变速恒频双馈风力发电双PWM变换器的研究

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摘璎摘要风力发电作为解决能源危机和环境污染问题的有效途径，在世界范围内得到快速发展，我国的风力发电也正在进入一个快速发展时期。风力发电技术的研究因此备受关注，而双馈风力发电技术由于具有功率因数可调、效率高及变频装置容量小等诸多的优势，成为当前主流的风力发电技术。本文以双馈风力发电机组为研究对象，主要针对其双PWM变换器的控制技术进行了分析和研究。采取模块化建模的思想，将双馈风力发电机组分为风机、双馈感应发电机和双PWM变换器三个子模块，基于这三个子模块的数学模型在Matlab／Simulink环境下建立了各自的仿真模型，将三个子模块的仿真模型进行整合即得到了整个系统的仿真模型。介绍了双馈型风力发电机实现变速恒频运行的机理和不同JxL速等级下四个不同的运行阶段，即启动、最大风能捕获、恒转速运行和恒功率运行四个阶段。双馈型JxL力发电机组在不同的阶段有不同的控制目标，主要通过转子变换器的控制及浆距角的控制来实现。文中转子侧变换器采用基于定子磁链定向的矢量控制，外环控制转速和定子无功功率，内坏控制转子电流，通过转速控制实现最大风能捕获和第三阶段的恒转速运行，通过定子无功功率控制实现定子端的单位功率因数；第四阶段的恒功率运行是通过浆距角控制来实现；网侧变换器的主要功能则是维持直流电容电压的稳定。仿真结果证明实现了各阶段的控制目标，同时也证明了建模和控制策略的正确性。电网电压不平衡是最为常见的电网故障，文中采用对称分量法对电网电压不平衡条件下双馈电机的运行特性进行了研究，推导了不平衡电网电压条件下双馈感应发电机(DFIG)在正负序同步旋转坐标系中的数学模型及瞬时功率和电磁转矩的表达式。定义了有功功率及电磁转矩的脉动程度，并推导了了常规控制策略及不平衡控制策略下该脉动程度的表达式。最后分别以消除电磁转矩脉动和有功功率脉动为目标，采用jE负序分离控制策略设计了转子侧控制器，通过仿真验证了『F负序分离控制策略的『F确性。关键词：JxL力发电；双馈感应发电机；双PWM变换器；矢量控制；J下负序分离 摘要AbstractAsaneffectivesolutiontoenergycrisisandenvironmentpollution，windpowergenerationisdevelopingrapidlyworldwideandalsocomingintoaperiodofrapiddevelopmentinChina．Duetoitsadvantagessuchasadjustablepowerfactor,highefnciencyandfrequencyconversiondeviceswithsinailcapacity．doubly．fedwindpowergenerationteclmologyhasbecomethemainstreamtechnologyofwindpowergeneration．InthisPaper．thedoubly．fedwindpowergenerationexcitedbyadualPWMconverteriSsetasthestudyobject．madcontroltechnologyfordualPWMconverterhasbeenanalyzedandresearchedmainlyindepth．Takingtheideaofmodularmodeling．doubly．fedwindturbineiSdividedintowind．turbine．doubly．fedinductiongeneratoranddoublePWMconverterthreesub．modules．thenthesimulationmodelofthetlu'eesub．moduleswasestablishedinMatlab／Simulinkenvironmentbasedontheirownmathematicalmodel．finallythesimulationmodeloftheentiresystemwasintegratedbythethreesub—modulessimulationmodel．Theachievementmechanismofvariable．．speedconstant．．frequencyfordouble．．fedwindturbineandfourdif-ferentstagescorrespondingtodifferentlevelsofwindspeedwhicharethefourstagesofstarting，biggestwindenergycapturing，constantrotor—speedoperationandconstantpoweroperationiSintroduced．Doubly．fedwindturbinehavedifierentcontrolobjectivesindifferentstages．whichareprimarilyrealizedthroughthecontrolofrotorconverterandthepitchangle．Thevectorcontrolstrategyofrotor．sideconverteradoptsstatorfluxorientation．whoseinner．100piSusedtocontroltherotorcun'ent．outer．100pofspeediSusedtorealizeofthelargestwindenergycapturingandtheconstantrotor—speedoperationofthethirdphase．outer．100pofstatorreactivepoweriSusedtoachieveperunitpowerfactorofstatorside．TheconstantpoweroperationofthefourthphaseiSrealizedbythepitchcontr01．Themainfunctionofgrid．sideconverteriStomaintainthestabilityofDC．1inkcapacitorvoltage．SinmlationresultsshowthecontrolObjectivesofvariousstagesareachieved．alsoprovesthatmodelingandcontrolstrategyiscorrect．AsvoltageimbalanceiSthemostconlmonfault．adoptingsymmetricalcomponentmethod．theoperationalcharacteristicsofDFIGundertheconditionsofvoltageilnbalanceiSstuded．alsothemathematicalmodelofDFIGinthepositiveandnegativesynchronousrotatingcoordinateandtheexpressionoftheinstantaneouspowerandelectromagnetictorqueiSderived．ThedefinitionofthedegreeofpulsationofthestatoractivepowerandtheelectromagnetictorqueiSintroduced．andtherelationsbetweenthedegreeofpulsationandvoltageimbalanceunderconventionalcontrolstrategyarediscussed．Finally,inordertoeliminateelectromagnetictorquepulsationandactivepowerpulsationrespectively，positiveandnegativesequenceseparationcontrolstrategyforrotorsidecontrolleriSdesigned．throughsimulationthecorrectnessofseparationcontrolstrategyiSproved．Keywords：Windpowergeneration；Doubly—fedInductionGenerator；DualPWMconverter；Vectorcontrol；Positiveandnegativesequenceseparation 独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含本人为获得江南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。签名：—』琶阻日期：即年罗且君日关于论文使用授权的说明本学位论文作者完全了解江南大学有关保留、使用学位论文的规定：江南大学有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文，并且本人电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。保密的学位论文在解密后也遵守此规定。}签名：孵导师签名：日期：印年夕月谄日 第一章绪论1．1课题的来源及背景课题来源于江苏省博士后基金：大功率变速恒频风能转换系统多目标优化控制(基盒号：0802004B)。能源是人类生存和发展的重要物质基础，人类社会的发展与能源的开发和利用水平密切相关，新型能源的开发促使了生产力的巨大飞跃从而极大地推动人类经济社会的发展。能源的使用经历了从薪柴时代到煤炭时代，再到油气时代的演变，能源利用总量不断增长，同时能源结构也在不断变化【lJ。随着人类使用能源特别是化石能源的数量越来越多，能源对人类经济社会发展的制约和对资源环境的影响也越来越明显。目前世界能源主要来自石油、煤、天然气或核能，但是这些不可再生资源币面临枯竭，不能在长时间内充当能源主力军，能源危机正向人类袭来。开发和利用太阳能、风能等可再生能源，改善能源结构成为人类解决生存问题的战略选择。风能是太阳能的一种转换形式，是取之不尽、用之不竭的，在其转换为电能的过程中，不产生任何有害气体和废料，不污染环境，具有就地取材、不需要运输等特点。因此主要发达国家、发展中国家，都已经将发展风能作为应对新世纪能源和气候变化双重挑战的重要手段。据统计2007年全球风电新装机容量约为2000力．千瓦，累计装机9400力．千瓦。2008年风电成为非水电可再生能源中第一个全球装机超过1亿千瓦的电力资源【2J。我国具有丰富的风能资源，可开发利用的地区占全国总面积的2／3以上，是世界上风力资源较为丰富的国家之一，全国陆地可开发利用的风能约25TW，海上可开发利用的风能为75TW。主要分布在东南沿海及附近岛屿、新疆、内蒙古和甘肃走廊、东北、西北、华北和青藏高原等部分地区，每年风速在3m／s以上的时间近4000小时左右，一些地区年平均风速可达7m／S以上，具有很大的开发利用价值131。我国政府十分重视风力发电产业，《中华人民共和国可再生能源法》已由中华人民共和国第十届全国人民代表大会常务委员会第十四次会议于2005年2月28FI通过，大力支持风力发电产业。在国家规划的指引和风电装备国产化等相关政策的扶持下，我国风电产业得到了长足的进步，目前全国有60多家风电设备整机制造企业，以及一大批与整机配套的零部件制造企业，包括兆瓦级机组在内的国产风电设备陆续下线并投入运行，国产风电产品的质量有了很大改进，产能得到快速提升，新增市场份额2007年首次超过进口机组【4J。我国风电产业表现出了良好的发展势头，受到世人瞩日，并有力支持了我国风电资源的开发。但是，我国风电设备制造业也存在不可忽视的问题和障碍，主要原因是核心技术水平和自主创新能力仍然比较低下，制约我国风电产业自主化发展。由于风电机组的技术沿着增大单机容量、减轻单位千瓦重量和提高转换效率的方向发展，变速恒频风力发电机组正在成为风力发电的主力机型，但是在大型变速恒频风电机组的研制方面，我国还处于起步阶段。因此，跟踪国外技术的发展，结合我国基本国情，深入研究大型变速恒频风电机组的关键技术，研制开发具有自主知识产权的变速恒频风电机组，对促进我国风力发电技术及相关产业的发展，有重要的经济意义和社会效l 堑塑叁堂丝．!：堂!兰丝兰益。1．2风力发电技术研究现状和趋势1．2．1风力发电技术概述JxL力发电系统是多设备复杂系统，但从总体结构上可划分为两个主要功能单元：风力机和发电机。风力机负责将风能转化成机械能，再由发电机将机械能转化为电能。因此，依据这两个主要功能袍元的运行控制方式可以对风电机组进行分类。从风力机功率调节特性来看，可分为定桨距失速调节和变桨距调节两种类型；从发电机运行方式来看，则可分为恒速恒频发电和变速恒频发电两种类型。其中，变桨距型风力机结合变速恒频双馈型发电机是当今风电机组主流机型，具有良好的发展。目前在国内外盛行的风力发电技术主要有如下几不,t,t51：(1)定桨距失速调节型风电机技术(StallRegulation)定桨距风力机的桨叶节距角固定不变。根据桨叶的气动特性，风力机的功率系数曲线上只有一个叶尖速比值对应最大)xlil禾l用系数。这就要求在低于额定风速下，风机转速要能够跟踪JxL速变化，维持最佳叶尖速比，以最大)xlil不l用系数运行。而在高风速下，利用桨叶翼型本身的失速特性，即在高于额定风速时，气流的攻角增大到失速条件，使桨叶表面产生涡流，从而降低效率，自动地将所吸收ItilllN在额定功率附近。这种类型的风力机由于利用桨叶自身气动特性来调节功率输出，Nll：Jxt轮机构相对简单，可靠性高。但是，定桨距风力发电机纽存在低风速时运行效率低的问题。由于桨叶功率特性要适应整个运行JxL速范闱(3m／s～25m／s)，若设计低风速时功率系数较高，则会使桨叶过早进入失速状态。同时，发电机本身也存在低负荷时的效率问题，尽管目前用于风力发电机组的发电机已能设计的非常理想，它们在高于30％额定功率范围内，均有高于90％的效率，但当功率不足25％额定功率时，效率会急剧下降。为了解决上述问题，定桨距风力发电机组普遍采用双速发电机，即采用两个不同额定功率、不同极对数的异步发电机。大功率高转速的发电机工作在高风速区，小功率低转速的发电机工作在低风速区，从而提高低风速区的运行效率，但是两发电机之问的平稳切换控制比较复杂。(2)变桨距调节型风电机技术(PitchRegulation)变桨距技术是通过改变桨叶节距来调整一定风速下风力机功率输出的有效方法。从桨叶的空气动力特性上分析，改变叶片的安装角，气流对叶片的攻角也就随之改变，这就调整了JXL力机获得的空气动力转矩，所以在高风速下能够稳定功率输出。同时，也能够为JxL力机在起动过程q1提供足够的起动转矩。由于具备主动调’l了输出功率能力，变桨距2xL力发电机组与定桨距风力发电机组相比，理论上讲具有在额定功率点以上输出功率平稳的特点。同样的两台JxL电机组，在相同的额定功率点，采用变桨距调：常技术I,勺II组额定JxL速要比采用定浆距失速调节技术的机组低。对于定桨距风力发电机组，一般在额定风速附近风能利用系数较高，过额定风速点后，其风能利用系数开始随之下降。而对于变桨崔巨风力发电机组，通过调节桨叶节距可以控制IxL力机在超过额定风速点之后仍然维持在额定功率点运行。变桨距控制的使用通常是为了限制风力机功率输出，当低风速’ 蔓=垦堑笙时机组本身就处于额定功率以下，控制器将叶片节距角置于最小值附近不作变化，此时可认为等同于定桨距风力发电机组。当功率超过额定功率时，变桨距机构开始工作，调节叶片节距角控制发电机输入功率在额定值附近。(3)主动失速调节型风电机技术(ActiveStallRegulmion)由于大型lxL力发电机组的单个叶片已重达数吨，变桨距系统的调节惯性时问较大，所以对快速变化的风速信号的响应存在问题。为解决风机桨距调节机构对风速的反应有一定的延时，特别是在阵风出现时桨距调节机构来不及动作而造成风机的瞬时过载的问题，产生了主动失速调节技术。这种方法是上述定桨距调节技术和变桨距调节技术两者的结合。在低风速时，将桨叶节距调节到可获取最大功率位置；当风力机发出的功率超过额定功率后，桨叶节距主动向失速方向调节，将功率调整在额定值以下，限制机组最大功率输出。主动失速调节技术的主要优点是对输出功率的限制作用明显，但是由于此时桨叶处于失速状态，降低了风力机系统的可控性，而且垂直作用在风轮平面上的推力增大，对塔架强度要求较高。(4)变速恒频风电机技术(VariableSpeedConstantFrequency)理论上讲这种技术是目前最优化的调节技术。这种调节方法在输出功率低于额定功率之6仃使效率达到最高，但是其输出功率大于额定功率时，即风速大于额定风速时，其调节方式将与变桨距调节方式相同。该项技术早在上世纪40年代就出现，但是当时受到控制技术及电力电子器件水平的限制没能得到很好的发展。到了80年代原苏联、同本等囤已有兆瓦级的该类发电机投入运行。使用该技术可提高发电系统稳定性，提高系统效率。1．2．2双馈发电机控制技术的研究现状由双馈发电机构成的变速恒频风力发电方式有许多优点，如励磁变频器容量小，原动机转速不受发电机输出频率限制，发电机输出电压和电流的频率、幅值和相位也不受转子速度和瞬时位置的影响，机电系统之间为柔性连接等等。基于上述诸多优点，由双馈发电机构成的变速恒频风力发电系统已经成为目前国际上风力发电方而的研究热点和必然的发展趋势【6书J。对系统的控制效果的好坏，很大程度上取决于被控制对象的模型是否准确，所以建立jF确的双馈发电机的数学模型非常重要。J．Tamura、M．S．Vicatos等从双馈电机静止坐标系下的等值电路出发，详细分析了双馈电机所有的稳态运行性能。研究表明，双馈发电机定转子电流、有功、无功、机械转矩和电磁转矩等都可以表示为转差率、转予电压幅值、折算后的转子电压与定子电压矢量夹角和电机参数的函数【9_01。其中，定子有功功率调节决定于转子电压相位，定子无功功率调节决定于转子电压幅值；最大效率和最小铜损耗决定于转子电压合适的幅值。由于双馈发电机和普通异步电机一样是个多变量、非线性、强耦合的被控对象，基于其稳态数学模型的控制方法很难实现高性能的调速，所以许多学者详细地研究了双馈发电机的动态数学模型及运行特性。J．G．Slootweg，H．Polinder和w．L．Kling提出了适合于双馈风力发电暂态特性分析的动态模型，分析了双馈发巾I机在变速恒频风力发电系统中的动态响应【I¨。PabloLedesma和JulioUsaola使用3 江雨人学坝l：学化论义数学叠代法建立了适合于分析双馈发电机暂态稳定性的模型，并可以方便地计算双馈发电机的初始状态【。2】。RichardGagnon，GilbertSybille指出，变流装置的动态特性和行为对整个系统的动念过程的影n向是巨大的，所以描述双馈发电机的模型应该考虑到变频器与双馈发电机之l、日J的相互影响|I川。目前对于电网『F常运行条件下双馈感应发电机有功，无功偶的解耦控制策略已进行了大量的研究【14—6‘。文献【14]研究了双馈感应发电机矢量控制策略。该控制策略是由交流高压电机矢量控制演变而来，其基本原理是：通过定向于某特殊位置下的d轴和q轴励磁电压分量分别控制发电机d轴和q轴的励磁电流，从而分别控制发电机有功功率以及无功功率。文献[15]提出了基于动态同步轴系的双通道励磁控制策略。其基本原理是通过控制励磁电压在动态同步轴系d-q轴上的分量，独立控制发电机定子的有功和无功功率。所谓动态同步轴系是根据发电机稳态数学模型，在假设发电机定子电压不变的前提下导出的新轴系。文献[16]提出的直接功率控制的基本原理是：通过适当地控制发电机励磁电压就开用控制转子磁链的相角与幅值，从而控制发电机定子有功与无功功率。目前，基于定子磁链定向的矢量控制策略已成为大多数风rE设备制造商所采用的成熟技术。电网电压的不平衡给电机的『F常运行造成影响，如损耗增大、发热增多、转矩脉动以及山于转矩脉动所引发的齿轮箱和机械传输轴的疲劳损耗、无功功率脉动等，如不采取相应的控制措施这些不平衡影响会进一步恶化电网电压。在电网电压不平衡条件下如何控制双馈电机的运行，目前关于这方面已进行了较多的研究ll7。引1。文献【17]通过在双馈电机的定子接入回路中引入串联变流器，以克服电网电压不平衡对双馈电机定予端电压的影响。文献【18】通过网侧变流器的控制使其具有STCOM特性，以对定子电进行补偿，克服电网电压不平衡对双馈电机定子端电压造成的影响。文献[19】对双馈rE术JL4#统的速度、无功功率控制方法进行了深化，通过设计电压补偿控制器对转子电压进行补偿，有效地抑制了电网电压不平衡造成的定子电流、电磁转矩及无功功率的脉动。文献[20]摊导了不平衡电网电压下双馈电机的正负序同步旋转坐标系下的模型，提出了小值稳态不平衡电网电压条件下增强DFIG不问断运一T—Bv．力的4种可供选择的控制方案，讨论了不同不平衡控制目标下转子『F、负序电流指令值计算原则。文献[21]提出通过网侧变换器及转子侧变换器防调控制，降低电网电压不平衡造成的电磁转矩、电机输出的有功、无功功率及直流电容电压的脉动，控制器采用正负序电流分离控制的方法设计。电网对风电机组的要求越来越高，通常情况下要求风电机组在电网故障m现电压跌落的情况下不脱网运行(faultride．through)，并在故障切除后能尽快帮助电力系统恢复稳定运行，也就是要求风电机组具有一定的低压穿越能力(10wvoltageride．through)。文献[22．24]对电网电压跌落及恢复过程中，双馈风力发电机的运行特点和暂态行为进行了研究，分析了消除或减轻在不离网控制情况下可能引起的机组损害。文献[251分析了在电网电压跌落情况下，采用传统的晶体管Crowbar电路使转子绕组短路，从而刘‘转子侧电路进行保护。文献[26]对双馈电机采用activecrowbar电路进行保护时的控制进行了深入研究，activebar电路不同于传统的Crowbar电路在于它使用的是全控型的开关器件。4 I_-_____●__I__---_●●●_●__-__●____●_____●I______●_●●-_。●。__■●●_-●。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。’。。●●。。--_●。_________。____。。。。。-。。。。。。。。’’。。。’。。。’。1。1。。11。。。。。。’—————————1。。。。。’。。。。’——⋯一文献[271通过对crowbar阻值的优化，使双馈风力发电机组获得了更好的低压穿越能力。1．3论文的研究工作本文的主要研究内容和章节安排如下：第一章介绍了课题提出的背景、目的和意义，论述了国内外风力发电发展概况，概括总结风力发电相关技术的发展状况，明确本文的研究内容；第二章论述双馈风力发电系统结构及原理，在详细介绍各部分的结构和原理的基础上构建系统数学模型。系统的建模包括风力机、双馈感应发电机及双PWM变换器等部分的数学模型建立。基于各部分的数学模型搭建了双馈风力发电系统的仿真模型，为后续研究双PWM变换器的控制策略奠定了基础；第三章论述了双馈风力发电机实现变速恒频的机理及风力机的运行区域，针对双馈风力发电机组在不同运行阶段的控制目标，分析了转子侧变换器、网侧变换器及浆距角的控制，通过仿真验证了控制策略的正确性；第四章划。电网电压不平衡故障下双馈风力发电机组的运行特性进行了分析，定义了有功功率及电磁转矩脉动程度的计算方法，并推导了了常规控制策略及不平衡控制策略下该脉动程度的表达式，最后分别以消除电磁转矩脉动和有功功率脉动为目标研究了转子侧变换器的正负序电流分离控制策略；第五章对本文所做的工作进行总结，并提出了进一步工作的方向。 第二章双馈风力发lU机纽矬模第二章双馈风力发电机组建模准确的风力发电系统数学模型不管是对风力发电系统的仿真研究，还是对风力发电系统控制策略的研究而言都是不可或缺的，本章的任务就是对双馈JxL力发电系统进行建模。由双PWM变换器励磁的双馈风力发电系统如图2．1所示，系统由风机、变速箱、双馈感应发电机及双PWM变换器组成，以对双馈风力发电机组建模也既是对以上各组成部分建模。图2．1双PWM变换器励磁的变速恒频风力发电系统Fi蛇-1VSCFwindpowergenerationsystemexcitedbydual—PWMconverter2．1风机的数学模型电网山风力机的空气动力学特性司知，风力机输出机械功率的为只¨，产生的气动转矩为‰【281。瓦t一--去c0(A，声)p万R2V3(2．1)L广詈20·5死pv2R3C7，(允)(2·2)其中，p为空气密度(kg／m3)，一般为1．25kg／m3；R为风力机叶片的半径(m)；v为风速(州s)；研叶片旋转角速度；C口为风力机的功率系数，也称风能利用系数，是评价风力机效率的重要参数，C7'为风力机的转矩系数。由贝兹理论可知，一般c,,=1／3--一：z／5，其理论极限为O．5931291。它与风速、叶片转速、叶片直径、桨叶节距角均有关系，是叶尖速比A和桨距角∥的函数。C，，：宰(2．3)允=R％(2．4)／Vo。7对于变桨距型风力发电机组，G特性可近似表示为‘3017一 江南人学硕．1j学位论文c，，(允，／3)=o．5176(116÷一o．4卢一5)P～+o．00684(2．5)^其中去=而1面一筹。当桨距角∥为0时，G只与叶尖速比且有关系，即可用一条『m线描述Cpa)特性，这就是定桨距JxL力机的性能|m线，如图2．2所示。对于一个特定的风力机，具有唯一的使得q最大nOn-I-尖速比，称之为最佳叶尖速比，用A印，表示，对应的q为最大风能利用系数，用CM脚表示。从图2．3可以看出，当叶尖速比A大于或小于最佳叶尖速比五。p。时，风能利用系数G都会偏离最大风能利用系数C朋，耐，引起机组效率的下降。图2-2定桨距风能利用曲线Cp-九Fi啦一2relationshipcurvebetweenwindpowercoefficientandtipspeedratiooffix-pitchwindturbine桨距角变化时，G既是叶尖速比A的函数，也是桨距角∥的函数，变桨距风力性曲线如图2—3所示，从图中可以看出，q。，鲫值随桨距角B的增大而显著减小。图2-3变桨距风能利用曲线Cp·九Fi92—3relationshipcLlrvebetweenwindpowercoefficientandtipspeedratioofvariable—pitchwindturbine根据自仃而的分析，在SIMULINK环境中建立了风力机仿真模型，其结构如图2—4所示，其中将变速箱部分的模型进行简化之后和风机一起建模，将JxL机输出的风力距除以传动比作为输入双馈发电机的机械转矩，传动部分的转动惯量折算至发电机。其中输入量为发电机转速、风速和桨距角，输出量为输入到发电机的机械转矩，图2—4中G子模块是据式(2．5)搭建的lxL能系数计算模块。8 第二章双馈风力发IU机组建模图2．4风力机SIMULINK仿真模型Fi醇-4simulationmodelofwindturbinebasedSIMULINK2．2双馈感应发电机数学模型2．2．1三相静止坐标系下数学模型DFIG是一个高阶、非线性、强耦合的多变量对象。为了便于分析，假定：(1)三相绕组对称，忽略空间谐波，磁势沿气隙圆周按正弦分稚；(2)忽略磁饱和，各绕组自感和互感都是线性的；(31忽略铁损，不计涡流和磁滞损耗；(4)不考虑频率和温度变化对绕组的影uI匈。将转子绕组等效折算到定子侧，则DFIG的等效物理模型可描述为如图2．5所示。图中定子三相绕组A、B、C空间位置固定，且互差120。，转子绕组的轴线随转子旋转而旋转，并假定转予a轴和定子A轴之间夹角的电角度为研，谚．是空间角位移变量。定子绕组采用发电机惯例，定子电流以流出为『F，转子绕组采用电动机惯例，转予子电流以流入为正，则DFIG在三相静止坐标系下的数学模型可由以下方程构成【3lJ：(1)电压方程“=尉+丢少(2．6)其中电压相量“=[UAUBUCua％Uc】T，电流相量科“如fc如如f。】T’磁链相量炉[％％％％％％】T．电阻相量R=diag(．R，．R，-R。R，R，R，．)；UA、“口、IlC表示定子电压，ua、Ub、l,Ic表示转子电压；风表示定予绕组电ⅨH；Rr表示转子绕组电阻；％、％、％表示定子绕组的全磁链；％、％、％表示转子绕组的全磁链。9 江南人学f{!；{I：学位论文Fi92—5equivalentphysicalmodelofDFIG(2)磁链方程式(2．6)中每相绕组的全磁链是它本身的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和，即：[孑：]=[二乏2‘"][乏]=￡z，2．7、其中致=[％％毁、】T，绎【％％致]T，瓦=[“iBidT，驴=[如i6翻T，且＼L。。+Lk一0．5L。一0．5Lm；＼三。=l—o．5L,。厶。+厶-0．5L。l(2．8)-0．5L。一o．sLm。Lm。+Ll。＼l厶，。+厶一0．5厶。一o．5L,。l乙．=I一0．5L。L。+o一0．5t，。I(2．9)L一0．5L,。—o．sLm；Lm。+L|rlcosO,．cos(0，-120。)cos(0，．+120。)lt，=丘，，=‘，、fcos(0，．+120。)cosorcos(Or一120。)f(2．10)lcos(e,．-120。)cos(Or+120。)cosor其中，厶，擂为与定子或转子一相绕组交链的最大互感磁通对应的定子或转子绕组互感；上瓜为定子各相绕组的漏磁通对应的定子漏感；上『，为转子各相绕组漏磁通对应的转子漏感。(3)电磁转矩方程T。=0．5nr簖’等w’等‘)(2．11)其中‰为双馈电机的极对数。“)运动方程在不考虑转轴旋转摩擦作用的情况下可得双馈电机运动方程式为：IO 第二章双馈风力发IU机纰建模瓦。一瓦=生华(2．12)Hpat其中瓦，为风力机提供的拖动转矩；乓为发电的转动惯量。2．2．2坐标变换坐标变换分为“等量变换”和“等功率变换”，本文采用“等功率变换”，先将三相静止坐标系(口，b，c)变换为两相静止垂直坐标系@扔，再将两相静止垂直坐标系@抑变换为两相同步旋转坐标系(以q)，坐标系空问位置关系如图2-6所示【3l】，其中坐标系(巩g)以电网基波角频率CO同步旋转(逆时针)。从三相静止坐标系ABC到两相静止坐标系筇的变换简称3s／2s变换，也称为Clarke变换。选择仅轴和A轴重合，在保持磁势相同并保持功率不变的约束条件下，可求得变换矩阵c3他为图2-6坐标系空间位置示意图Fig．2—5thespacevectorsofthree—phaseandtwo·phasecoordinate厅C3m，=、詹Yj其反变换矩阵C2。／3。为斤C2m，=√鲁Yj1—．．—1．—．．．1．2o笪一鱼2lO1压21以2(2．13)(2．14)山两相静止坐标系筇到两相旋转坐标系由的变换简称2s／2r变换，也称为Park变换。a轴与d轴的夹角口随时间而变化，可求得变换矩阵为C2s／2，为厂cos0％：，2bn9(2．15)1●●●●J891S．ⅡOSC 江南人学坝．1：学位论文其反变换矩阵Q以。为(2．16)2．2．3由坐标系下的数学模型由DFIG在三相静止坐标系下数学模型可以看出，双馈电机具有非线性、时变性、强祸合的特点，分析和求解比较困难，为了简化分析和应用于矢量控制，通过坐标变换的方法得出DFIG在同步旋转坐标系下的数学模型如下【281：(1)电压方程弘。k=一R；i。k—coop'舻七pV出朝驴=一Rsi掣七∞神出+卿小眨．、_7)ll。p=Rri￡11．一03AM"+刚L中Uqr=Rriqr+∞。Mc睁+刚t|r式中“加z伽，甜加tlqr分别为定、转子电压的d、q轴分量；玩，iq。，idr，iqr分别为定、转子电流的d、q轴分量；R鼠R，为定子、转子电阻；6[)o为工频角速度：∞s尸([)o-∞，为由坐标系相对转子的角速度，即为转差角度速；P为微分算子。(2)磁链方程V。hf=一L；ltk+Lmi如If，俨=一÷V0+乞”乡，(2．18)Vdr=一Lmijk七Lrit-Vqr=一L。iq。+Lriqr式中：‰，％，，彤扩，％，分别为定、转子磁链的d、q轴分量；L。、L，为定、转子自感：￡Ⅳ，为定转子互感；(3)电磁转矩瓦=Flp厶，(f‘，，t一．一tA乙，)(4)运动方程Jil百din,．=瓦，一瓦2．2．4DFIG仿真模型的建立根据DFIG电压方程式(2．17)求取定子d、q轴及转予d、q轴的磁链为V抵=l(1ld。七R。i瓜+∞Ⅳt|)v"=I("q；+R已。一∞砷。f)v静=I(H静一Rr／睁+∞。M。1)vqr=l。ll‘lr—R^厂∞肌。)12(2．19)(2．20)(2．21)舢湖一Cp9吣mII佗巴 第二章双馈风力发I【l机组I建模再由磁链方程式(2—18)求取定子d、q轴及转子d、q轴的电流如下么=皆，：坐坐二业竺jq”E。一L,Lrf)22)铲背一f：业坐二刍坠勺7丘．一LL．．基于前文对DFIG数学模型的分析，可以搭建DFIG在Matlab／Simulink下的模型如图2．7所示，以定转子三相电压作为输入，以定转子三相电流及转子电角速度作为输出，theta—s为由同步旋转坐标系位置角，theta—r为转子位置角，theta—r0为转子坐标系到由同步旋转坐标系的角度。图2—7双馈感应发电机SIMULINK仿真模型Fi鲒一7simulationmodelofDFIGbasedSimulink图2．7中的DFIGdqmodel模块内部结构如图2．8所示，其“Statorflux"“Rotorflux”模块据式(2．21)搭建、“stator&rotorcurrent”模块据式(2．22)搭建，“rotorspeed”模块据式(2．19)、(2．20)搭建，输入量为定转子电压的由轴分量Uds、U∥Udr、11矿及工频角频率COo和转矩Tn，；输出量为定转子电流的由轴分量如、协、珏、o及转速03，。 江南人学硕．I：学位论文图2-8dq坐标系下双馈感应发电机S1MULINK仿真模型Fi92-8simulationmodelofDFIGindqreferenceflamebasedSimulink2．3PWM变换器模型用于DFIG驱动的变流器有多种拓扑结构，本文选择背靠背双PWM电压源(VSC)变流器拓扑结构进行数学建模，背靠背双PWM电压源变流器拓扑结构如图2-9所示。PWM电压源型变流器的主要作用是尽可能无误差的重现来自控制系统的指令电压波形，即电压调制过程，从而保证预定的各类控制目标的实现。而变流器的电压调制过程足通过参考电压波形与三角载波调制后产生的SPWM波控制IGBT通断来实现。这罩为了建模简便，未考虑开关器件的功率损耗及死区时间。将图2—9所示变换器分为网侧变换器、转子侧变换器、中问直流环节及SVPWM调制模块四部分进行建模。电网一<本I+1<本c{Vdcl—lI网侧变换器转子侧变换器图2-9双PWM电压源变换器拓扑结构DFIGFi92—9topologyofdual—PWMvoltagesourceconverter2．3．1网侧变换器数学模型网侧变换器与电网之间通常要接入RL滤波电路，这罩将滤波电路和网侧变换器作为一个整体进行建模，其等值电路如图2．10所示：IGBT和Diode为开关器件，电压以中性点Ⅳ为基准，上加为进线电感，尺加为进线等效电阻，C为直流母线电容。在三相静止坐标系(口，b，c)中，整流器开关函数模型如下【32】：14 第二帝双馈风力发lU机组矬模图2．10网侧变换器等值电路Fi92一10equivalentcircuitofgrid·sideconverteri呶⋯。S口+i6sb+icsck鲁堋,,tk=ek-Vd,．(q1，至卢)亿23，∑ek=∑‘=oek为电网电压，ik为交流侧电流，k网侧变换器输出的直流电流，“如为电容两端电压，船为三相桥臂开关函数，sk=l时上桥臂开关导通，下桥臂关断，sk=0时下桥臂开关导通，上桥臂关断。基于式(2，23)建立网侧变换器Matlab／Simulink仿真模型如图2一11所示，其中以电网三相电压、三相桥臂的开关值及直流电容电压作为输入，以网侧三相电流及直流侧电流作为输出。图2-11网侧变换器Simulin仿真模型Fi92-11simulationmodelofgrid—sideconverterbasedSIMULINK2．3．2转子侧变换器数学模型转子侧变换器等效电路如图2-12所示，其中访为直流侧电流，ik矛[1vk(肛a，b，c)为交流侧电流及电压。 江南人学颂I：学位论文Z(衍吃屹蟛图2-12转子侧侧变换器等值电路Fi92-12equivalentcircuitofrotor-sideconverter对于转子侧变换器其交流侧和直流侧电压电流之间存在如下约束关系。0妇=i。S。+ihs^+j。s。卜‰Sk--譬，]Q．24)其中z址为电容两端电压，酞为三相桥臂开关函数，s女=1时上桥臂开关导通，下桥臂关断，sk=O时下桥臂开关导通，上桥臂关断。基于式(2．24)建立转子侧侧变换器Matlab／Simulink仿真模型如图2．13所示，其中以交流侧侧三相电流、三相桥臂的开关值及直流电容电压作为输入，以交流侧三相电压及直流侧电流作为输出。图2一13转子侧侧变换器Simulin仿真模型Fi92—13simulationmodelofrotor-sideco．nvenerbasedSIMULINK2．3．3中间直流环节数学模型背靠背PWM变换器中问直流电容，其两端电压与网侧及转子侧变换器的直流侧电流存在如下关系。c警吒～ld,．，．(2．25)16 星三里翌堡垦尘丝!垫!!型堡堡一．其中谝和‰分别为网侧及转子侧变换器的直流侧电流，‰为电容两端电压，这里约定如。以从网侧变换器流出为正，珏以流入转子侧变换器为正。基于式(2．25)建立中间直流环节Matlab／Simulink仿真模型如图2—14所示，其中以网侧及转子侧变换器的直流侧电流作为输入，以电容两端电压作为输出。图2．14中间直流环节Simulin仿真模型Fi92—14simulationmodelofDC-LinkbasedSIMULINK2．3．4SVPWM调制模块SVPWM调制的原理是使逆变器输出三相脉冲电压合成的空间电压矢量与期望输出的三相正弦波电压合成的空间电压矢量相等。这种开关方式来自于把电压参考矢量转换成每个功率管的开关时间。在本文中网侧及转子侧变换器都采用SVPWM调制，因为与普通的SPWM相比，SVPWM对直流电压的利用效率提高了约15％。如图2．11所示的PWM变换器，对于上桥臂的三个IGBT而言总共存在八种可能的开关状念组合，以上八种开关状念模式中有两种模式(ooo)年nO11)对应的是上桥臂全部关断和导通两种状念，电压空问矢量幅值等于0，其余六种模式对应的电压空间矢量幅值相同，都等于2魄／3，相位角互差∥3，基本空问电压矢量如图2．15所示。个卢lOO)。⋯一》“图2．15基本空间电压矢量Fi醇-15Basicspacevoltagevector空间电压矢量控制的原理是这样的：在每个开关周期T中，将所需的空问电压矢量用相邻的两个有效开关矢量和零开关矢量来合成。即瓦％+瓦(厂)，+ro‰=彤(2．26)17 江雨人学f∞!I：学位论义其中，魄、巩、砜、泸一分别是相邻的两个有效开关矢量、零矢量以及空间电压矢量；Tx、矸、％、卜分别是两个相邻有效开关矢量的作用时间、零开关矢量的作用时间，以及开关周期，且有野+丁，斗ToT。SVPWM算法具体实现过程可分为如下三步进行【33】：(1)参考电压扇区确定设参考电压U在6c、声轴上的分量分别为乩、％，引入三个中间变量么、露、CIF：U，>0ThenA=l，e／seA=o：IF：,,guo—U8>QThenB=1．elseB=O：IF：一如U，一Up>QThenC=I，elseC=o：N=A+2B+4C其中Ⅳ参考电压所在扇区编号，扇区的具体划分如图2—15所示。(2)计算巩、n、％引入三个中间变量双】，、Zx：—√3u—aT”‘，‘】厂：!!!!尘±!!竺!三2u。缸z：!!!!尘二!!生!三对于不同的扇区，氏、乃，按下表取值表2．1丁小乃，值分配表Tab2．1Tx、乃，distributtionlist扇区l23456Tx．ZY．Z．XX．YnY．XXZ．Y．Z若0+咒>丁，则按式(2．29)调整巧=磊丁弘击丁巧=T一不一巧(3)上桥臂各IGBT开关时问切换点确定18(2．27)(2．28)(2．29) 第_二章双馈风力发,UOt纰建模上桥臂三个IGBT开关管A、B、C在单个开关周期(O．T)内，导通时间点及关断时问点与所在扇区及前面计算的氏、巩值相关，具体关系如表2．2所／示[331。表2．2开关时间切换点11ab2．2switchtimetoonoroff扇Rl23456导通时0．25r汁0．5乃一0．25To0．25Tl^0．5Tx0．25T11+0．5Tx0．25死十0．5Tr间+o．5Tr+D．5Tr点彳关断时T-0．25ToT-O．25To0．75Tl}+0．5Txo．75Tl寸0．5TrT-O．25To间·o．5Tx+D．5Tr+D．5乃，-0．5取点导通时0．25To0．25TI一0．5Tx0．25T(1+0．5Tx间+D．5Tr0．25Z一0．5乃，0．25T(一0．5Tl0．25To+D．5Tr点召关断时T-O．25To0．75TII+0．5TxT-O．25To0．75TEI+0．5Tx间+O．5Tr-0．5Tx-0．5"1"1+O．5乃t点导通时0．25耻0．5rxo．25TfI+o．5Ti0．25T11+0．5Tx0．25To0．25T寸0．5TY0．25％间+D．5rr+o．5TY点C关断时0．75Tl专0．5TxT-O．25Too，7疆一0．5TxT-O．25Tonn25To7"-0．25To间+0．5乃，-0．5乃+0．5乃-0．5Tx点基于自订面的分析，在Matlab／Simulink中搭建SVPWM模块如下图所示，其中：“sector_select”根据式(2．27)搭建，为扇区判断模块；“XYZ_calculation”根据式(2．28)搭建，计算中间变量瓜】，、Z的值；“dutytime”根据表2．1确定死，、乃、乃的值；“switchtime”根据表2．2确定上桥臂各IGBT开关时间切换点；“pwm_gen”根据开关时|’白J切换点输出各桥臂对应的开关函数值。19 江南人学硕l：学位论文图2-15SVPWM仿真模块Fi醇一l5simulationmodelofSVPWM2．4小结．本章首先分析了风力机的气动特性，并将变速齿轮箱简化之后和JxL力机一并建模。对于双馈感应发电机电机，研究了三相静止坐标系下的数学模型以及dq坐标系下的数学模型，并在Matlab／Simulink下建立了仿真模型。对于变频器部分在分析数学模型的基础上建立了网侧变换器、转子侧变换器及中间直流环节的仿真模型，分析了SVPWM调制策略并搭建了SVPWM仿真模块。基于各部分的仿真模型得到了双馈风力发电系统的仿真模型，为下～章研究双PWM变换器的控制策略奠定了基础。20 第三章双馈风力发I乜机组双PWM变换器的控制第三章双馈风力发电机组双PWM变换器的控制3．1交流励磁双馈风力发电原理双馈型风力发电机实现变速恒频运行(VSCF)的具体方式如下：当风速变化引起发电机转速仃变化时，控制转子电流的频率五使定子电流频率．^恒定，即应满足下式关系【33】：彳=矾±厶(3．1)其中P为电机极对数；．磊为转子机械频率，决定于发电机转子的转速刀，即Z，=-／60(3．2)当发电机的转速刀小于定子旋转磁场的转速珂l时，发电机处于亚同步状态，此时由电网通过变频器向转子提供交流励磁，由定子输出电能给电网，式(3．1)取『F号；当玎>刀l时，发电机处于超同步状态，同时由定子和转子输出电能给电网，变频器的能量流向逆向，式(3．1)取负号；当玎=，?l时，发电机处于同步状态，作为同步电机运行，．尼=O，变频器向转子提供直流励磁。由式(3．1)可知，当发电机的转速胛变化时，即兢，变化时，若控制五相应变化，可使．^保持恒定不变，即与电网频率保持一致，也就实现了变速恒频控制。3．2双馈风力风电机组控制策略概述从理论上讲，风速越大时蕴含风能越大，则风力机的输出功率也越大，但实际上，在高风速状态下，风能的获取将受到风电机组物理性能的限制。风轮机的转速、输出的转矩和功率均必须低于某个极限值，否则将超出各部件的机械强度和疲劳强度，缩减使用寿命甚至直接损坏。双馈风力发电机组的运行状态可根据不同的风速等级分以下四个不同阶段，如图3．1所示【34】。P—wfmnx0切入风速额定风速切山风速图3．1风力机运行区域功率．风速变化曲线Fi93·lWindturbineoperation·windspeedCUI'Ve2l ．．坚堕叁堂堕!：堂丝堡苎．：第一阶段是起动阶段，发电机转速从静止上升到切入速。在切入速度以下，发电机并未与电网连接，风电机组在风力作用下作机械转动。第二阶段是最大)xt,fi皂捕获阶段，本阶段风力发电机组已经连接电网且运行在额定风速以下，发电机开始获取能量并转换为屯能，双馈风力发电机组在此阶段应以最大风能捕获为控制目标。第三阶段是恒转速运行阶段，从理论上讲，低于额定风速时，风力机可以在任意转速下运行，以便最大限度地获取能量，但由于受最大转速的限制，此段机组应为恒速运行。第四阶段是恒功率运行阶段，风力发电机组运行于额定风速以上，高风速时风力发电机组的机械和电气极限要求输出功率维持在限定值以下，此阶段要求变速风力发电机运行时保持平稳的功率输出。从上面的分析可知，随着风速的变化，风力发电机组运行在不同的区域，各有不同的控制任务、不同的控制方法。第一阶段的主要任务是实现发电机的并网控制Ij工36J，通过变桨距调节来保持机组的转速基本恒定，同时调节发电机定子电压使其满足并网条件；第二阶段保持桨距角不变，通过对发电机进行控制捕获最大风能【37'3引，使机纰运行在G，(风力机功率系数)恒定区；第三阶段为转速恒定区，将发电机转速限制在最大转速上，随着风速增大，G值减少，但功率仍然增大：达到功率极限后，机组进入第四阶段，此时主要依靠变桨距调节来维持功率恒定”91，将功率输出限制在允许范围内。3．3网侧变换器的控制刚侧变换器采用基于电网电压定向的矢量控制，将同步旋转坐标系d轴定位于电网电动势矢量，则d轴表示有功分量参考轴，而q轴表示无功分量参考轴，从而可实现网侧有功、无功分量的独立控制。副侧变换器控制系统的设计，采用双环控制，即电压外环和电流内环。电压外坏控制三相VSR直流侧电容电压的稳定，而电流内环按电压外环输出的电流指令进行电流控制，如实现单位功率因数正弦波电流控制。3．3．1电流内环设计经坐标变换，由式(2．23)由可得网侧变换器在两相同步旋转坐标系(Zg)中的数学模型岁,：／1321其中，／a、岛为砌坐标系中PWM变流器交流侧电流分别在d、q轴上的分量；幻、e叮电网电压在d、q轴上的分量；蚴、Uq为网侧变流器交流侧电压U，(卢口，b，c)在d、q轴上的分量。电网侧变换器与电网之问交换的有功功率尸g与无功功率醯的表达式为3p，绷蜥一，『幻||．一．^繇厩+．0k跏胁一+蚂百嚷百厶 。笙兰至翌堡垦尘垄!竖!!型翌!!竺壅垫堂箜丝型一．——Jo2吼+吼(3．4)Ig=气‘一e。，ff，将参考坐标系的d轴沿电网电压方向，压相量在q轴上的分量eq=O，则此时有1只=％‘【Q2一t，‘q轴在旋转方向上超前d轴90。，则电网电(3．5)当电网电压恒定时，％也为定值，则电网侧变换器与电网之问交换的有功功率尸g与无功功率Qg将分别由如与fq决定。由式(3．3)口-T得j“t，2(一Rf‘f一￡)+ed+COOLfq(3．6)Uq2(-Ri,一￡詈)一‰￡乙上式就是网侧输入电压对网侧电流的控制公式，若采用PI调节器来控制式(3．6)中的网侧电流时，则控制电压lid和Uq的控制方程如下：％瑙一争)(e训+％+‰￡f(，(3．7)“。=(K，，+了KII八～"*一‘)一％三‘其中，K尸、畅分别为电流内环的比例调节增益和积分调节增益；的输出给定；￡直接给定为0，确保网侧的单位功率因数控制。3．3．2电压外环设计经坐标变换，由式(2．25)由一J‘得C粤=lqS一^-{衙艺由电压外环控制器(3．8)其中，Sd,％为由坐标系中网侧变换器三相桥臂开关函数Sk(拓--a，b，c)另lJffd、g轴上的分量。当如被控制为0时，则由式(3．8)可知Udc直接受幻控制，若采用PI调节器来控制式(3．8)中的直流电容电压‰时，则艺．可表示为e=(b+垒)(眩一Udc)(3·9)其中，K，P、％，分别为电压外坏的比例调节增益和积分调节增益；眩为直流电容电压给定值。3．3．3电压位置角确定电压位置角艮可以通过电压锁相坏获取，以的计算公式为㈣23 江南人学坝l：学位论文巳=fcoodt—tan-。薏(3．10)其中，甜。和z％是电网电压变换到两相静止坐标系下的值。基于以上分析可以得到网侧PWM变换器矢量控制图如图3-3所示。图3—3网例PWM变换器矢量控制图Fi93-3vectorcontrolschemeofrotor-sideconverter从图3．3可以看到，整个系统采用双闭环控制结构，外环为直流电压控制环，内环为电流控制环。首先山检测到的电网电压电流，经过坐标变化，计算出白、iq、ed以及艮：直流电压指令lldc．ref可以根据实际设定，无功电流C根据分析设为0。将直流电压指令Udc-ref与测量的Udc进行比较，差值经过外环电压控制器可以得到电网电流有功分量‘；e和e与电网电流实际值嵇和岛，经内环电流控制器控制，得到电网电压控制指令lfj和llq‘，经过坐标变换即可得网侧三相电压在筇坐标系下的控制指令甜：、甜：，然后经过SVPWM调制得到各IGBT的开关信号，从而实现网侧变换器的控制。3．4转子侧变换器的控制DFIG转子侧控制的主要目的就是通过对风力电机转速的控制，让转子转速跟踪JxL力输入的变化，使定子侧输出电流频率恒定，从而实现变速恒频。在第二章中，已经建立了DFIG的数学模型，静止三相坐标系下的DFIG模型比较复杂不利于控制系统的设计，同步旋转坐标系下的DFIG模型则相对简单，且在同步旋转坐标下的电流，电压等矢量都可以看作相对静止的直流量，从而可以将直流调速的方法运用到同步旋转坐标下的交流调速系统中H¨。本文中转子侧变换器采用基于定子磁链定向的矢量控制，外环控制转速和定子无功功率，内环控制转子电流，通过转速控制实现最大风能捕获和第三阶段的恒转速运行，24 笙三童翌堡垦塑垄!坚!!丝翌!!竺茎堡竖塑丝型一．．通过定子无功功率控制实现定子端的单位功率因数。3．4．1电流内环设计将同步旋转坐标系下的d轴准确定向于定子磁场空间矢量方向上，则有约束条件：{‰叫一(3．11)Iy们=0、若忽略定子电阻的影响，且保持定子磁链≯s不变为常量，则由电压方程(2．17)可得式中以为定子电压空间矢量。。琶≈堪由式(2．18)及式(3．13)可得刍盘二坐坐≈厶Lmi廿．厶)可得Z㈣(3．12)且定子电阻的影响很小，则可以认为等效的定子磁式中ty=1-tL't'--二2为漏抗因子。再将式(3．14)、(3．15)代入(2．17)可得转子电压方程(3．13)(3．14)(3．15)+GLr们idr一∞2aLriqr毗纠。吲仃t。+等‰)(3．16)式(3．16)便是转子侧变换器电流控制的依据，若采用PI调节器来控制式(3．16)中的转子电流时，则转子电压甜办和uq，的控制方程如下：．，oO●h卜IlI=矶wp以≈出驴Ⅳ甜，●●●●●J、，●●I82一猢笠t一工加矿晰毗咄∞=3矿邮卜。-将R．尺，●I、／Il、咖∥甜“、’●●●●●●r、●●●I 江南人学硕．I：学位论文卜(岛+争赋训唧％卜(”争妒¨划嘞·誊)。J7’其中，K妒、妊，为转子电流内环比例调节增益和积分调节增益；纛、‘，分别为转子电流q轴分量、d轴分量的指令值。3．4．2转速环设计在定子磁场定向同步旋转坐标系中双馈电机的电磁转矩方程可表示为T=刀，，V。iI‘Ⅵ(3．18)2刀，，V。Ⅵ(3．18)将式(3．14)代入上式可得，2Z=～争‘，，‘，(3．19)由式(3．19)n-]-矢N：DFIG在其定子磁场恒定，即‰的大小不变情况下，乃的大小与如成正比。由DFIG的运动方程(2．20)可知，可以通过控制转速来实现对电磁转矩的控制，若是采用PI调节器控制转速，则DFIG的电磁转矩的控制方程可表述为巧=(K。P+垒丛)(西一q．)(3．20)其中，K．p、％，分别为速度外环的比例调节增益和积分调节增益；∞：为DFIG的转速指令值。由由式(3．19)可得对应的转子q轴电流iq，的指令值t为扣去("孚心叫)(3．21)本文通过最大叶尖速比控制实现最大风能捕获，通过转速外环的控制使风电机组运行于对应最佳叶尖速比‰的转速4，从而使风能利用系数。达到最大值，速度外环的给定值d可由下式给出。西=，^叫v／R(3．22)其中i为齿轮箱传动比，v为JxL速，R为JxL叶半径。为了实现第三阶段电机的恒转速运行，4不能无限增大，应根据实际情况，将∞：最大值限定在电机可承受的最大转速，此外还应对d的变化率进行限制，COr+的求解可以由下图表示。 第三章双馈风力发IU机组双PWM变换器的控制最3．4．3无功功率环设计在幽坐标系下定予可得定子侧无功功率的表达式为Q=／'／qst／s—Ud,0(3．23)将式(3．12)、(3．13)、(3．14)带入上式得喇掣n24，上式表明，定予侧无功功率的调节可通过珏进行控制，可以通过定子无功功率的控制产生相应的idr的指令值蠢。若采用PI调节器控制定子无功功率，则己可表示为蠢：(K妒+．Kj_L)(珙一Q)(3．25)其中，№P、砌分别为功率外环的比例调节增益和积分调节增益；g为DFIG的无根据定子磁链矢量与定子电压矢量的相对位置关系：定子电压矢量总是超前于磁链矢量州2，所以磁链位置角可以通过下式确定。焦=银一o．5a：(3．26)根据以上分析，可建立转子侧变换器矢量控制框图如图3．4所示。27 江南人学f叭I：学位论义．!图3-4转子侧变换器矢量控制图Fi93-4vectorcontrolschemeofrotor-sideconveger从图3—4可见，整个系统采用双闭环控制结构，外环为速度环和功率环，内J不为电流控制环。转速指令4可以根据当前JxL速确定，无功功率指令g．∥可由电网需要确定。通过外环无功功率控制器和转速控制器可以得到如和lqr指令值艺．和‘，再经过内坏电流控制器得到转子电压控制指令值吒．和llq‘r，或和q．分别为磁通角和转子位置角，经过坐标变换即可得转子侧三相电压在妒坐标系下的控制指令ll：、甜：，然后经过SVPWM调制得到各IGBT的开关信号，从而实现对转子侧变换器的控制。3．5浆距角控制当JxL速增大到额定风速以上时，虽然能够控制转速保持恒定，但捕获的风能会越来越大，但是JxL力发电机组的机械和电气极限要求其输出功率存在极限值R，甜，因此额定风速以上时要通过浆距角控制使机组的输出功率维持在厶嬲以下，浆距角的控制结构图如下。图3．5浆暑巨角控靠lJ图Fi93—5controlschemeofpitch图3．5中积分器的输出及PI调节器总的输出量都限定在Oi屏，甜之I’白J，则当输出功率只未到达R肼之前，PI调节器的输入一直为负值，所以输出也为负值，从而∥值一直28RSCFlG 笙兰至翌塑坠塑丝!坚!!坐翌!!塑銮垫竖堕堡型被限定为0，风力机一直是定浆距运行。当输出功率只超过了P，，Ⅲ，则PI调节器的输『入开始为正，浆距角控制器开始作用，∥由O开始增大，使风机捕获的功率减少，从而使只维持在R脚，实现恒功率控制。3．6仿真验证根据第二章分析的双馈风力发电机组各组成部分的数学模型建立了基于DFIG风力发电控制系统的仿真模型如图3-6所示，系统的仿真参数如下：电网相电压的峰值220儿频率厂为50HZ；网侧变换器的进线电阻尺加为0．2Q、电感￡加为5mH、直流侧电容C为1IOOgF、直流给定电压％为600V；双馈发电机定子电阻咫为0．28792、转子电I殂B为0．228t'2、定子电感厶为35．5mH、转子电感厶为35．5mH、互感厶，，为34．7mH、极对数门p为2；风力机半径R为4m，齿轮箱传动比f为8；风能系数q最大值为O．44，最佳叶尖速比五删为7。图3-6DFIG风力发电系统的整体仿真框图Fi93-6overallsimulationschemeofDFIGwindpowergenerationsystem设定O．1秒风速9m／s，1-2秒风速为25rt／7m／s，2-3秒风速为14nl／s，3-4秒风速为16m／s，假定电机的最高转速为180rad／s，最大输出功率为35KW，按最佳叶尖速比运-一--H,-，t‘，同步转速对应的风速为孚，最高转速对应的风速为了30re，得到仿真波形如图3-6、3—7、3．8、3-9所示。 江南人学颁I：学位论文翌焉七心躲蜊髀(a)转速给定波形(b)转速波形(a)wavefonnofrotorspeedreferencevalue(b)waveformofrotorspeed(c)输入DFIG的机械转矩波形(d)DFlG的电磁转矩波形(c)waveformofmechanicaltorquetoDFIG(d)waveformofelectricaltorqueofDFIG图3-6风速、转速给定、机械转矩及电磁转矩波形Fi93．6wavefonnofwindspeed，rotorspeedreferencevalueandrotorspeed图3—6仿真波形说明了：转速给定随风速变化，o一2J之间风速小于30％m／s时，转速给定按式(3．22)确定，2-4s之间风速大于于30％m／s，转速给定被限定在最大转速180rad／s；转速能很好地跟随转速给定，动态响应快速；电磁转矩能较好地足R随输入机械转矩的变化，使转速趋于稳定。(a)叶尖速比波形图(a)wavefonnoftipspeedratio籀隔镒区30(b)风能系数cp波形(b)waveformofwindpowercoefficient笔∞J，蚓逝号罨螋髀培诤山．毛壤簿罄嚣丑鞫硪占 第三章双馈风力发电机组双PWM变换器的控制被删口耸系(c)浆距角波形图(c)waveformofpitch莲6000斟薄n簿u献I'1--IV"心’5000(d)定子端有功功率波形(d)waveformofstatorwindingactivepower‘。r⋯●U1234t，8(e)定子端无功功率波形(e)waveformofstatorwindingactivepower图3．7叶尖速比、风能系数、浆距角及定子端有功、无功功率波形Fi93．7waveformoftipspeedratio，windpowercoefficient，pitch，statorwindingactiveandreactivepower图3．7仿真波形说明了：O．2J之间，机组运行于最佳叶尖速比之下，从而风能系数为最大值；2"3J之间，风速在额定风速以上，机组进入恒转速控制，所以叶减速比不再为最佳值，风能系数减小；3．4之间风速再次增大，定子端输出有功功率达到了允许的最大功率，浆距角控制开始作用，使定子端有功功率限定在其最大值，风能系数再次减小；定子无功功率给定为0，但由于高频开关引起的谐波，使其存在一定幅度的波动。≤蜒脚nn_．午∞降皑∞定子a相电流波形(a)waveformofstatoraphasecurrent 江南人学坝Ij学位论文(b)转子a相电流波形(b)waveformof1‘otoraphasecurrent5000D234t／s(C)转子a相电压波形(c)waveformofrotol‘aphasevoltage图3-8定转子a相电流及转子a相电压波形Fi93．8waveformoftstatoraphasecurrent，rotoraphasecurrentandrotoraphasevoltage从图3。8仿真波形可知：定予电流保持了较好的记弦度，且风速变化前后频率保持恒定，实现了变速恒频控制；转予电流也有较好的讵弦度，且各阶段转速稳定以后频率达到IJ稿q；F_i．定，其中1．2s因为转速为同步速，所以转子电流频率为0，该阶段为直流励磁；转子电压随所需转予电流频率而变化，所以1．2s频率为0，提供直流电压。t，8t，s(a)网侧有功功率波形(b)网侧无功功率波形(a)waveformofgrid-sideactivepower(b)waveformofgrid-sidereactivepower(c)网侧a相电流波形(c)waveformofrotoraphasectlrl’ent乏咀埘罂孵巾耋圭≤蠊锄罂仍卜耋圭差斛簿簿暇蕈匠差斟霹雷忙蕈匠 第三章双馈风力发IU机纰双PWM变换器的控制乏世铆趵姐]螺埘(d)直流电容电压波形(d)waveformofvoltageofDC—linkcapacitor图3-9网侧有功、无功功率、a相电流及直流电容电压波形Fi93—9waveformofgrid-sideactive，reactivepower，currentofaphaseandDC—linkvoltage从图3-9仿真波形可知：0．2s内电机由亚同步进入同步状态，所以电网通过网侧变换器输入的有功功率随转速接近同步转速而减小，2．4s内电机运行于超同步态，所以网侧有功功率变为负值，即为电机通过网侧变换器向电网输出有功功率；网侧无功功率由于高频开关的影响，存在一定幅度的波动，但是其平均值大致在0附近；网侧电流保持了较好的正弦度，其幅值随所需网侧有功功率相应改变，在2．2．5s之间网侧有功功率开始由正值变为幅值，所以电流出现了换相的过程；直流电容电压除了风速突变时会发生小幅波动外，其它时间早都能稳定地维持在给定电压。3．7小结本章分析了双馈型风力发电机实现变速恒频运行(VSCF)自,0机理及不同风况下变速风力发电机组的运行状态及相应的控制目标及策略；分析了转子侧及网侧变换器的矢量控制，转子侧变换器采用双闭环控制，外环为速度环和功率环，内坏为电流环，通过转速控制实现最大风能捕获，通过无功功率控制实现双馈电机定子端的单位功率因数控制，网侧变换器采也采用双闭环控制，外环为电压环，内环为电流环，通过网侧变换器的控制使直流电容电压保持稳定和网侧功率因数为1；设计了浆距角控制器，使风速较高时，输出功率能够限定在最大可允许的输出功率；针对阶跃风速进行了仿真，实现了预定的控制目标，验证了控制策略的正确性。33 第阴章tgl"]小’|，衡条件下双馈风力发'L!lHL纽的控制第四章电网不平衡条件下双馈风力发电机组的控制第三章在研究双馈风力发电机组双PWM变换器的控制策略时，是在基于电网电压三相平衡无故障的情况下进行的，并未考虑到电网电压不平衡的情况。但实际情况是，由于风力资源分斫i特殊，风电场多选址于偏远地区，在输送电能时需要较长的电力传输线，这一方面使得风电场接点处电网相对较为薄弱；另一方面由于电网各相阻抗的不对称性、线路破损、绝缘老化等原因，会在风力发电机连接点处出现不平衡现象【4引。电网电压的不平衡会严重电机的正常运行，造成损耗增大、发热增多、功率和电磁转矩的脉动以及传动系统的疲劳损耗等，如不采取相应的控铝-uJi日t：施这些不平衡影响会进一步恶化电网电压。通常对于交流发电机，当电网电压不平衡度达到一定值(LLjcH6％时)，风力发电机将脱离电网【431。事实上大多数接入分布式发电系统的风力发电机在电网不平度超过2％时，就已经脱离了电网【441。对于双馈型风力发电机而，其定子直接与电网相连，电网电压的不平衡会直接影响电机的运行状态，但相对于普通笼型异步电机，DFIG能够通过其转子侧的控制在一定程度上能够弥补电网电压不平衡对其运行所造成的影响。4．1电网不平衡理论分析根据电工理论，多相系统可以分为对称和不对称两大类，对称的m相系统是指各相电量(电动势、电压或电流)大小相等而且顺序相邻间的相移等于27r／m。电力系统有平衡和不平衡的划分，电力系统的平衡与否反映的是瞬时功率的概念，前者总功率瞬时值与时问无关，而后者总功率瞬时值随时间而变。电力系统的平衡与否所涉及的是功率和电磁转矩等与供电质量直接相关的量，而对称与否反映的是电路结构参数。在对不平衡电力系统进行分析时，通常运用对称分量法理论[45．46J，任何一组不对称的三相相量(如电压、电流等)都可以分解成相序各不相同的三组X'd‘称的三相相量，即零序分量、正序分量和负序分量，下面以电压矢量为例进行分析。若定义算子⋯／等⋯sf，等川f，等，)，则扛g，等⋯Jf，等川f，等夕，，则口2：97了：cDJf，华，+，f，要，，a3=e’7知=cos(2Jr)+j(2n)=J『。于是三相电压矢量U5可以表示为’U8=Ua+／甜口=-“-；(uA+日“B+g／2t／c，夕(4．1)．，其中，己尸表示ABC坐标系中电压矢量；蝴、“孙“c分别表示ABC三相的瞬时电压值．根据对称分量法原理，可以将三相电路中的每一相电压看作是由零序分量、负序分量和正序分量构成，且彳、B，C三相具有相同的零序分量幅值、负序分量幅值和『F序分量幅值，即蝴、坳、UC可分别表示为 江南人学f{!；{．I：学位论文tlA(t)=11‘cos(caJ+(p￡I)+"pcos(co,,t+qDp)+“。cos(coJ+(pn)“口f，，夕=110COSf，蛾，+¨+11Pcos(∞。卜了27{+9p夕+UnCOS(，qH了27f+州(4．2)"：．(t)=110COS+矿)+Up+了27rr+【pp)Ⅷn+了2ncos(coJcos(coJcos(co／+cpn)"：．(t+审j)++_+【pp)+lln+_n)其中：：甜o、∥、矿分别为三相系统中的零序、币序和负序分量的幅值；伊o、矿、矿分别为三相系统中的零序、『F序和负序分量的初始相角。对于无中线系统而言，由于不能形成零序电流，因此零序电压的影n向可以不予考虑，因此有U。=11Pe，r噱7+矿’+zf，，e_‘I(‘Orl+矿J。对于三相不平衡系统，其不平衡的程度通常用不平衡度进行表示。三相电量不平衡度通常用负序分量与『F序分量的百分比表示，即定义不平衡度如下【47】s。，“11，'_5×100％(4．3)4．2DFIG在电网电压不平衡情况下的运行状况分析4．2．1DFIG在正负序同步旋转坐标系中的数学模型在电网不平衡情况下，对电机运行状况的分析通常运用对称分量法。DFIG也l司样处理，在电网不平衡情况下依然采用对称分量法理论对其工作状念进行分析。正序电压加在定子绕组上产生砥序电流，此电流产生与转子同向旋转的旋转磁场；负序电压加在定子绕组上产生负序电流，并激励一个与转子旋转方向相反的旋转磁场。通过对称分量法可将DFIG的电路等效为『F序电路和负序电路之和的形式，并且在各自的电路中均保持为三相平衡的状态。因此，与电网平衡时的分析类似，电网不平衡条件下DFIG的运行分析可分别在『F序同步旋转坐标系和负序同步旋转坐标系中进行，『F负同步旋转坐标系及静_LE筇坐标系关系如图所示。分别在『F同步旋转坐标系和负同步旋转坐标系中，运用与三相平衡时双馈感应发电机的数学建模相类似的方法，便可分别得到iF、负序同步旋转框架中DFIG的数学模型。口图4．1正负同步旋转框架关系下矢量图Fi94-lspacerelationsbetweenpositiveandnegativesynchronousrotatingframe36 堑!!翌!垫塑尘：!丝釜堡!翌堡垦塑丝!垒!!型堕篓型在静止筇坐标系关系中定义矢量为x。B=x。+豇B，X邸∈0妒i。B．V邮＼其中：“。卢表示静止筇坐标系中电压矢量；0表示静止筇坐标系中电流矢量；lf，。卢表示静止妒坐标系中磁链矢量。在正负同步旋转框架中分别定义矢量磁，戤为X二2x：+jx：。xplI∈0pq．{鼍一毫＼由n=x：+豇：，爿Z∈{U卅n，盔，1P名)其中：喵、吆分别表示正、负序同步旋转框架中电压的J下序矢量和负序矢量；吃、％分别表示『F、负序同步旋转框架中电流的正序矢量和负序矢量；甲名、甲量分别表示正、负序同步旋转框架中磁链的正序矢量和负序矢量。正负同步旋转框架与静止筇坐标系之间的坐标变换关系如下X{：tl=X邓e-je|等》2萼，：28l@j吣硪j=x舻j2e-V_’X麓=X≯2es利用式(4．4)，可将不平衡电网电压条件下定、转子电压、电流和磁链表示为正、反转旋转坐标系中相应正、负序分量的形式u‰向。uP。如-[-1．1n。。∥e2e|i咄={‰+‰e“e3v幽l—v幽P+vl：dFj2e5甜，。幻=Un％．jr_，I嘶IP一’琅iI由=i‰+i勰‘J2e3中?dq=v：吣+v麓qe_j2‘5在正序同步旋转框架DFIG的数学模型可表述为【201V气s=一L。i鼍；+L|乒l，jV麓，=一Lmi：驴+Lri3旷uPm，__嗍ipi+瓦dv”j∞毗；“z，=酗ipp丢y名，+j(COo1)％P，在负序同步旋转框架中，DFIG的数学模型可表述为‘20】37(4．5)(4．6) 江南人学颁I：学位论义V盖“=一L。l*。1吣1+Lm呓Irv气r=一Lmi：：：lp+Lri：F“矿11以％，+鲁y缸一歹‰炒墨(4刀纠咖n=吩‰*n+鲁y名，一j(COo+q)v名，4．2．2电网不平衡条件下的瞬时功率及电磁转矩(1)定子侧复功率在电网不平衡条件下，若采用等功率坐标转换，则DFIG定子侧复功率为^鼠=z，．。，f，L‘／‘，(4．8)将式(4．5)带入式(4。8)，带入上式可得(4．9)其ev：P。o、go分别表示定子侧有功功率、无功功率n,9-平均值；民越、民砸、鳊加2、Qcos2分别表示DFIG定子侧有功功率和无功功率的2次脉动量V,JO鬲值，其脉动频率为2(ob。只o、90、‰、凡眦、甄砸、艮啦与定子电压和电流的关系如下【2‘】只。只。。。2只sifl2Q。9蜘。2Q。in2呢喝屯i|：‘l将式(4．10)中P。。os2、Ps，in2、Qs咖2、Qs。os2的表达式单独提取出来，并写作只。2只。iIl2Q。0s’9嘣。2甜二：，一甜：，“：：：，一“芝“0一甜0z，0“0甜嚣甜0一材乞“乏甥吃《，焉(4．10)(4．11)由式(4．11)，可求出二次项系数矩阵AP2Q2的行列式为IAP2p2l=一16[(甜：：，甜0)2+(甜：，甜o)2+(材：，”0)2=i=f、11qz，。Pf)2](4．12)式(4．12)表明：只要电网电压中含有负序分量，则DFIG定予侧功率2次脉动项系数矩阵Ap2Q2即为满秩矩阵，即欲使得等式【只。。2只。：’Q。，2Q堋2】。=0成立，则DFIG定子电流矩阵Ii。p，吃o．11《，『仅有零解。因此，在电网不平衡条件下，不可能同时消除DFIG定子侧有功功率和无功功率的二次脉动量。由DFIG在『F负序同步旋转坐标系中的磁链方程可得38J∥诅惮誓川们毫}囊Q+)一、碱诅嘶叫砌巴g+只Q||=只Q”州，州P“，‰∥‰，w喝喝嵋域嵋略"“，“∥～盯wPw，“心蜡《吆嵋嵋00匕瑶匕喝圳甜q咄1叶p“”“"w，w”川，w"甜材“吧”“”w”州h’％“甜Ⅳ吧=蜴焉0岛 第网章lU阿彳i-、I‘衡条件下双馈风力发lU机组的摔制‰将式(4．13)代入式只oQo只。in2只。。2Q。jn2Q。∞2∞oLm：堕t—If，暑y0叫0y0叫0叫。0(4．10)可得【2l】0O0O—lf，0一ywPlf，0y暑If，0妒艺If，0y嚣叫品lf，：：，If，￡—y00O0y0If，￡叫三叫0杪：：，叫品y三一lf，0一y0叫￡一If，￡v毛叫0叫三叫嚣If，0lf，0y暑刳+(4．13)(4．14)考虑方程式(4．6)和(4．7)中的定子电压方程，在忽略其定子电阻和动态微分项的情况下有：zf￡‘。‘。。。。一9“0一——一'COo睁一等将式(4．15)带入式(4．14)可得只。Qoe。il'2只co。2QsiIl2Q‘。。。2上血厶1丘zfS吆“二：，一域，甜二：，0一zf暑一“二：，0喵一甜0一“0“_：：，一U，J；一心0z，0甜0一“_：：，0心甜-：：，一甜与“0u乏“品0一甜二：，“0一““P0噱一“-：：，甜0“曷+《一“埘P0“二：，一甜0一t／．00O饬‰《，蜀39叩‰If，￡y二：，y：：(4．15)(4．16)锄勃k一厶k—t+P嘶。嘶上厶一I厶一=尹“，w”“"wy鱼‰I|”W缈lI=p耐”“少y，●●●●●●，，●●fl●●●●●●●【 至堕丛兰塑土堂垡笙兰：(2)转子子侧复功率DFIG转子侧复功率为Sr=U，．‘(4．17)将式(4．5)带入式(4．17)，带入上式可得防幺：篆∞吖拍)+也Prsm加2Qcos(20,)篇sin(2成0,)．)(4．18)№r=m+Q㈨们+QⅢn2＼⋯。其中：只小9．o分别表示定子侧有功功率、无功功率的平均值；P，删、PB砸、9，。眦、9啪娩分别表示DFIG定子侧有功功率和无功功率的2次脉动量的幅值，其脉动频率为2∞，)。Pro、9，o、P佑os2、P聃加2、Qrs砌2、Q眦与定子电压和电流的关系如下【211eoe。。2只。mQ．。Q，。。：Q．Si。2嘎‰屹％(4．19)(3)电磁功率及电磁转矩为了导出DFIG的电磁转矩表达式，可先导出其相应的电磁功率表达式如一Ff2ⅥE=ReU(1)洲、‘l‘t×l幽一J(Wo一∞r冲咖×I幽＼=月PIjCOoy．,u,Ix二学／r‰一q夕r每y，嘶+仃三，．I夕×z。幻l哦卜嘶华-j((oo-co,．)每‰咄1@2∞哦卜缸“。，‘，]将式(4．5)带入式(4．20)，带入上式可得斟等雕i量电磁转矩可写为甜0一“W“二：『一”二：，甜0叫￡(4．21)(4．22)”川，唧，村∥钳∥％pw甜扰"q1甜喝嵋嵋屹嵋嵋名0如蜴易％《碟叫叫叫叫p耐”耐”w，w”w∥‰甜”"吧饬％☆墨孵％昭瞄，讲如如《叫叫垃‰=0Ⅺn气‰‰ 第四章'BI"J／fijI，．衡条件下双馈风力发,UT9L纽的控制pt=—÷L=乃o+℃。2cos(28s)+瓦。i。2sin(20,．)COr／门J口(4．23)其中：瓦。表示电磁转矩的平均值；％眦、疋。啦分别表示电磁转矩2次『F弦和余弦脉动量的幅值，其脉动频率为2∞o，由式(4．18)和式(4．19)有斟臻雕‰：垒堕‰rn靶m幢乃。2=卫竺坐‰秘％如f：=：f(4．24)(4．25)由式(4．25)可知疋劬，2、瓦。越分别与g。越、珐，加2成对应比例关系，表明双馈电机在电网不平衡条件下运行时，其电磁转矩的2次脉动量与无功功率的2次脉动量具有一致性，可以同时消除。以上这些功率及电磁转矩的表达式便是对双馈电机实施不平衡控制的理论基础。但就双馈电机的不平衡运行而言，主要有以下几种控制目标【2l】：①获得平衡的定子电流，这能够确保双馈电机定子绕组具有平衡的发热量；②消除定子侧有功功率的2次波动量；⑨消除电磁转矩的2次波动量，以减小机械应力；④消除转子电流的振荡，以使转子变流器安全运行。在实际应用中可结合不同的控制要求选取相应的不平衡控制目标。4．2．3有功功率及电磁转矩脉动程度分析这里定义有功功率及电磁转矩的脉动程度为其中只⋯、只小m分别为稳态时有功功率的最大值和最小值，乙，。、互。。，分别为稳态时电磁转矩的最大值和最小值。(1)规控制策略下有功功率及电磁转矩的脉动程度重做第三章DFIG风力发电系统的整体仿真，因为高频开关会造成有功功率及电磁转矩脉动，影响对有功功率及电磁转矩脉动程度同电压不平衡度关系的考察，所以这罩在进行仿真时去掉SVPWM模块，直接将内环电流调节器输出的信号经过2S／3S变换后作为转子电压输入电机。假设风速为定值13m／s，电网不平衡发生在1-2s之间，期间C相电压幅值降为0．8倍额定值，其它两相电压保持正常，电压不平衡度约为7％。其它41吨一心墨H一一一一一荤 江南人学蛳l：学位论文参数与第三章所用仿真参数相同，内环电流PI调：竹器比例增益分别取】00和1000时，仿真结果如图4—2所示。t／s(a)内环比例增益分别为100及1000时定子d轴电流波形对比(a)daxiscurrentofstatorwaveformcomparisonbetweenPIcontroller’Kpequalto100and1000t／sVs(b)内环比例增益分别为100及1000时转子d轴电流波形对比(b)daxiscurrentofrotorwaveformcomparisonbetweenPIcontroller’Kpequalto100and1000t／s(c)内环比例增益分别为i00及1000时转子q轴电流波形对比(c)qaxiscurrentofrotorwaveformcomparisonbetweenPIcontroller’Kpequaltol00andl00042≤骣埘辞茁巾心≤蜷锄辞屯巾心≤蟾铆癣∞中磐≤螺锄箨芍巾妻蠡≤壤锄锌13巾磐螺埘辞F忡睾妻 第四章Il：l网不平衡条件下双馈风力发IT：4jL组的控制180—170l-盖160七K鳖150罐锄14013011．21．41．61．82180，170}盖160抖≮篓侣。脚140130t／s(d)内环比例增益分别为100及1000时电磁转矩波形对比(d)electromagnetictorqueWaveformcomparisonbetweenPIcontroller’Kpequalto100and10002。6耋斟2．4霹豫2．2m心2x10411．21．41．61．82t／s(e)fil环比例增益分别为100及1000时定子有功功率波形对比(e)activepowerofstatorwaveformcomparisonbetweenPIcontroller’Kpequalto100and1000图4-2常规控制策略内环比例增益分别为100及1000时波形对比Fi94—2waveformcomparisonbetweenrotorcurrentPIcontroller’Kpequalto100and1000从图4．2波形可知：稳态时定子d轴电流的平均值由都约为．0，1；稳态时转子d轴电流的脉动幅值由0．4降为0．14；稳态时转子q轴电流的脉动幅值由0．58降为0．36；稳态时电磁转矩及有功功率的脉动程度变化很小，在稳态时从示波器观察数据，按式(4．26)计算得脉动程度都约为7％。由转子dq轴电流及定子d轴电流的变化情况可知，采用传统控制策略，在内环电流增益足够高时，其转子dq轴电流的脉动幅值将趋近于零，定子d轴电流的平均值趋近于0。基于前面的仿真结果，可以得到如下结论：采用第三章分析的常规的控制策略，内环增益取足够高时，转子dq轴电流的脉动幅值为零即转予负序分量为0，定子d轴电流的平均值为0即定子在d轴上的正负分量为0，即卜参㈣卜岳乏斛薄蠡艇巾心 江南人学坝L学位论文将瑶=。、《，=一老≥和f_：：『=老若代入式(4．1。)中只。的表达式可得嘎2鼍将式(4．27)、(4．28)不N(4．29)代入式(4．10)可得卜：一等+盟c％LS心：=等+卷．P1．nb矿一等+等pn‰：一寄I"P一等于是按照式(4．26)fl{J定义有(4．29)(4．30)(4．31)由上式可知，随着定子输出有功功率平均值只。的增加，有功功率的脉动程度将变小，最小值等于电压不平衡度。由于在当fi订JxL速下，稳态时转速基本恒定，所以有z。：巧：瓦，：÷：÷：监(4．32)Ⅲr／}lPO)r／Hpf-Or其中为只，机械功率，只，为当前JxL速下可捕获的最大风能，由于稳态时运行与最佳叶尖速比，且忽略了机械损耗，所以这里稳态时Pl}、只为定值。将式(4．25)和(4．30)可得‰=等+警。一等+警coo(o一：口L。同样按照式(4．26)的定义有一￡tt∞rP。oE一=—LJ=‘‰只．(4．33)(4．34)由上式可知，常规控制策略下电网电压不平衡故障发生时，理想情况下电磁转．矩的脉动程度不仅电压不平衡度相关，还和当前转速、定子有功功率平均值以及捕获的最大风能有关。在本节仿真给定的条件下有只。≈2．4x104、只，≈3xl04、q．≈360、z，品≈250，代入x-武(4．31)和(4．34)可得t≈0．072、t≈0．067与从仿真结果计算所得的7％左右的脉动程 第四章I乜I叫小·’I，．衡条件下双馈风力发IU机组的控制度相符。(2)除有功功率脉动时电磁转矩的脉动程度将式(4．10)qb只。Q。只sill2只。：表达式单独提出并写作只oQo只sil，2只cos2“0“品一“品Ⅳ二：，一“_：：，“0扰：：：；f甜二：，一甜0“0“品吧％f_：：，喝(4．3s)若以抑制有功功率脉动为控制目标，并且成功实现了控制目标，即有功功率的二次脉动分量被控制为0，将甜0=0及Q。=只si-1：=只∞。：=0代入上式可求得D，p一：iQ‘。一(1-s：)“品“：：，只o∥一Z／叫"P。万瓣川跚一面丽将式(4．36)代入式(4．10)可求得Q。in2、Q。。。21zu-F}羹E毳将式(4．32)、(4．38)代入式(4．26)旷箍(3)除电磁转矩脉动时有功功率的脉动程度将式(4．10)中只。Q。Q’。mQ。。。：表达式单独提出并写作只。Q。Q。i。Q。。。“暑“二：，一甜0“-：：f一“二：，甜0一“-：：，甜嚣甜二：，一“二：，“品一／／^P‘，瑶i磊《，i：q(4．36)(4．37)(4．38)(4．39)似．40)若以抑制电磁转矩脉动为控制目标，并且成功实现了控制目标，则无功功率的二次45 江南人学硕I：学位论义脉动分量被控制为0，将2，0=0及Q’。=9心。：=Q’。啪=0代入上式可求得喝一o，瑶2高甜!，只。万研’将式代(4．41)入式(4．10)Kr求得只。in2只。os2如下仁羹_=惫(4．41)(4．42)(4．43)4．3电压不平衡情况下正负序电流分离控制基于前面的分析可知，电网电压负序分量的存在，使得定子侧有功功率和无功功率以及电磁转矩均出现了2次脉动量，而提高双馈电机不平衡运行能力的关键就是，通过对转子侧电压和电流量进行控制，以产生桐应的转子电压和电流量，从而实现所设定的控制目标。『F负序电流分离控即控制是依据对称分量法，根据双馈电机在『F序同步旋转框架中的数学模型式和在负序同步旋转框架中的数学模型式，分别在『F序同步旋转框架和负序同步旋转框架中对转子电流的萨序量i0、％和负序一Ai州"、《，进行控制。大多文献在研究DFIG正负序电流分离控制时作如下处理f20'211：首先假设转子速度基本保持恒定，因为大功率风电机组中双馈电机转动惯量大，在发生电网不平衡故障的较短时间罩转速基本不发生变化；直接根据控制目标求取转子正负电流参考值。这种方法虽然简洁明了，但是参考值的计算过程较为复杂，所以文中不采用这种方法，文中采用双环控制，转子电流的币序量舀参考值直接给定为所需磁化电流，艺参考值由转速环输出给定，负序量《，、艺的参考值根据控制目标的不同通过对有功或无功功率脉动量的控制输出而得到。下面分别以抑制电磁转矩和有功功率脉动为目标讨论电压不平衡情况下转子侧变换器的正负序电流分离控制。4．3．1抑制电磁转矩脉动的正负序电流分离控制对于双馈电机，将正序同步旋转坐标系的矿轴定位于正序定子磁链矢量，则有：lf，0=0，由磁链与电压的关系有z，0=0，代入式(4．14)可得无功功率脉动分量如下。知焉妒 第阴章I【l网刁；5I，衡条件下双馈风力发Ib机纽的摔制(4．44)144式(4．44)不难看出，当转子电流的正负序量饬、篇分别用以控制定子磁化电流和电磁转矩的平均值瓦。时，则可以通过对转子电流的负序量如、花的控制，以实现对定子侧无功功率2次脉动量的幅值纵碰和瓯nt2的控制，从而间接实现对电磁转矩2次脉动量疋咖2、瓦础的控制。据此，可以设计在电网电压不平衡时双馈电机的正负序电流分离控制控制结构图如图4．4所示图4—4抑制电磁转矩脉动的正负序电流分离控制结构图Fi94—4cun'entseparationcontrolschemetoeliminatethepulsationofelectroInagnetictorque4．3．2抑制有功功率脉动的正负序电流分离控制与抑制电磁转矩脉动方法类似，将y￡=o和II刖p=0代入式(4．14)百J得有功功率脉动分量如下卜z=i1(呓妒“P域俐11"卞百I'anl(wn,Mp一“．，dI'p叫p删i")1800,：=kl-L(叫川11lf，。叫批11)+每(粥删∥II．≯p‰p,11＼，(4．45)由式(4．45)可知，当转子电流的正负序量诏、％分别用以控制定子磁化电流和电磁转矩的平均值T,o时，则可以通过对转子电流的负序量易、，lvl的控制，以实现对定子侧无功功率2次脉动量的幅值凡m2和尸。。础的控制。据此，可以设计在电网电压不平衡时双馈电机的正负序电流分离控制控制结构图如图4．5所示47，k，dZ如+Ⅲ焉口．vZ瑶一“，耐一．1，，，，n≯饬‘，q彬．"州卜-k—t=以f；；蚍|§Q 江南人学价l?学位论文图4-5抑制有功功率脉动的正负序电流分离控制结构图Fi94·5currentseparationcontrolschemetOeliminatethepulsationofactivepower4．4正负序电气量的检测RSCFfG4．4．1正负序分离器的设计文献[48】提出了电网电压正负序分离的方法，通过二阶广义积分器(SOGI)来实现，这种积分器的结构如图4-6所示，其传递函数为s(s)：上(s)：善xS‘+∞i图4-6SOGI结构图Fi94·6structuralschemeofSOGI基于SOGI设计了带通滤波器(SOGIBPfilter)结构如图4-7所示。圪g圪r4．46)图4．7基于SOG!的带通滤波器结构图Fj酣一7structuralschemeofBPfilterbasedSOGICOo为基波频率，当选取恰当的的k值时，经过如图4—7所示滤波器后，圪为圪信 ％咒】T，％、％、五分别为待分离信号各相瞬时值，定义疋。．和E。分别为『F序和j砖c《E嚣E]7=【-】k(4．47)【K。=[巧嚣嚣]7f=【￡】％。、。式中ct，=三[毒三军]，t贮，=吾[三茎号]，口=e．，}。驴I讣‰k。(4．48’—ac：；。2=E：；；芸]2：c己一，：，—ar去r：=c习s，：一【7二】c≥一，，，[：；；：]=2j≥[三Ig][：；；三]。。；．。。；，，．a。l：；=：[荔]==c巧，，：，z，二。==c乏，，：，c7二】cz，，，。[：i；三]：=j≥[—．jgq。．]r。．x，。．oj]。。‘。其中g=e肼。基于以上分析，设计了『F负序分离器其结构如图4．8所示，即先通过3S／2S变换得到电压、电流及磁链等待分离信号在静止筇坐标系下的值，根据式(4．49)丑[Ju-I"得到待分离信号的『F负序分量各自在静止筇坐标系下的值，然后经过2S／2R变换即可得到同步旋转坐标下的正负序分量。图4-8基于BPfilter的正负序分离器Fi94—8positiveandnegativeseparationseparatorbasedBPfilter4．4．2定子磁链观测器设计在筇静止坐标系下，采用电压模型计算定子磁链时，公式如下：49 江南人学坝17学位论文k。=扣。。一只，‘。)加～巾《∽；p一对∞幽r-[：i熙"‰定子磁链的“、∥轴分量，电流的“、∥轴分量。f4．50)II川t,lsp定子电压的反、∥轴分量，i⋯锄定子据式(4．45)采用纯积分估算电机磁链时会伴随初始值和直流偏移问题，为了解决这个问题，目前多采用具有幅值限制的改进型积分器观测定子磁链【491，其结构如下图所示，使用截止频率为(o。的低通滤波器替代积分器，这早经试验取CO。的值为100。图4-9定子磁链计算Fi94-9statorfluxcalculation4．5仿真验证假设风速固定为13m／s，电网不平衡发生在1．2s之侧，期间C相电压幅值降为O．8倍额定值，其它两相电压保持正常，电压不平衡度约为7，其它参数与前文所用仿真参数相同。故障发生前采用常规控制策略，系统已经稳定，故障发生后切换到4．3．1：爷和4．3．2节所述控制策略，仿真分别结果如图4．10和4．11所示。180—170卜盖160．Hr-,罄伽锄14013011．21．41．61．82t／s(a)正负序分离控制下Te波形及常规控制策略下Te波形(a)wavefonnofTeunderpositive·negativeseparationcontrolstrategyandconventionalcontrolstrategy 第四章r乜网不j严衡条件下双馈风力发电扫L组的挖制2．8喜2．6餐2．4lW辈2．2删2x10411．21．41．61．B2tls乏斛薄蔼排m心(b)正负序分离控制下Ps波形及常规控制策略下Ps波形图4．10抑制电磁转矩脉动控制策略与常规控制策略波形对比Fi酣-10waveformcomparisonbetweenpositive—negativeseparationandconventionalcontrolstrategy图(a)波形对比表明采用文中分析的正负序分离控制策略能够有效的抑制电磁转矩的脉动；图(b)波形对比表明对电磁转矩脉动得到抑制的同时，有功功率的脉动程度增大了约1倍。EZUn抖气{}2=摺铆差阱霹雷扭m删图4-11抑制有功功率脉动控制仿真波形Fi94·I1waveformofcontrolstrategytoeliminatethepulsationofactivepower分析图4．11可知：有功功率的脉动虽然得到了有效抑制，但电磁转矩的脉动程度增大了约1倍。在本节仿真给定的条件下有：只o≈2．4x104、只，，≈3x104、(-OI．≈360、％P≈250，代入式(4．39)和(4．43)可得％≈O．14、s，：≈0．13与从仿真结果计算所得的14％左右的脉动程度相符。4．6小结本章首先简要分析了电网不平衡的一些基础理论，给出了电压不平衡度的计算方法；其次运用对称分量法推导了电网电压不平衡条件下DFIG的数学模型以及功率、电磁转矩等的表达式，为实施正负序分离控制奠定理论基础；然后对常规控制策略及不平衡控制策略下电磁转矩和有功功率的脉动程度进行了分析，并推导了公式；接着分别以消除电磁转矩脉动和有功功率脉动目标分析了转子侧变换器的正负序分离控制策略；再接下来设计了电压、电流及磁链等待分离信号的正负序分离器；最后分别对消除电磁转 江南人学顺I：学位论文矩脉动和有功功率脉动两种情况进行仿真，仿真结果验证了控制策略的可行性。52 第五章总结’j胜单第五章总结与展望风能作为一种最重要的清洁替代能源，对于缓解能源危机和环境污染具有非常重要的意义。传统的JxL力发电技术存在JxL能利用率低，机械应力大，变频器体积大、重量大、成本昂贵等一系列问题。而双馈风力发电技术由于具有功率因数可调、效率高及变频装置容量小等诸多的优势，成为当前主流的风力发电技术。本文针对双馈风力发电用双PWM变换器及其相关控制技术进行了深入的研究，主要研究内容和成果如下：(1)采用模块化建模的思想，分析了双馈风力发电机组各组成部分的数学模型，利用Matlab／Simulink软件建立了各自仿真模型，整合之后得到整个系统的仿真模型，为后续验证各种控制策略奠定了基础。(2)根据双馈风力发电机组在各个运行阶段不同的控制目标，研究了双PWM变换器及浆距角的控制策略，具体是：通过转子侧变换器采实现最大风能捕获和第三阶段的恒转速运行；通过浆距角控制来实现四阶段的恒功率运行；通过网侧变换器维持直流电容电压的稳定。仿真结果表明实现了各个阶段的控制目标；(3)对电网电压不平衡故障下双馈风力发电机组的运行特性进行了分析，并讨论了常规控制策略下电磁转矩和有功功率脉动程度同电压不平衡度的关系，最后分别以消除电磁转矩脉动和有功功率脉动为目标研究了转子侧变换器的正负序电流分离控制策略。但是双馈JxL力发电系统是一个高阶、非线性、多变量、强耦合的系统，控制异常复杂，因为时间仓促，因此仍存在大量的后续工作需完成，可望在以下几个方面取得进一步的进展：(1)目日订的研究还停留于Matlab仿真阶段，所以搭建实验平台进行实验研究是急需进行的工作；(2)将更多的智能控制方法引入双PWM变换器的控制中；(3)双馈风力发电机组低压穿越能力的研究也是当前的一个热点，因此对这方面的研究也必不可少。 致谢在攻读硕士研究生的两年时问里，我得到了导师纪志成教授、潘庭龙副教授的悉心指导，他们严谨求实的作风，一丝不苟、全然忘我的工作念度，高尚的学者风范，宽厚的为人品质，无私的奉献精神，对我的学习和工作产生了深刻的影响。两位导师工作和学习中的忘我精神，时刻激励着我不断努力前进，使我能够顺利完成学业，受益终身，在此谨向纪志成教授、潘庭龙副教授致以我最诚挚的谢意!在做课题期间，课题组李元龙、常军、张东彪、郑金荣、袁浩等同学在课题进行和论文撰写过程中给予了许多帮助，在此向他们表示衷心的感谢。攻读硕士学位期问，父母与朋友给了我极大的鼓励和支持，在此向他们致以我最诚挚的谢意!最后向百忙之中审阅论文的各位专家、教授致以崇高的敬意和深深的谢意! 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