极子天线，在交叉偶极子周围引入四个垂直金属板，利用交叉偶极子和垂直金属板之间耦合作用能够在垂直金属板上可以产生正交的感应电流。因此，在交叉偶极子天线的原始工作频段周围能产生额外的轴比通带，从而显著地提高交叉偶极子天线的圆极化带宽，天线的圆极化带宽能够从30%左右提高到106.1%。仿真和测试结果表明，天线在整个通带内的辐射方向图和增益都非常平稳且天线的增益变化范围都不超过3dB。本章所提出的超宽带交叉偶极子天线设计几乎能覆盖所有的GNSS频段以及部分S频段。而且，本章所提出的增加圆极化带宽的方法具有很好的通用性，同时能适用于各种类型的贴片天线。为了验证所提出的增加天线圆极化带宽方法的通用性，我们将该方法应用在一个切角的圆极化微带贴片天线中。47 华南理工大学硕士学位论文第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线4.1引言在全球导航卫星系统(包括美国的全球定位系统、欧盟的伽利略、俄罗斯的格洛纳斯以及中国的北斗卫星导航系统)中，每个导航系统都有几个不同的工作频段。虽然每个导航系统的工作频段比较窄，但是其中心频率变化很明显，导航系统工作的中心频率从1.1变化到1.6GHz。因此，设计一个能覆盖全球导航卫星系统的所有工作频段的宽带圆极化天线具有很重要的意义。除了宽的圆极化带宽外，在全球导航卫星系统中为了保证足够的通信链接，因此具有足够波束宽度的圆极化天线更受欢迎。首先是天线的轴比波束宽度需要得到保证，因此许多宽轴比波束的圆极化天线设计被提出。例如天线[57]通过利用锥形的椭圆金属腔代替平面地板可以实现134°左右的轴比波束宽度或者在文献[33]中利用矩形金属腔可以使得天线在两个主平面的轴比波束宽度同时达到245°。同时，天线[58]通过利用旋转的结构来实现180°左右的轴比波束宽度。除此之外，在文献[34-35]主要将平行偶极子合理放置在一个方形的介质板上得到130°左右的轴比波束宽度或在微带贴片天线里面负载短路金属过孔[12]来得到140°左右的轴比波束宽度。上述提及的这些天线设计虽然能实现很宽的轴比波束宽度，他们不能在很宽的频段范围内都得到宽的轴比波束宽度，甚至有一些天线本身的3dB轴比带宽就比较窄。在宽波束角度应用中，除了宽的轴比波束宽度外，半功率波束宽度也是另一个重要的指标。其中，增加寄生单元是一种通用的方法来获得比较宽的半功率波束宽度。例如在文献[39]中通过在一个加载分支的圆形贴片正上方增加一个寄生圆环，天线能得到140°的半功率波束宽度或者天线[40]通过在一个加载缝隙的圆形贴片周围负载四个金属圆柱体可以得到164°左右的半功率波束宽度。上述两个天线的轴比带宽都很窄，分别为0.3%和3.33%。另一种通用的技术是利用金属腔来提高波束宽度，在堆叠的贴片天线[41]中放置一个半开的金属腔来得到超过100°的半功率波束宽度。同时在文献[42]中通过引入一个双环腔结构，天线在双频段的中心频率处分别得到135°和112°的波束宽度，但是上述天线[41-42]的轴比波束宽度并没有被研究。只有天线设计[43-45]能同时得到宽的轴比和半功率波束宽度。在文献[44]中通过调节介质基板的尺寸使其大于地板的尺寸，天线能得到超48 第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线过165°的轴比波束宽度和超过100°的半功率波束宽度。在文献[45]中通过结合圆形偶极子单元、弯曲地板以及波纹状的腔，天线可以得到230°的轴比波束宽度和150°的半功率波束宽度。虽然上述天线设计[43-45]可以同时得到宽的波束宽度(轴比和半功率波束宽度)，这些天线的轴比带宽都不超过8%。因此，现存的天线设计很难在一个宽的通带范围内同时实现宽的轴比和半功率波束宽度。最近，交叉偶极子天线由于良好的圆极化特性而受到广泛关注。前人已经提出了很多创新的圆极化交叉偶极子天线设计，其中天线[47]利用人工磁导体表面来降低其剖面，天线[26-27]主要是利用不对称蝶形偶极子[26]或椭圆形偶极子[27]来实现宽的圆极化带宽，天线[28-32]主要是利用反射腔来提高其轴比波束宽度或者在天线[59]中通过在偶极子臂上加载帽子形的寄生单元来改善天线的波束宽度，但是以上这些文献都不能同时实现低剖面、宽的圆极化带宽以及宽的波束宽度(轴比波束宽度和半功率波束宽度)。本章所提出的圆极化交叉偶极子天线通过增加四个巧妙设计的寄生单元，利用交叉偶极子和寄生单元之间的耦合作用，天线的性能可以得到很大改善。在交叉偶极子和地板之间引入四个短接地板的寄生单元，不仅天线的剖面可以降为0.1波长，且天线的圆极化带宽可以从11.9%提高到63.9%，同时天线还能在一个非常宽的频段范围(1.0-1.68GHz)内实现超过120°的轴比波束宽度以及超过110°的半功率波束宽度。4.2宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线4.2.1天线的结构本章所提出的宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线的结构如图4-1所示，从图中可以看出，交叉偶极子天线由两个蝶形的交叉偶极子、四个寄生单元、方形地板以及馈电同轴线组成。从图中可以看出，两个偶极子相互正交并且每个偶极子都由两个相同尺寸的梯形偶极子臂组成，其中梯形偶极子臂的尺寸是上底为w0，下底为w1且高为l1。同时，作为辐射单元的两个偶极子分别印刷在介电常数为3.38，厚度为0.8mm的介质基板上、下表面并且在同一表面的偶极子臂是通过四分之一印刷圆环连接，且印刷圆环的周长为四分之一波导波长(中心频率处所对应的波长)。利用上、下表面的印刷圆环分别与馈电同轴线的内、外导体相连的方式可以使得交叉偶极子之间实现90°相位差，从而产生圆极化辐射。为了提高天线的性能，四个寄生单元沿着方形介质基板的对角线分别放置在49 华南理工大学硕士学位论文四个偶极子臂之间，且离中心的距离为d。每个寄生单元由一个水平的等腰三角形贴片以及一个垂直的金属板组成。四个水平三角形贴片全都位于介质基板的下表面，且每个三角形贴片的底为w2，高为l2。至于寄生单元的垂直部分，也就是四个垂直金属板，它们和水平三角形贴片以及方形地板相连，且每个寄生金属板的尺寸是长为a，宽为b以及高为h。从图4-1a)可以看出，方形地板的边长为g且其距离辐射单元的高度为h，同时方形地板和同轴线的外导体焊接在一起作为反射板来提供定向辐射。通过ANSYSHFSS仿真得到优化的参数列在表4-1中。表4-1宽带宽波束交叉偶极子天线最后优化的参数参数w0l1w1r1r2l2w2h0单位(mm)5.231.918.44.85.136.2360.8参数dd1abhgh1l单位(mm)1245.525.66.420.481397ParasiticCrosseddipoleselementsh0bhCableah1gGroundplaneSMAa)yxw2Vacant-quarterringParasiticelementsl2d1r1r2w0w1ldl1abCrosseddipoleslTopsideBottomsideb)图4-1宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线a)三维图b)俯视图50 第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线4.2.2天线的原理在这个部分，主要通过引入一个没有寄生单元的参考天线来说明天线的工作原理。参考天线和所提出的宽带宽波束天线的结构如图4-2所示，其中图4-2a)是参考天线的俯视图和侧视图，图4-2b)是所提出的宽带宽波束天线的俯视图和侧视图。从图中可以看出，参考天线由两个底为w1，高为l1的三角形贴片偶极子、方形地板以及馈电同轴线组成，没有额外的寄生单元。为了实现两个天线更加公平的比较，在参考天线中三角形偶极子的面积和所提出的宽带宽波束天线中梯形偶极子以及寄生水平贴片的总面积相同，且两个天线的介质基板和反射地板的尺寸一样，同时在两个天线中介质基板和地板之间的高度相同。a)b)图4-2参考天线和所提出的宽带宽波束天线a)参考天线b)所提出的宽带宽波束天线参考天线和所提出的宽带宽波束天线的反射系数和轴比曲线如图4-3所示。图4-3a)是两个天线仿真的反射系数比较图，从图中可以看出，参考天线的10dB阻抗带宽为29.8%(1.77-2.39GHz)。相对于剖面为四分之一波长的交叉偶极子天线的阻抗带宽来说，这个带宽相对比较窄，因为这个天线的剖面只有0.14波长(中心频率处对应的波长)，在天线设计中一般更低的剖面会导致更窄的带宽。通过在交叉偶极子周围引入四个寄生单元，所提出的宽带宽波束天线的阻抗带宽不仅可以提高到78.1%(0.89-2.03GHz)且天线的阻抗通带也能够转向更低的频段，通带的中心频率从2.1下降到1.5GHz。这是因为寄生单元的加载作用会增加交叉偶极子臂上的电流长度，天线的剖面可以降低为0.1波长。51 华南理工大学硕士学位论文这种降低天线剖面的原理和文献[60]中利用短路金属过孔来降低天线剖面的原理类似。同时，从两个天线的轴比曲线也可以看出相似带宽增加和剖面降低的现象。根据图4-3b)所示的轴比曲线可以看出，参考天线的轴比带宽为11.9%(1.90-2.14GHz)而提出的天线的轴比带宽为63.9%(0.971.88GHz)，且两者轴比通带的中心频率分别为2.0和1.4GHz。和第三章中利用垂直金属板提高天线带宽相似的原理，引入四个寄生单元可以在原始工作频段周围额外产生一个轴比通带，因此天线的圆极化带宽能够增加50%左右。|S(dB)|110-10Thereferenceantenna-20Theproposedantenna1.01.21.41.61.82.02.22.4Frequency(GHz)a)AxialRatio(dB)9ThereferenceantennaTheproposedantenna6301.01.21.41.61.82.02.22.4Frequency(GHz)b)图4-3两个天线仿真的反射系数和轴比曲线图a)反射系数b)轴比图4-4是参考天线和本章所提出的宽带宽波束天线的半功率以及轴比波束宽度曲线对比图。其中黑色和红色的实线(虚线)分别代表本章所提出的天线在xoz和yoz平面的半功率波束宽度(轴比波束宽度)，同时，蓝色和绿色的实线(虚线)分别代表参考天线在xoz和yoz平面的半功率波束宽度(轴比波束宽度)。从图中半功率波束宽度的曲线可以看52 第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线出，本章所提出的天线的半功率波束宽度比参考天线的半功率波束宽度至少宽40°左右。为了研究其工作原理，在1.0和1.65GHz时交叉偶极子和寄生单元上的电流分布如图4-5所示。从图中可以看出，在垂直金属板上可以产生沿z轴方向上的电流。垂直电流可以提供一个类似偶极子的辐射，在正上方辐射方向的辐射强度为0而在赤道方向的辐射最强。交叉偶极子天线本身会产生定向辐射方向图，且天线的辐射功率密度随着俯仰角θ的增加而减小，因此在赤道附近天线的增益会比较低。如图4-6所示，当在交叉偶极子天线中引入寄生单元时，两者的辐射强度会互相加强。所提出的宽波束天线在低俯仰角处的增益会增加，在正上方的增益几乎不变，使得天线在上半空间可以得到更加均匀的辐射方向图。因此，本章所提出的天线的半功率波束宽度可以在一个很宽的频率范围内(1.0-1.88GHz)从70°增加到超过110°，甚至在轴比通带内天线最大的半功率波束宽可以达到154°。从图4-4所示两个天线的波束宽度曲线图中可以看出，通过在参考天线中引进四个寄生单元，不仅天线的半功率波束宽度可以得到提高，而且天线的轴比波束宽度也能显著地提高。根据图4-4中蓝色和绿色的虚线所示，参考天线的轴比波束宽度在xoz平面从80°增加到105°，在yoz平面轴比波束宽度从65°增加到95°，即使在单个频点上参考天线的轴比波束宽度也不能在两个主平面同时达到90°。相反，在一个非常宽的频段范围(1.0-1.68GHz)内本章所提出的天线都可以在两个主平面上同时实现超过120°的轴比波束宽度。接下来，我们将通过互补的电偶极子和磁偶极子来解释其工作原理。图4-7和图4-8分别是在不同相位下交叉偶极子和寄生单元上的电流分布。320320HPBW(=0)ARBW(=0)280HPBW(=90)ARBW(=90)280240HPBW(=0)ARBW(=0)240HPBW(=90)ARBW(=90)20020016016012012080803dBARbeamwidth(deg)Half-powerbeamwidth(deg)0.81.01.21.41.61.82.02.2Frequency(GHz)图4-4两个天线在两个主平面的半功率波束宽度和轴比波束宽度的曲线53 华南理工大学硕士学位论文a)b)图4-5交叉偶极子和寄生单元上的电流分布a)1.0GHzb)1.65GHzPatternofthePatternoftheThecombinedpatterncrossed-dipoleverticalplates图4-6提高半功率波束宽度的原理t=0t=T/4t=T/2t=3T/4图4-7在1GHz时交叉偶极子上的电流分布图4-7是在不同相位下交叉偶极子上的电流分布，从图中可以看出，在t=0,T/2时，交叉偶极子上的电流主要集中在y轴方向的偶极子上，而在t=T/4,3T/4时交叉偶极子上的电流主要集中在x轴方向的偶极子上。因此，交叉偶极子可以等效为分别沿着x和54 第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线y轴方向的两个偶极子。而且正如所期望的那样，两个偶极子之间存在90°相位差。同样，从图4-8可以看出，在t=0,T/2时寄生单元上的电流主要集中在寄生单元1和3上，而在t=T/4,3T/4时寄生单元上的电流主要集中在寄生单元2和4上。除此之外，寄生单元上的电流分布和文献[61]中短接的蝶形偶极子天线上的电流类似，因此很容易得出四个寄生单元能被看作两个短接的蝶形偶极子贴片天线，从而能近似的等效为两个分别沿着±45o对角线方向的磁偶极子[61-62]。从图4-8中可以看出，正交的寄生偶极子之间存在90°相位差，例如寄生单元<1-3>和<2-4>。寄生单元上的电流是从相邻的偶极子上耦合得到的，在两个交叉的电偶极子之间存在90°的相位差，因此在两个磁偶极子之间也存在90°相位差。因为两个等效的磁偶极子是沿着±45o对角线方向，我们可以将其分解为两个分别沿着x和y轴方向的磁偶极子。如图4-9所示，在所提出的天线结构中，能够得到两组等效的电偶极子和磁偶极子。电偶极子在E面和H面的辐射方向图分别为8形和O形，而磁偶极子和电偶极子的辐射方向图正好相反。当互补的电偶极子和磁偶极子结合在一起时，天线能实现相同的E面和H面辐射方向图[63]。因此，当利用相同的幅度和正交的相位去激励两组电偶极子和磁偶极子时，天线能够实现宽的轴比波束宽度[12][62]。t=0t=T/4t=T/2t=3T/4图4-8在1GHz时寄生单元上的电流分布55 华南理工大学硕士学位论文J2M’M2M12yJ2M1’yJ1J1xx图4-9等效的电偶极子和磁偶极子4.2.3天线仿真和测试结果为了验证天线设计的可行性，我们对本章所提出的交叉偶极子天线进行加工和测试。其中图4-10是天线模型的结构图，加工天线模型的参数和表4-1中仿真天线的参数相同。在天线的模型图中，交叉偶极子和寄生单元的水平部分都蚀刻在介电常数为3.38，高度为0.8mm的介质基板上。寄生单元的垂直部分和金属地板利用铝合金进行一体化加工，然后通过焊接技术将介质基板和一体化加工的金属地板以及寄生垂直金属板组装在一起，因此整个天线的结构非常稳固。在本章所提出的天线设计中，天线的反射系数通过HP8510C矢量网络分析仪进行测量，天线的轴比、增益以及辐射方向图通过SatimoStarlab系统进行测量。a)b)c)图4-10宽带宽波束天线的加工模型a)俯视图b)侧视图c)底面图图4-11是宽带宽波束天线仿真和测试的反射系数和轴比曲线图，从图中可以看出，天线仿真和测试结果之间具有很好的吻合度，曲线之间小的偏差主要是由于加工误差和实验不理想导致的。从图4-11a)可以看出，仿真和测试的阻抗带宽分别为78.1%56 第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线(0.892.03GHz)和78.3%(0.912.08GHz)。从图中可以看出，天线的反射系数曲线在1.1GHz时有一个凸起的点。在这个频率点我们对交叉偶极子和寄生贴片上的电流分布进行了研究，在1.1GHz时每个偶极子的两个臂上电流流向是反向的而在其他频率点时其电流流向是同向的，但是这种电流分布并不影响天线的轴比。根据图4-11b)所示的轴比曲线可以看出，在这个频率点的轴比非常小，同时天线仿真和测试的轴比带宽分别为63.9%(0.97-1.88GHz)和63.4%(0.97-1.87GHz)。从图4-11a)和b)的曲线可以看出，测试的轴比通带完全落在阻抗通带内，因此天线的整个轴比通带都是可用的。|S(dB)|110HFSSSimulationMeasurement-10-20-300.81.01.21.41.61.82.0Frequency(GHz)a)AxialRatio(dB)9HFSSSimulationMeasurement6301.01.21.41.61.8Frequency(GHz)b)图4-11天线仿真和测试的反射系数和轴比a)反射系数b)轴比图4-12是提出的宽带宽波束天线在1.1、1.3和1.65GHz时仿真和测试的归一化辐射方向图，其中黑色和红色曲线分别代表仿真和测试的结果。从图中可以看出，天线在整个轴比通带内都能实现很好的定向辐射，而且在天线辐射的正上方，天线主极化(左旋57 华南理工大学硕士学位论文圆极化)场的强度比交叉极化(右旋圆极化)场的强度高18dB，表明天线是一个左旋圆极化天线。除此之外，天线的半功率波束宽度随着频率的增加而增加，在1.1GHz时天线的半功率波束宽度为110°，在1.65GHz时天线的半功率波束宽度可以达到128°。除此之外，天线在三个频率点的轴比波束宽度都能超过120°甚至在1.65GHz时天线测试的轴比波束宽度能达到188°。0°LHCP0°0°0°0°0°0°0°0°60°RHCPRHCP0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°a)0°LHCP0°0°0°0°0°0°0°0°60°RHCPRHCP0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°b)0°LHCP0°0°0°0°0°0°0°0°60°RHCP0°-40-30-20-1000°0°-40-30-20-1000°RHCP0°0°0°0°0°0°0°0°0°0°=0°=90°c)图4-12天线仿真和测试的方向图a)1.0GHzb)1.35GHzc)1.6GHz58 第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线图4-13是所提出的宽带宽波束天线仿真和测试的增益曲线，从图中可以看出随着频率从0.97增加到1.87GHz，天线测试的增益值从4.5下降到2.5dBic。正如前面图4-4中天线半功率波束宽度的曲线图所示，天线的半功率波束宽度随着频率的增加而增加，因此天线的增益会随着频率的增加有所下降。同时，在1.1GHz时天线的阻抗匹配不是很好，因此在这个频率点时天线的增益有所下降，并且在增益曲线上会产生一个凹下去的点。但是，在整个轴比通带内天线仿真和测试的增益变化值都小于3dB。Gain(dBic)5432HFSSSimulation1Measurement01.01.21.41.61.8Frequency(GHz)图4-13天线仿真和测试的增益曲线4.2.4与前人工作对比本章所提出的低剖面宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线和前人已提出的其他宽带宽波束交叉偶极子天线的尺寸以及性能的比较如表4-2所示。从表中可以发现，本章所提出的天线设计不仅有最小的体积和最低的剖面，而且天线的阻抗和轴比带宽也是最宽的。同时天线也能在一个很宽的轴比通带内实现宽的波束宽度(轴比波束宽度和半功率波带宽)且天线的最大波束宽度(轴比波束宽度和半功率波带宽)也是最宽的。为了更进一步研究所提出的宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线的优越性，我们将其和前人已经提出的宽带宽波束圆极化天线进行性能和尺寸的比较，具体数据如表4-3所示。从表中可以看出，本章所提出的宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线相对于其他宽带宽波束圆极化天线而言，我们所提出的天线不仅尺寸上有很大的优势，而且天线具有最宽的圆极化带宽，同时天线可以在一个宽频段范围实现宽的轴比波束宽度和半功率波束宽度，表格中其他天线设计的波束宽度达不到这样的性能。59 华南理工大学硕士学位论文表4-2所提出的天线和其他宽带宽波束交叉偶极子天线比较MaximumMaximum3ARUsableRefSize(λ0)IBWARBWHPBWBandwidthBandwidth(Bandwidth)(Bandwidth)0.630.63oo[29]14.8%2.1%2.1%1201000.160.600.60o[30]22.4%6.6%6.6%158-0.220.540.54o[31]3.7%1.2%1.2%160-0.170.640.64175o[32]59.8%26.8%26.8%o-0.16(>165:19.4%)0.460.46196o154oProp.78.3%63.4%63.4%oo0.10(>120:50.7%)(>110:61.1%)0:通带中心频率对应的波长表4-3所提出的天线和其他宽带宽波束圆极化天线比较MaximumMaximum3ARUsableRefSize(λ0)IBWARBWHPBWBandwidthBandwidth(Bandwidth)(Bandwidth)0.830.83120o[41]46%47.2%41.3%-o0.18(>100:30.1%)0.370.37oo[43]12.6%3.5%3.5%1211020.060.480.48oo[45]19%7.5%7.5%2361500.380.280.28oo[58]22.4%6.8%6.8%1811070.07-0.970.97~85o[62]41%33%33%(>85o:>15.4%0.25(85o:15.4%))1.521.52142o[64]63%42%42%o-0.31(>100:35.3%)0.460.46196o154oProp78.3%63.4%63.4%oo0.10(>120:50.7%)(>110:61.1%)0:通带中心频率对应的波长4.3本章小结本章提出了一个低剖面宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线，主要利用四个巧妙设计的寄生单元来降低天线的剖面、提高天线的宽带以及拓宽天线的波束宽度(轴比波束宽度和半功率波束宽度)。在交叉偶极子和地板之间增加四个短接地板的寄生单元，由于交叉偶极子和寄生单元之间的耦合作用，在寄生单元上能够产生正交的感应电流，不仅可以延长交叉偶极子上的电流路径来降低天线剖面，产生额外的轴比通带来增加天线的工作通带，而且能够提高天线的轴比和半功率波束宽度。为了验证设计的可行性，我们对天线设计进行加工和测试，仿真和测试结果之间具有很好的吻合度。测试结果表明，所60 第四章宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线提出的交叉偶极子天线不仅剖面只有0.1波长，而且其阻抗和轴比带宽分别为78.3%和63.4%，同时，天线可以在一个非常宽的频段范围内(50.7%)实现超过120°的轴比波束宽度以及超过110°的半功率波束宽度。因此本章所提出的低剖面宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线能同时覆盖全球导航卫星系统的所有工作频段。61 华南理工大学硕士学位论文总结和展望圆极化天线相对于线极化天线而言，其具有更好的抑制多径干扰和消除极化失配等优势，从而更适用于全球定位系统、卫星通信以及无线射频识别系统等。另一方面，随着现代无线通信系统的快速发展，对天线带宽的要求越来越高。宽带圆极化天线可以同时覆盖无线通信系统的多个工作频段，不仅可以减少系统中天线的数目，而且能够使得整个系统的结构比较紧凑。交叉偶极子天线具有良好的宽带圆极化特性，近年来备受关注，但是传统设计面临剖面高、带宽不够宽、带内波束宽度不稳定等问题。针对上述问题，本论文的主要工作和创新点如下：1、提出一种低剖面宽带圆极化交叉偶极子天线。在天线中引入两个阶梯形的偶极子在相邻频段产生两个轴比通带，并且引入寄生介质基板来影响天线的场分布以及改善中间频段的轴比值，从而使得两个相邻的轴比通带融合在一起，因此天线能在剖面仅为0.13波长的条件下实现55.1%的圆极化带宽。同时利用一个不规则金属地板来减小天线由于高次模产生的旁瓣，改善天线在高频的增益，因此天线的平均增益能够提高到10.4dBic左右。为了更进一步研究天线的阶梯形辐射单元中阶梯形个数对天线性能的影响，我们提出了由三个阶梯构成辐射单元的交叉偶极子天线。利用ANSYSHFSS仿真得到的结果可知，三个阶梯形的交叉偶极子天线能够提供更宽的阻抗和轴比带宽，且天线最大的增益值也有所提高，但是在高频边缘频段由于高次模产生大的旁瓣和交叉极化的影响，天线的增益下降比较明显。2、提出一种超宽带圆极化交叉偶极子天线。在交叉偶极子周围引入四个垂直金属板，利用交叉偶极子和垂直金属板之间耦合作用能够在垂直金属板上产生正交的感应电流，因此在交叉偶极子天线的原始工作频段周围能产生额外的轴比通带，从而显著地提高天线的圆极化带宽，天线的圆极化带宽从30%左右提高到106.1%。仿真和测试结果表明，天线在整个通带内的方向图和增益都非常平稳且天线的增益变化范围都不超过3dB。提出的超宽带交叉偶极子天线设计几乎能覆盖所有的GNSS频段以及部分S频段。本章所提出的增加圆极化带宽的方法(寄生的垂直金属板)具有很好的通用性，同时能适用于各种类型的贴片天线。为了验证所提出的增加圆极化带宽方法的通用性，我们将该方法应用到一个切角的圆极化微带贴片天线中。62 总结和展望3、提出一种宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线。主要利用四个巧妙设计的寄生单元来降低天线的剖面、提高天线的宽带以及拓宽天线的波束宽度(轴比波束宽度和半功率波束宽度)。在交叉偶极子和地板之间增加四个短接地板的寄生单元，由于交叉偶极子和寄生单元之间的耦合作用，在寄生单元上能够产生正交的感应电流，不仅可以延长交叉偶极子上的电流路径来降低天线剖面，产生额外的轴比通带来增加天线的工作通带，而且能够提高天线的轴比和半功率波束宽度。为了验证设计的可行性，我们对天线进行了加工和测试，仿真和测试结果之间具有很好的吻合度。测试结果表明所提出的交叉偶极子天线不仅剖面只有0.1波长，而且其阻抗和轴比带宽分别为78.3%和63.4%，同时，天线可以在一个非常宽的频段范围内(50.7%)实现超过120°的轴比波束宽度以及超过110°的半功率波束宽度。因此本章提出的低剖面宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线能同时覆盖全球导航卫星系统的所有工作频段。由于科研时间的限制，本论文主要对圆极化交叉偶极子天线在低剖面的条件下实现宽的圆极化带宽和波束宽度进行了初步的研究。因此，仍然存在很多需要改进的地方：1、传统圆极化交叉偶极子天线的剖面为四分之一波长，不利于节省空间和携带，同时在应用中其所受的风阻也更大。因而为了使其得到更加广泛的应用，接下来我们将进一步研究降低交叉偶极子天线剖面的方法。2、在移动通信中，发射的电磁波一般通过不同的路径到达接收机，会导致接收信号的幅度和相位出现波动。为了解决多径衰落和极化失配等问题，在终端用户和基站中通常需要使用双极化天线。由于圆极化天线和双极化天线的相似性，因此提出的增加圆极化带宽的方法也适用于双极化天线中。3、由于地板尺寸和短接地板的寄生单元的影响，第四章中宽带宽波束圆极化交叉偶极子天线的交叉极化后瓣辐射有点大，接下来我们将会研究减小交叉极化后瓣辐射的方法，并将其应用到交叉偶极子天线中。63 华南理工大学硕士学位论文参考文献[1]徐平.用于卫星通信的圆极化天线及CTS阵列天线的研究[D].西安：西安电子科技大学，2014[2]LiangB,Sanz-IzquierdoB,ParkerE.A,etal.AfrequencyandpolarizationreconfigurablecircularlypolarizedantennausingactiveEBGstructureforsatellitenavigation[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2015,63(1):30-40[3]BaoX.L,RuvioG,AmmannM.J,etal.AnovelGPSpatchantennaonafractalhi-impedancesurfacesubstrate[J].IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2006,5:323-326[4]SoK.K,WongH,LukK.M,etal.MiniaturizedcircularlypolarizedpatchantennawithlowbackradiationforGPSsatellitecommunications[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2015,63(12):5934-5838[5]LinY.F,WangY.K,ChenH.M,etal.CircularlypolarizedcrosseddipoleantennawithphasedelaylinesforRFIDhandheldreader[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2012,60(3):1221-1227[6]CaoR,YuS.C.WidebandcompactCPW-fedcircularlypolarizedantennaforuniversalUHFRFIDreader[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2015,63(9):4148-4151[7]TaS.X,ParkI,ZiolkowskiR.W.CircularlypolarizedcrosseddipoleonanHISfor2.4/5.2/5.8-GHzWLANapplications[J].IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2013,12:1464-1467[8]MathewS,AnithaR,DeepakU,etal.Acompacttri-banddual-polarizedcorner-truncatedsectoralpatchantenna[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2015,63(12):5842-5845[9]ZhengK.K,ChuQ.X.Asmallsymmetric-slitshapedandannularslottedBeiDouantennawithstablephasecenter[J].IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2018,17:146-14964 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华南理工大学硕士学位论文1580[42]ZuoS.L,YangL,ZhangZ.Y.Dual-bandCPantennawithadual-ringcavityforenhancedbeamwidth[J].IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2015,14:867–870[43]NgK.B,ChanC.H,LukK.M.Low-costverticalpatchantennawithwideaxial-ratiobeamwidthforhandheldsatellitecommunicationsterminals[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2015,63(4):1417-1424[44]BaoX.L,AmmannM.J.Dual-frequencydualcircularly-polarisedpatchantennawithwidebeamwidth[J].ElectronicsLetters,2008,44(21):1233-1234[45]SunY.X,LeungK.W,LuK.Broadbeamcross-dipoleantennaforGPSapplications[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2017,65(10):5605-5610[46]TranH.H,ParkI.Widebandcircularlypolarizedlow-profleantennausingartifcialmagneticconductor[J].JournalofElectromagneticWavesandApplications,2016,30(7):889-897[47]TranH.H,ParkI.Adual-widebandcircularlypolarizedantennausinganartificialmagneticconductor[J].IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2016,15:950–953[48]陈强,张厚,杨璐纯,等.基于人工磁导体的宽带圆极化交叉偶极子天线[A].中国电子学会天线分会.2017年全国天线年会论文集(上册)[C].西安：西安电子科技大学出版社,2017:489-491[49]TaS.X,ParkI.Dual-bandlow-profilecrossedasymmetricdipoleantennaondual-bandAMCsurface[J].IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2014,13:587–590[50]Nasimuddin,EsselleK.P,VermaA.K.Widebandhigh-gaincircularlypolarizedstackedmicrostripantennaswithanoptimizedC-typefeedandashorthorn[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2008,56(2):578-581[51]FakhteS,OraiziH,KarimianR,etal.Anewwidebandcircularlypolarizedstair-shapeddielectricresonatorantenna[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2015,63(4):1828-1832[52]ChairR,YangS.L.S,KishkA.A,etal.Aperturefedwidebandcircularlypolarized68 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华南理工大学硕士学位论文[63]LukK.M,WuB.Q.Themagneto-electricdipole-awidebandantennaforbasestationsinmobilecommunications[J].ProceedingsoftheIEEE,2012,100(7):2297-2307[64]ZhangL,GaoS,LuoQ,etal.Inverted-Santennawithwidebandcircularpolarizationandwideaxialratiobeamwidth[J].IEEETransactionsonAntennasandPropagation,2017,65(4):1740-174870 攻读硕士学位期间取得的研究成果攻读硕士学位期间取得的研究成果一、已发表（包括已接受待发表）的论文，以及已投稿、或已成文打算投稿、或拟成文投稿的论文情况（只填写与学位论文内容相关的部分）：相当于学被索作者（全体发表的序发表或投稿刊位论文的引收作者，按顺题目卷期、年号物名称、级别哪一部分录情序排列）月、页码（章、节）况W.J.Yang,Alow-profilewidebandIEEEAntennasvol.16,Y.M.Pan,circularlypolarizedandWireless2017,1第二章SCIS.Y.Zheng,crossed-dipoleantennaPropagationpp.2126-P.F.HuLetters2129DesignofwidebandY.M.Pan,IEEEvol.66,circularlypolarizedW.J.Yang,Transactionsonno.1,2018SCI2antennausingcoupled第三章S.Y.Zheng,Antennasandpp.42-49rotatedverticalmetallicP.F.HuPropagationplatesAsingly-fedwidebandIEEEAntennasM.D.Yang,circularlypolarizedandWirelessMinor3Y.M.Pan，第三章SCIdielectricresonatorPropagationRevisionW.J.YangantennaLetters12thEuropeanY.M.Pan,AwidebandcircularlyConferenceon4已接受第三章EIW.J.YangpolarizedpatchantennaAntennasandPropagationAlow-profilewidebandIEEEW.J.Yang,circularlypolarizedTransactionson接受待发5Y.M.Pan,crossed-dipoleantenna第四章SCIAntennasand表S.Y.Zhengwithwideaxial-ratioandPropagationgainbeamwidths注：在“发表的卷期、年月、页码”栏：1如果论文已发表，请填写发表的卷期、年月、页码；2如果论文已被接受，填写将要发表的卷期、年月；3以上都不是，请据实填写“已投稿”，“拟投稿”。不够请另加页。不够请另加页。71 华南理工大学硕士学位论文二、与学位内容相关的其它成果（包括专利、著作、获奖项目等）序号发明人专利名称类型受理/授权潘咏梅，杨婉军，1宽带圆极化天线美国发明专利已申请郑少勇，胡鹏飞潘咏梅，杨婉军，一种具有宽频段的圆极2发明专利已受理公开郑少勇，胡鹏飞化天线潘咏梅，杨婉军，一种低剖面、宽带、圆3发明专利已受理公开胡鹏飞极化交叉偶极子天线一种低剖面、宽带、高潘咏梅，杨婉军，4增益、圆极化交叉偶极实用新型授权胡鹏飞子天线72 致谢致谢转眼之间，本人在华南理工大学的硕士研究生阶段已接近尾声。在本论文的完成之际，我要向所有在学术科研以及生活中帮助过我的老师、亲人、同学和朋友们表达我最真诚的谢意！首先，我衷心感谢我的导师潘咏梅教授，潘咏梅教授不仅在学术科研上给了我很多指导而且在人生道路上也给了我很多帮助。潘老师虽然有繁忙的工作，仍然抽出时间来给我学术科研上的指导和帮助。潘教授首先让我多学习天线方面的基础知识，并指导我在科研过程中要多看参考文献，同时也鼓励我进行大胆的创新和尝试。当我在学业科研上遇到问题时，潘老师总是耐心的给我讲解，直到我能弄懂为止。在写论文的过程中，潘教授不仅不厌其烦的帮我修改论文，提高论文本身的质量，而且在修改论文的过程中，潘教授还教会我写论文的思路和方法，提高我写作的能力。除此之外，潘老师在科研上给予我指导的同时也教会了我很多做人的道理，这些都将会成为我人生中非常宝贵的一笔财富。在此，谨向潘老师对我的指导和帮助致以最真诚的感谢！感谢电子与信息学院的胡斌杰教授和章秀银教授提供的实验条件和实验仪器，为我的科研工作提供了很多便利。同时也感谢赵小兰老师为实验室付出了很多，让我在实验室的科研和生活都方便了很多。感谢实验室的黄惠芬教授、李园春老师、张洪林老师、曹云飞老师等，他们在科研过程中给予我很多帮助。感谢胡鹏飞师兄对我的科研课题给予很多实际的指导，而且在实际的天线焊接和测试过程中给予我很多帮助。同时，师兄创造的优秀科研成果和浓厚的学术氛围也让我收获很多。感谢吴天丽，欧阳鋆，秦鑫，杨美娣、罗嘉文、胡杨等同门，和他们在学术和生活上的交流不仅让我能够开阔视野和丰富知识，而且也让我的生活充满了乐趣，同时还要感谢刘贵和吴俊朗等本科生的协助。感谢我的父母、亲人以及各位舍友和朋友在我写论文期间给予我莫大的支持和鼓励。最后，感谢百忙之中评阅本论文的专家以及来参加答辩委员会的各位老师和专家。73
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