《可重构天线及宽带圆极化天线设计》由会员上传分享，免费在线阅读，更多相关内容在学术论文-天天文库。
可重构天线及宽带圆极化天线设计作者姓名黄星霖导师姓名、职称张鹏飞副教授一级学科电子科学与技术二级学科电磁场与微波技术申请学位类别工学硕士提交学位论文日期2014年12月 学校代码10701学号1202120987分类TN82号TN82密级公开西安电子科技大学硕士学位论文可重构天线及宽带圆极化天线设计作者姓名：黄星霖一级学科：电子科学与技术二级学科：电磁场与微波技术学位类别：工学硕士指导教师姓名、职称：张鹏飞副教授提交日期：2014年12月 DesignoftheReconfigurableAntennaandBroadbandCircularlyPolarizedAntennaAthesissubmittedtoXIDIANUNIVERSITYinpartialfulfillmentoftherequirementsofMastergraduationinElectronicScienceandTechnologyByHuangXinglinSupervisor:Prof.ZhangPengfeiDecember2014 西安电子科技大学学位论文独创性（或创新性）声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。学位论文若有不实之处，本人承担一切法律责任。本人签名：日期：西安电子科技大学关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅、借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，获得学位后结合学位论文研究成果撰写的文章，署名单位为西安电子科技大学。保密的学位论文在年解密后适用本授权书。本人签名：导师签名：日期：日期： 摘要摘要随着大容量、多功能、多频段/超宽带通信技术的发展，现代通信系统中单平台多天线的情形越来越普遍，这对于整个无线系统的成本、重量和电磁兼容特性都会造成很大的挑战。可重构天线和超宽带天线是对该问题的一个有效的解决办法。论文对可重构天线和超宽带天线设计开展研究，研究成果对多功能宽带无线通信而言具有较大的实用价值和应用前景。论文的主要研究内容如下：首先研究圆环缝隙极化可重构天线。以线极化圆环缝隙天线为基础，通过在缝隙外围合理位置开矩形槽，并通过窄缝隙连接矩形槽和辐射圆环缝，使天线呈现圆极化特性，利用二极管控制矩形槽和圆环辐射缝隙的通断可实现对天线极化的控制。除此以外，可以通过在圆环辐射缝隙内侧开矩形槽使天线在其他频点呈现圆极化性能。以此为基础设计仿真了一款极化可重构天线和一款频率与极化可重构天线。然后研究矩形贴片可重构天线。该天线基于线极化和圆极化微带贴片天线底馈馈电点相对位置的差异，通过在贴片上引入两条合理的缝隙并结合二极管通断控制设计了一个可工作于高频圆极化、低频线极化的可重构天线。通过在贴片外围非辐射边引入一个小型化1/4波长终端接地枝节，使得二极管直接受控于贴片和地板之间电压，且不影响射频特性。因此该天线可直接利用馈电端口上的偏置节实现简洁的重构控制，从而消除了因在天线结构上引入额外的直流控制电路所带来的结构复杂性和对射频的影响。仿真和实测结果表明，天线可以在3GHz圆极化、2.75GHz线极化两种工作状态间切换，且具有较好的回波损耗和轴比。最后研究了Sinuous超宽带天线。设计了频带为2~14GHz的Sinuous天线，采用指数渐变巴伦对其进行馈电，仿真结果表明，天线在2~14GHz的频带范围内有良好的回波损耗、轴比和增益。关键词：可重构天线,PIN开关,Sinuous天线论文类型：应用基础研究类I 西安电子科技大学硕士学位论文II AbstractAbstractwiththefastdevelopmentofhighcapacity,multifunction,multi-bandfrequency/UWB(ultrawideband)technique,Singleplatformmultiantennainmoderncommunicationsystemisgettingmoreandmorecommon.moreantennasnotonlymeansariseofcostandweight,butalsohaveabadinflenceofEMC.Reconfigurableantennaandultrawidebandantennaisaneffectivesolutiontotheproblem.Thispaperstudyonthedesignmethodofreconfigurableantennaandultrawidebandantenna,Theresearchresultshavegreatpracticalvalueandapplicationprospectofmultifunctionalbroadbandwirelesscommunication.Themaincontextsofthispaperareasfollows:Fristresearchontheswitchablepolarizationofslotantenna.Onlinearpolarizationannularslotantennaasthefoundation,throughopenrectangleslotatareasonablepositionoutsidetheannularslotandconnectthemwithaverynarrowslotlinesection,slotantennapresentscircularpolarizationcharacteristics.Antenna'spolarizationcharacteristicscanbecotrolledbypindiode'sonandoff.Inaddition,annularslotantennacanasloachievecircularpolarizationatotherfrequencypointbyopenrectangleslotinsidetheannularslot.Twoantennasallowingswitchingeitherbetweenlinearandcircularpolarizationorbetweenfrequencyandlinearandcircularpolarizationaredesigned.Thenareconfigurableantennaisproposedbasedonthedifferentfeedinglocationsofthelinear-polarizedandcircular-polarizedmicrostrippatchantennasfedthroughthebottomoftheantennas.Byintroducingtworeasonableslotsonthepatchandswitchingthembypindiodes,theproposedantennacanworkascircularpolarizationatthehighfrequencyandlinearpolarizationatthelowfrequency.Inaddition,throughintroducingaminiaturization1/4wavelengthstubwithitsterminalgrounded,diodescanbedirectlycontrolledbythevoltagesbetweenthepatchandground,whichwillnotaffecttheradiofrequencycharacteroftheantenna.Thus,thisproposedantennacanbereconfiguredeasilybythebiasteeonthefeedingportoftheantenna,whicheliminatesthecomplexityoftheadditionalcomplexdirectcurrent(DC)biasingcircuitanditseffectontheRFsignal.Thesimulationandmeasuredresultsshowthattheoperatingstatesoftheantennacanbeswitchedbetweenthecircularpolarizationat3GHzandthelinearpolarizationIII 西安电子科技大学硕士学位论文at2.75GHzwithgoodreturnlossandaxialratio.FinallyStudyonthedesignmethodofultrawidebandSinuousantenna.DesignaSinuousantennaworkingat2~14GHz.Usingtheexponentialgradientbalunasthefeedingsystemforitsbroadbandcharacteristics.Thesimulationresultsshowthattheantennahasagoodreturnloss,axialradioandgain.Keyword:Reconfigurableantenna,PINswitch,SinuousantennaTypeofDissertation:AppliedBasicResearchIV 插图索引插图索引图1.1频率可重构微带贴片天线.....................................2图1.2微带频率可重构天线.........................................2图1.3地板开缝的频率可重构微带贴片天线...........................3图1.4频率可重构天线.............................................3图1.5频率可重构天线.............................................4图1.6天线表面电流示意图.........................................4图1.7天线结构...................................................5图1.82.4GHz处方向图示意图......................................5图1.9天线结构示意图.............................................5图1.10天线结构图................................................6图1.11MEMS开关结构图...........................................6图1.12天线结构示意图............................................7图1.13天线结构示意图............................................7图1.14轴比......................................................7图1.15天线结构示意图............................................8图1.16天线仿真及实测结果........................................8图1.17天线结构示意图............................................8图2.1微带天线的不同形式........................................11图2.2口径耦合馈电示意图........................................11图2.3临近耦合馈电示意图........................................11图2.4微带缝隙天线..............................................12图2.5辐射原理示意图............................................12图2.6单缝几何坐标..............................................13图2.7平面等角螺旋线............................................14图2.8平面等角螺旋天线..........................................14图2.9平面阿基米德螺旋天线......................................15图2.10圆锥等角螺旋天线.........................................15图3.1圆环缝隙天线............................................17图3.2回波损耗..................................................18图3.3输入阻抗图................................................18图3.42.3GHz处增益方向图.......................................18图3.5天线结构示意图............................................19图3.6回波损耗..................................................19图3.7输入阻抗..................................................19图3.82.1GHz处增益方向图.......................................20图3.92.5GHz处增益方向图.......................................20图3.102.8GHz处增益方向图......................................20图3.113GHz处增益方向图........................................20图3.12第一种圆极化方案结构.....................................20图3.13天线电流对比图...........................................21图3.14回波损耗图...............................................21V 西安电子科技大学硕士学位论文图3.152.3GHz处增益方向图.......................................21图3.16轴比......................................................22图3.17第二种圆极化方案结构......................................22图3.18随矩形槽宽度变化天线回波损耗（a）和轴比（b）的变化情况....23图3.192.3GHz电流图.............................................23图3.20回波损耗..................................................23图3.212.3GHz处增益方向图.......................................23图3.22轴比......................................................23图3.23第三种圆极化方案结构......................................24图3.24随着theta的增加天线回波损耗（a）和轴比（b）的变化情况....24图3.25回波损耗..................................................24图3.262.6GHz处增益方向图.......................................24图3.27轴比......................................................25图3.28第三种圆极化方案的另一种结构..............................25图3.29回波损耗..................................................25图3.302.6GHz处增益方向图.......................................25图3.31轴比......................................................26图3.32圆环缝隙极化可重构天线....................................27图3.33线极化电流图..............................................27图3.34左旋圆极化电流图..........................................27图3.35回波损耗..................................................28图3.36轴比......................................................28图3.37圆环缝隙天线线极化性能....................................28图3.38圆环缝隙天线圆极化性能....................................29图3.39天线结构示意图............................................30图3.40天线的3种工作状态等效结构................................30图3.41回波损耗..................................................31图3.42天线3在2.1GHz、2.3GHz处的增益方向图.....................31图3.43天线1极化方向图..........................................32图3.44天线2的极化方向图........................................32图3.45天线圆极化轴比............................................32图3.46传统调制模式流程图........................................33图3.47直接调制模式流程图........................................33图3.48天线实物图................................................35图3.49..........................................................35图4.1矩形贴片天线..............................................37图4.2单馈点圆极化微带贴片天线...................................39图4.3天线结构图.................................................39图4.4回波损耗...................................................40图4.53GHz点增益方向图..........................................40图4.6天线轴比...................................................40图4.73GHz点电流方向图..........................................40图4.8天线结构图.................................................41图4.9偏置节等效电路图...........................................41VI 插图索引图4.10天线右旋圆极化仿真结果...................................42图4.11天线线极化仿真结果.......................................43图4.12天线的几何结构...........................................44图4.13回波损耗随W5的变化情况..................................45图4.14圆极化回波损耗图.........................................45图4.15轴比随着频率变化图.......................................45图4.163GHz增益方向图..........................................45图4.17线极化天线回波损耗.......................................46图4.182.75GHz处天线增益方向图.................................46图4.19圆极化仿真结果...........................................46图4.20线极化仿真结果...........................................47图4.21天线实物图...............................................47图4.22天线圆极化实测与仿真结果对比图...........................48图4.23天线线极化实测与仿真结果对比图...........................49图5.1Sinuous天线结构示意图....................................52图5.2Sinuous天线结构参数......................................52图5.3吸波材料仿真结构图........................................52图5.4吸波材料回波损耗示意图....................................52图5.5Sinuous天线结构示意图....................................53图5.6天线在3GHz、8GHz处的增益方向图...........................53图5.7天线输入阻抗图............................................54图5.8天线回波损耗图............................................54图5.9天线右旋圆极化增益图......................................54图5.10天线轴比图...............................................54图5.11Sinuous天线增益方向图...................................55图5.12指数渐变巴伦结构示意图...................................56图5.13巴伦阻抗指数渐变示意图...................................56图5.1460mm长巴伦回波损耗图....................................57图5.1535mm长巴伦回波损耗图....................................57图5.16弯曲的指数渐变巴伦.......................................57图5.17巴伦的回波损耗及巴伦间的互耦.............................57图5.18加入巴伦的Sinuous天线结构图.............................58图5.19天线回波损耗.............................................58图5.20天线轴比.................................................58图5.21天线右旋圆极化增益.......................................59图5.22天线增益方向图...........................................59VII 西安电子科技大学硕士学位论文VIII 表格索引表格索引表3.1天线每种工作情况下开关通断情况............................30表5.1Sinuous天线不同频带处的3dB波瓣宽度.....................54表5.2天线方向图3dB波瓣宽度....................................60IX 西安电子科技大学硕士学位论文X 符号对照表符号对照表1国际单位制（SI）的基本单位长度米m时间秒s电流安[培]A频率赫兹Hz2量的符号和单位方向性系数D（无量纲）-电压U瓦[特]W2电通量密度，电位移D库伦每平方米C/m电容C法[拉]F电阻R欧[姆]Ω电抗X欧[姆]Ω电场强度E伏[特]每米V/m磁场强度H安[培]每米A/m磁感应强度，磁通[量]密度B特斯拉T介电常数ε法拉第每米F/m磁导率μ亨利每米H/mXI 西安电子科技大学硕士学位论文XII 缩略语对照表缩略语对照表DARPADefenseAdvancedResearchProjectsAgency美国国防部先进研究项目局GSMGlobalSystemforMobileCommunication全球移动通信系统GPSGlobalPositioningSystem全球定位系统WiMaxWorldwideInteroperabilityforMicrowaveAccess全球微波互联接入MEMSMicro-Electro-MechanicalSystem微机电系统LHCPleft-handcircularpolarization左旋圆极化RHCPRight-handcircularpolarization右旋圆极化DAMDirectAntennaModulation直接天线调制XIII 西安电子科技大学硕士学位论文XIV 目录目录摘要....................................................................................................................................IABSTRACT....................................................................................................................III插图索引..........................................................................................................................V表格索引.........................................................................................................................IX符号对照表.....................................................................................................................XI缩略语对照表..............................................................................................................XIII目录...............................................................................................................................XV第一章绪论.......................................................................................................................11.1可重构天线的研究背景......................................................................................11.2可重构天线的分类及国内外研究现状..............................................................11.3宽带天线研究现状.............................................................................................91.4论文的主要工作及内容安排..............................................................................9第二章微带天线及螺旋天线的基础理论.....................................................................11[31]2.1微带天线的基本理论..................................................................................112.2几种典型的螺旋天线基本理论.......................................................................132.3本章小结............................................................................................................16第三章圆环缝隙极化可重构天线...............................................................................173.1引言....................................................................................................................173.2圆环缝隙天线....................................................................................................173.3圆环缝隙天线的圆极化方法............................................................................203.4圆环缝隙极化可重构天线................................................................................263.5双频圆环缝隙极化可重构天线........................................................................293.6基于极化重构的直接天线调制系统................................................................323.7本章小结............................................................................................................36第四章频率与极化可重构微带贴片天线...................................................................374.1引言....................................................................................................................374.2微带天线圆极化原理.......................................................................................37XV 西安电子科技大学硕士学位论文4.3频率与极化可重构微带天线设计...................................................................404.4本章小结...........................................................................................................49第五章SINUOUS天线的分析与设计........................................................................515.1Sinuous天线的结构及原理..............................................................................515.2馈电巴伦设计...................................................................................................555.3Sinuous天线和巴伦综合仿真..........................................................................585.4本章小结...........................................................................................................60第六章结束语...............................................................................................................61致谢.................................................................................................................................63参考文献.........................................................................................................................65研究成果.........................................................................................................................69作者简介.........................................................................................................................71XVI 第一章绪论第一章绪论[摘要]：本章首先介绍了可重构天线的研究背景及意义，阐述了可重构天线的研究现状，然后介绍了宽带天线的研究现状，最后介绍了本文的主要研究工作及章节安排。1.1可重构天线的研究背景无线通信因设备便携等诸多优点，在现代通信系统中占有着越来越大的比重。[1][2]而作为无线通信系统重要组成部分的天线，对整个系统的性能有很大的影响。随着通信系统的演化和综合性能的提升，作为射频发射和接受接口的天线在[3]~[5]通信系统中变得愈发重要，天线的理论、设计和应用都随之有了极大的发展。到目前各种传统天线设计技术已经相对成熟，各种类型的天线都有了较为系统的设计方法。但是，随着通信系统的发展，天线的设计也不断地遇到新的问题。例[6]~[8]如现在无线系统这朝着大容量、多功能、多频段/超宽带方向发展，一个平台上要搭载多个天线，来实现对不同频段、不同极化信号的接收和发送。但更多的天线对系统的成本、重量和电磁兼容性都会造成不良影响，故而天线就成了无线系统发展的一个瓶颈。为了克服这个瓶颈，天线已经朝着小型化、多频带/宽频带发展。有时由于会要求天线根据实际的使用环境来改变电特性，所以人们采用要求天线能够重构，即一个天线能够完成多个天线的任务，从而减少通信系统中天线的数目。1.2可重构天线的分类及国内外研究现状可重构天线这一概念第一次是出现在1983年的文献[9]中。1999年，美国国防高级研究计划局(DARPA)提出的关于超宽带方向图可重构天线极化使得可重构[10]天线受到了广泛的关注。可重构天线应用领域包含有低频通信系统和雷达等很多方面。基于可重构天线的广泛应用前景，很多大学、公司和科研机构都开展了可重构天线的相关研究，通过多种方法使天线实现了一种或几种电特性的可重构，证明了可重构天线的可实现性。可重构天线通常分为以下三种：频率可重构天线、方向图可重构天线、极化可重构天线。下面分别对这三类可重构天线的实现方法和研究现状进行介绍1.2.1频率可重构天线频率可重构天线是指在保持方向图不变的情况下，天线的工作频率可以在一个频段内进行连续或离散的调节。频率可重构的实现方法通常是改变天线的谐振长度。最常见方法是通过PIN二极管等开关器件实现对天线物理结构或电长度的控制来达到目的。图1.1是文献[11]提出的频率可重构微带贴片天线，图中黑色矩形1 西安电子科技大学硕士学位论文即为开关。设计该天线分三步：1设计出普通的矩形贴片天线；2在天线上方中心开一个大的矩形缝隙，这个缝隙的目的是强迫电流按照设计的路线进行流动，以防止电流激励出其他谐振频率；3在两侧再开两个长方形缝隙，最后可以通过调整两侧的臂长来调节频率。图1.1频率可重构微带贴片天线图1.2是文献[12]提出的应用于无线电系统的微带可重构天线，分别将外围的矩形贴片与中心方形贴片连接在一起，然后调节Li长度，就可以得到四个在不同谐振的频率。在这过程中要分别确定外围贴片的位置和尺寸，并且确定所需要的二极管的数目和位置。偏置线放置在上层，这样就避免了对地板的切割，避免了对天线辐射方向图的影响。图1.2微带频率可重构天线图1.3是文献[13]提出的地板开缝的频率可重构微带贴片天线，该天线工作在1.98~3.59GHz的9个频点处，天线本身在3.59GHz处谐振，而缝隙提供另外8个谐振频率。天线用到了5个开关，都位于地板的缝隙上。贴片产生的辐射是定向的，而缝隙的辐射是全向的。通过改变缝隙长度，可以产生8个谐振频率。2 第一章绪论图1.3地板开缝的频率可重构微带贴片天线图1.4是文献[14]提出的应用于WIFI、WIMAX、4G的可重构天线，当两个开关均导通的时候，天线的频段覆盖了3G频段。当两个开关均断开的时候，结果表明天线的频段覆盖了4G频段。图1.4频率可重构天线也有文献通过控制天线表面电流路径，来实现对天线电长度的控制，从而达到频率可重构的目的。图1.5是文献[15]提出的频率可重构天线，在天线电流的垂直方向上开槽，这样就会改变电流路径。在槽的中间位置跨接PIN二极管，改变二极管的通断情况，来控制电流的路径，从而实现频率的可重构。3 西安电子科技大学硕士学位论文图1.5频率可重构天线（a）开关断开时电流示意图（b）开关导通时电流示意图图1.6天线表面电流示意图1.2.2方向图可重构天线方向图可重构天线是指在天线的谐振频率和极化特性保持不变，而辐射方向可以根据需要做出改变。方向图可重构天线的实现方式有很多种，例如可以通过控制主辐射体附近的[16]~[21]寄生单元来实现对天线辐射方向的控制。通过开关导通不同方向的辐射单[22][23]元，从而实现对辐射方向的控制。除此之外，也有文献通过改变天线电流分[24]~[27]布，来获得辐射方向的可重构特性等方法。图1.7是文献[21]提出的一种方向图在360°范围内能够均匀变化的介质谐振天线。天线由N个贴片组成，每个贴片由两个二极管和地板相连接，当两个二极管都断开的时候，贴片作为辐射体存在，此为情况1；当两个二极管都导通的时候，贴片作为地板的一部分存在，此为情况0。通过调整二极管的通断，可以得到2N个辐射方向图。图1.8为N=6时的仿真结果图。4 第一章绪论图1.7天线结构图1.82.4GHz处方向图示意图图1.9是文献[22]提出的方向图可重构圆形贴片天线，从图中可以看出，圆形贴片周围有12个引向器，通过12个二极管将贴片和这些引向器相连，控制二极管通断，可以得到6中角度不同的线极化，他们相差30°，由于圆的对称性，知道所有的这些线极化应该都特性相同，天线工作在2.4GHz处，增益在2.64~3.52dB之间。(a)俯视图（b）侧视图（c）3D视图图1.9天线结构示意图为了得到一个充分的带宽和阻抗匹配，同时导通相邻的六个开关。这种情况下，在x方向上会产生一个显著的电流，而y方向上的电流对于xz平面来说是非5 西安电子科技大学硕士学位论文对称的，因此谐振的远场极化方向就是0°，也就是x方向。E面为xz面，H面为yz面。这样，相邻的导通的6个开关每相移30°，辐射方向图极化方向也就相移30°。图1.10是文献[23]提出的一种方向图可重构天线，天线分为两个区域，下面的靠近射频输入端的区域负责天线的匹配，而上面的区域可以调节天线的方向图。为了最小化上层区域对输入阻抗的影响，上层区域作为寄生单元存在。因为输入阻抗对独立的网格尺寸更加敏感，所以下层区域的网格划分更加细致。天线毗邻的像素格之间使用直流控制的mems开关相连如图1.11所示。开关是悬臂设计，这种开关机械机构简单稳定。仿真结果表明天线的主辐射方向可以在120°的范围内较好的进行调节，并且回波损耗也能够很好的覆盖所需频段。（a）天线3D视图（b）天线俯视图图1.10天线结构图图1.11MEMS开关结构图1.2.3极化可重构天线该类天线是指在天线谐振频率和辐射方向图不变的前提下，其极化性能可以在线极化和两种圆极化之间互相切换。这类天线在频率复用、极化分集、极化调制等方面都有重要应用。极化可重构天线通常分为3类：极化正交的两个线极化方式之间切换，左/右旋圆极化这两种极化方式之间的切换，线极化和左/右旋圆极化之间的切换。可以在两个线极化模式之间切换的天线，结构上通常拥有两个工作频段相同、极化正交的两种工作模式，通过开关控制这两部分结构的通断来实现可重构。文献[28]就是该种类型的天线，天线结构如图1.12所示。天线只是利用了两个PIN二极管就实现了线极化工作模式之间的切换，没有其他匹配电路，结构简明易于6 第一章绪论实现。图1.12天线结构示意图文献[29]提出了一种可以在两种圆极化之间切换的可重构天线，天线结构如图1.13所示，天线上面开了互相垂直的两个缝隙，在每个缝隙的中间均跨接了一个二极管，调整两个槽线的长度和位置，通过控制这两个二极管的通断，天线即可在左右旋圆极化之间进行切换。图1.13天线结构示意图图1.14轴比文献[30]提出了一种可以在线极化和圆极化之间切换的可重构天线，天线结构如图1.15所示，大多数极化可重构天线都需要引入直流电路来实现对二极管的控制，但是这样直流电路会对天线的辐射方向图产生一定影响，而上图天线就很好的解决了这一问题，通过改变馈电结构就可以实现线极化和圆极化的可重构，整个天线只使用一个开关即可。7 西安电子科技大学硕士学位论文（a）正面（b）背面图1.15天线结构示意图（a）回波损耗（b）轴比图1.16天线仿真及实测结果1.2.4混合特性可重构天线如果天线的频率、方向图和极化方式有两种或两种以上参数可以进行可重构的话，就称其为混合可重构天线。它和普通的单一参数可重构天线并没有原理上的区别，只是拥有更复杂的辐射结构和控制电路。文献[30]设计了一个通过多个变容二极管连接的微带贴片天线。该天线的频率浮动范围达到了中心频率的50%，且可以在线极化、左旋圆极化和右旋圆极化之间进行切换。（a）俯视图（b）侧视图图1.17天线结构示意图8 第一章绪论1.3宽带天线研究现状在无线通信、电子对抗等很多领域，都要求设备要有非常宽的带宽。这就必然对天线的带宽也提出了很高的要求。关于宽带天线的研究起步较早，在上个世纪五十年代开始就已经有相关文献出现。上个世纪六十年代美国和前苏联专家已经出版了系统的关于平面螺旋天线和对数周期天线的书籍。目前随着通信频段的不断增加和军事技术的需求，宽带天线的研究越来越多。目前小型化、超宽带化和智能化是宽带天线的三个主要发展目标。小型化主要是为了能够更好应用在车辆、舰艇和飞机在内的卫星通信中，小型化宽频天线发展较好的类型是微带贴片天线，微带贴片天线可以通过增加微扰、多馈电等形式来获得圆极化性能，通过附加阻抗匹配网络、选用非线性材料等方式实现宽频化。在超宽带方面，应用包含空间大型星载可展式反射面馈源、电子战超宽带侦测等。智能化发面，自适应技术已经在雷达和一些军事通信系统中有了成功的应用，相信不久在民事领域也会有广泛的应用。1.4论文的主要工作及内容安排1.4.1论文主要工作论文的主要工作围绕极化可重构天线、极化频率可重构天线和宽带圆极化天线展开。主要内容包括以下几方面：1.设计了一种极化可重构圆环缝隙天线。设计了在两个频段能够实现极化可重构的环形缝隙天线，仿真结果表明天线拥有良好的性能.并以第一种天线为例，设计了一个基于极化重构的直接调制系统。该系统拥有结构简明、保密性良好的特点。2.设计制造了一个频率极化可重构微带贴片天线，天线可直接利用馈电端口上的偏置节实现简洁的重构控制，从而消除了因在天线结构上引入额外的直流控制电路所带来的结构复杂性和对射频的影响。3.设计了一个工作于2~14GHz的拥有馈电系统的Sinuous天线。1.4.2论文的结构安排论文包括五个章节，每个章节内容如下：第一章为绪论部分，分别讲述了可重构天线和宽带天线的选题背景和意义，并对可重构天线的发展现状进行了回顾和总结。最后介绍了全文的内容和结构安排。第二章介绍了与本文相关的天线理论，包括微带天线的基本理论和分析方法和宽带天线的分类及相关的设计理论。第三章设计了一个极化可重构圆环缝隙天线及极化频率可重构圆环缝隙天9 西安电子科技大学硕士学位论文线，详细介绍了二者的设计过程及原理。仿真结果表明二者都有良好的性能。并且以频率可重构圆环缝隙天线为例，设计了一个基于极化可重构的直接调制系统，该系统解决了基带信号对通信系统的带宽限制，且具有良好的保密效果。第四章设计制造了一个频率极化可重构微带贴片天线。详细介绍了微带贴片天线的圆极化方法，并介绍了该天线的设计流程。通过仿真取得了预期的结果，并进行了实物测量，测量结果和仿真结果符合良好。第五章设计了Sinuous天线辐射单元和用于天线平衡馈电的巴伦，Sinuous天线工作频段为2~14GHz,仿真结果表明，在整个频带内，天线拥有良好的回波损耗、轴比和增益。10 第二章微带天线及螺旋天线的基础理论第二章微带天线及螺旋天线的基础理论[摘要]：本章首先阐述了微带天线的结构、辐射原理和常见的分析方法，然后通过分析几种常见的螺旋超宽带天线辐射原理说明了螺旋天线的工作原理。[31]2.1微带天线的基本理论因为微带天线有体积小、重量轻和价格低廉等诸多优点，所以得到了广泛的研究，并在雷达、卫星通信和生物医学等诸多领域有着重要的应用。2.1.1微带天线的结构及特点微带天线通常由一块厚度远小于波长的介质基板和覆盖在其两面的金属板构成，尺寸和介质基板相同的金属板称为地板，另一面称为辐射单元，其形状有圆形、矩形等多种形状。传统的微带天线通常采用接触式馈电方法，该方法大致可分为两种：侧馈、底馈。侧馈形式如图2.1（a）所示，指馈线从辐射单元的侧面馈入。底馈通常使用同轴线，其内导体穿过地板和介质基板和辐射单元相连，外导体直接同地板相连。除了上面两种接触式馈电方法外，目前非接触式的电磁耦合馈电也有较多应用。电磁耦合馈电分为口径耦合馈电和临近耦合馈电两种，和上面的馈电方式相比，电磁耦合馈电很容易获得较宽的阻抗匹配带宽，且可以优化直接接触馈电带来的交叉极化场增益变大问题。但也会带来多层介质板的对齐定位问题。（a）矩形（b）圆形图2.1微带天线的不同形式图2.2口径耦合馈电示意图图2.3临近耦合馈电示意图11 西安电子科技大学硕士学位论文常见的微带天线还有多种。例如图2.4所示的微带缝隙天线，这种类型的天线是在地板一侧开槽，另一侧用微带馈线进行馈电，其优点在于带宽通常要比其他类型的微带天线宽，但是其介质基板的厚度要厚于其他微带天线，并且分析和[32]设计该类天线也要更加困难，这些都限制了该类型天线的应用。图2.4微带缝隙天线图2.5辐射原理示意图2.1.2微带天线分析方法分析微带天线的方法分三种：传输线模理论、腔模理论和积分方程法。1传输线模理论分析微带天线的方法中，出现最早也是分析矩形贴片最常用的方法，就是传输线理论。其基本方法如下，先将图2.5中的W边等效成缝隙，单缝坐标如图2.6所示，设缝隙上电压为U，则缝在x轴方向（也就是切向）场强为：𝐸𝑥=𝑈ℎ，(2.1)则W边的等效面磁流密度为:2𝑈𝐽𝑚=𝑒𝑧(2.2)ℎ为了分析方便，可设X方向和Y方向的磁流是均匀的，W边辐射场可求出为：𝑒−𝑗𝑘𝑟𝐸𝜑=−𝑗2𝑈𝑘𝑊𝐹0(𝜃,𝜑)(2.3)4𝜋𝑟式中：𝑘ℎ𝑘𝑊𝑠𝑖𝑛(𝑠𝑖𝑛𝜃𝑐𝑜𝑠𝜑)𝑠𝑖𝑛(𝑐𝑜𝑠𝜃)22𝐹0(𝜃,𝜑)=(2.4)𝑘ℎ𝑘𝑊𝑠𝑖𝑛𝜃𝑐𝑜𝑠𝜑𝑐𝑜𝑠𝜃2212 第二章微带天线及螺旋天线的基础理论而图2.5中的矩形贴片天线可视为两个缝隙的辐射场叠加而成，故而整个矩形贴片在E面的归一化方向图函数为：𝑘ℎ𝑠𝑖𝑛(𝑐𝑜𝑠𝜑)𝑘𝐿2𝐹𝐸(𝜑)=cos(𝑐𝑜𝑠𝜑)(2.5)𝑘ℎ2𝑐𝑜𝑠𝜑2图2.6单缝几何坐标2腔模理论相比传输线模理论，腔模理论更加严格，其基本思想是将微带天线等效为由电壁（上下两面）和磁壁（四周的四个面）构成的介质腔体，将关于微带贴片天线的分析转化为关于二维的边值问题。该分析方法以下两点假设作为前提：（1）介质基片厚度h远小于波长，腔内电场只有垂直于电壁的纵向分量，磁场只有平行于电壁的横向分量且电磁场沿h方向大小无变化。（2）忽略磁场的切向分量。由于上面两点假设都是合理的，所以腔模理论较传输线模理论得到的结论与实际结果更相符。3积分方程法该方法更为严谨，但计算方法也最为复杂。该方法可以对任意形状的微带天线进行分析，但分析过程通常较为耗时。除上述方法外，分析微带天线的方法还有有限元法、矩量法等，这些方法均各有优点，分析不同结构微带天线时可以选择使用。2.2几种典型的螺旋天线基本理论随着天线技术的发展，超宽带天线的形式也多种多样，其中较为常见的一类就是螺旋天线，如阿基米德螺旋天线和等角螺旋天线等，这类螺旋天线也称为非[31]频变天线。13 西安电子科技大学硕士学位论文2.2.1平面等角螺旋天线图2.7为平面等角螺旋线的曲线图，其曲线方程为：r=𝑟𝑒𝑎(𝜑−𝜑0)(2.6)0式中，𝜑0为螺旋起始角，𝑟0为起始角所对应的螺旋到原点的距离,𝑎为螺旋增长率。由该曲线形成的平面天线称为平面等角螺旋天线。图2.8为平面等角螺旋天线结构示意图，天线由两臂构成，组成任意一条臂的两条曲线方程为：r=𝑟𝑒𝑎𝜑r=𝑟𝑒𝑎(𝜑−𝛿)（2.7）1020式中r0为螺旋起始臂长，𝛿为螺旋臂的角宽度。另外一条臂只需该臂绕z轴旋转180°即可得到。当取𝛿为90°时，黑色天线部分与其间空隙部分完全相同，这时就称该结构是互补的。从式2.7可以看出，天线形状完全由角度决定，并且实际[31]试验证实该天线也没有明显的终端效应。在天线中心对天线的两臂平衡馈电时，该天线辐射圆极化波。但是当天线频率很低的时候，天线辐射的几乎是线极化波，随着频率增加，逐渐过渡为圆极化波。故而天线的极化特性是其工作频带选择的一个重要因素，而频带上限则受到r0的影响。通常，天线工作的最低频和最高频可以按照下面的公式近似计算：𝑟0=𝜆𝑚𝑖𝑛4，𝑟𝑚𝑎𝑥=𝜆𝑚𝑎𝑥4(2.8)式中𝑟𝑚𝑎𝑥为原点到螺旋末端的距离，𝜆𝑚𝑎𝑥和𝜆𝑚𝑖𝑛分别为最低频和最高频对应的波长。所以很容易算出天线的相对带宽为：𝑓𝑚𝑎𝑥𝑓𝑚𝑖𝑛=𝑟𝑚𝑎𝑥𝑟0(2.9)图2.7平面等角螺旋线图2.8平面等角螺旋天线2.2.2平面阿基米德螺旋天线平面阿基米德螺旋天线并不能算非变频天线，因为该天线表面电流在流过有效辐射区后并没有明显的减小，故天线的电特性在天线结构终端截断后受到了一定的影响，为了减小这一影响，通常会在天线的终端进行加载。平面阿基米德螺旋天线结构如图2.9所示，构成其两条臂的阿基米德螺旋线满足如下方程：14 第二章微带天线及螺旋天线的基础理论r=𝑟0+𝑎(𝜑−𝜑0)(2.10)式中r为曲线上任意一点到坐标原点的距离，𝜑0为螺旋线的起始角，r0为起始半径，𝑎为螺旋增长率。图2.9平面阿基米德螺旋天线平面阿基米德螺旋天线的辐射原理和平面等角螺旋天线有些类似，某一频点的有效辐射区在周长约为一个波长的环线上，随着环线半径的增加，工作频率降低，但辐射方向图基本不变。天线工作频率的上限取决于螺旋线的内径，即馈电点间距离的一半。该参数不仅影响天线工作频率的上限，也影响天线的阻抗匹配，所以要综合考虑，但要保证𝑟0≤𝜆𝑚𝑖𝑛8。天线工作频率的下限取决于螺旋线的外径D，C=πD≥1.25𝜆𝑚𝑎𝑥。平面螺旋天线具有双向辐射特性：一面辐射左旋圆极化波，另一面辐射右旋圆极化波。如需要单向辐射，则要在天线一侧安装反射腔。2.2.3圆锥螺旋天线上面说过平面螺旋天线是双向辐射的，为了获得单向辐射特性并进一步提高天线增益，可以将平面等角螺旋天线和圆锥体共形，构建圆锥等角螺旋天线，其结构如图2.10所示。其曲线方程为：r=𝑟𝑒(𝑎𝑠𝑖𝑛𝜃ℎ)𝜑(2.11)0式中的𝜃ℎ为圆锥体的锥角一半。图2.10圆锥等角螺旋天线该天线的最大辐射方向为锥顶的正上方，且波瓣图为旋向对称。辐射场的旋向取决于螺旋的绕向。从平面螺旋天线的规律不难推断出，圆锥螺旋天线的工作15 西安电子科技大学硕士学位论文频带的上下限分别取决于d和D：𝜆min=4𝑑，𝜆𝑚𝑎𝑥=8𝐷3(2.12)2.3本章小结本章主要介绍了微带天线与螺旋天线的理论知识，阐述了天线的基本参数，给出了微带天线的相关理论知识，介绍常见的螺旋天线基本知识，为后续的研究工作建立理论基础。16 第三章圆环缝隙极化可重构天线第三章圆环缝隙极化可重构天线[摘要]：本章设计了一款圆环缝隙极化可重构天线，利用二极管控制天线的极化性能，实现了同一频点的线极化和圆极化之前的切换，并以此为基础，设计了一款双频点的极化可重构天线3.1引言随着无线通信技术的迅速发展，频谱资源越来越珍贵，为了更加有效的利用有限的频谱资源，极化可重构天线获得了大量关注，可以通过使用极化重构技术[34]实现频谱复用，从而使无线通信系统容量加倍。极化重构技术还可以用于消[35]除信号多路径传播造成的衰减。3.2圆环缝隙天线3.2.1天线结构和原理图3.1所示为圆环缝隙天线较为常见的结构：在介质基板的一侧接地面上开一个环形缝隙，而另一侧用50Ω的微带线进行馈电。在理想情况下，该环形缝隙可[36]以等效为按圆环结构分布的面磁流，表示为:𝐌(ρ,∅)=𝑬𝒂(ρ,∅)×𝒏(3.1)公式中，M是等效磁流，𝑬𝒂是口面电场，𝒏是垂直于口面的单位矢量。ainaoutd图3.1圆环缝隙天线直接求圆环缝隙天线的远场分布是一个较为复杂的问题，可以利用巴比涅原[37]理将这一问题简化，从结构上可以很容易的看到：圆环天线和圆环缝隙天线刚好互补，所以通过电圆环天线的远场方向图，得到了圆环缝隙天线的远场分布：𝑎𝑘𝑬𝑎𝑒−𝑗𝑘𝑟𝑬𝜃=𝐽1(𝑎𝑘𝑠𝑖𝑛𝜃),𝑬∅=𝟎;(3.2)2𝑟17 西安电子科技大学硕士学位论文𝑎𝑘𝜂𝑬𝑎𝑒−𝑗𝑘𝑟𝑯∅=𝐽1(𝑎𝑘𝑠𝑖𝑛𝜃),𝑯𝜃=𝟎(3.3)2𝑟公式中，E为电场强度，H为磁场强度，a为圆环缝隙的半径，r为观察点到圆环中心的距离，k为传播常数，𝜂为波阻抗，J1（x）为一阶贝塞尔函数。圆环缝隙天线的谐振频率可由下式求得：𝑐f=∙𝛿(3.4)2𝜋(𝑎𝑖𝑛+𝑎𝑜𝑢𝑡)公式中，f为天线谐振的中心频率，ain为环形缝隙的内圈半径，aout为外圈半径，𝛿为修正因子，修正不同介质材料以及其厚度带来的影响。3.2.2仿真分析按照上面的原理，在相对介电常数为4.4，损耗角正切为0.02，尺寸为240*40mm，厚度为0.8mm的介质板FR4上，设计了一个工作于2.3GHz的环形缝隙天线。ain=12.5mm，aout=15mm，d=8mm。天线的仿真结果如图3.2、3.3和3.4所示，从图中可以看出，天线的相对带宽为12.2%（2.18GHz~2.46GHz）,带宽较窄。从图3.3也可以看出，天线只能在2.3GHz附近的一个较窄的带宽内阻抗匹配。图3.4为天线在2.3GHz处增益方向图，主极化为x极化，最大辐射方向上主极化增益为3.4dB，交叉极化在主极化下52dB。天线的增益较低，这和材料的选取有关，FR4的损耗过大。075Im50Re-10250-20-25Returnloss(dB)Inputresistance-50-30-751.52.02.53.01.52.02.53.0Frequency(GHz)Frequency(GHz)图3.2回波损耗图3.3输入阻抗图0mainpolarization33030crosspolarization0-2030060-40-6027090-40-202401200210150180图3.42.3GHz处增益方向图18 第三章圆环缝隙极化可重构天线3.2.3改进馈电方式的圆环缝隙天线上面提到的这种馈电方式，能够匹配的阻抗带宽很窄，从而限制了天线的应用，下面采用文献[38]的馈电方式，提高天线的带宽。天线结构如图3.5所示，介质板一侧为50Ω的微带线，另一侧在接地面上开圆环缝隙以及用于馈电的窄缝隙和与其相连的圆形槽。这种馈电结构的优点在于可以通过调整窄缝隙宽度来和微带线更好的进行匹配，并且终端开路圆形槽可以增加匹配带宽。2介质板的材料仍然为FR4，尺寸为56*56mm，厚度为0.8mm。ain为13.4mm，aout为15.4mm，窄缝隙宽0.5mm，长5.8mm。在本章以后的仿真过程中，这些参数均无变化。（a）（a）拆分的3D图（b）俯视图图3.5天线结构示意图天线的仿真结果如图3.6~3.11所示，从图3.6可以看出，天线回波损耗小于-10dB的频率范围为1.88GHz~3.88GHz，带宽已经超过了2倍频，从图3.7中也可以看出，天线在一个较宽的频带范围内，阻抗都能大致匹配，所以该馈电方式极大的提升了天线的带宽。图3.8~3.11是天线在不同频率处的增益方向图，从图中看出，随着频率的增加，天线主极化方向图都很稳定，最大辐射方向上增益有小幅度增加，2.4GHz时为3.4dB，3GHz时增加至4.1dB。交叉极化逐渐变强，但是因为主极化的限制，该天线的可用角度只有−30°<𝜃<30°这个范围，而交叉极化在这个角度范围内的增加直到2.8GHz处都可以接受。080Im60Re-104020-200Returnloss(dB)Inputresistance-20-30-401.61.82.02.22.42.62.83.03.23.41.61.82.02.22.42.62.83.03.23.4Frequency(GHz)Frequency(GHz)图3.6回波损耗图3.7输入阻抗19 西安电子科技大学硕士学位论文0corsspolarization10330300corsspolarizationmainpolarization1033030mainpolarization00-1030060-1030060-20-20-3027090-3027090-20-20-10240120-10240120001021015010210150180180图3.82.1GHz处增益方向图图3.92.5GHz处增益方向图0corsspolarization100corsspolarization33030mainpolarization1033030mainpolarization0030060-10-1030060-20-20-3027090-3027090-20-20-10240120-10240120001021015010210150180180图3.102.8GHz处增益方向图图3.113GHz处增益方向图3.3圆环缝隙天线的圆极化方法上面介绍的圆环缝隙天线是一个线极化天线，可以通过在其45°、225°两个位置引入扰动，使其形成左/右旋圆极化，或是在另外一条对角线位置上引入扰动，使其形成右/左旋圆极化。扰动有很多种形式，位置也各有不同。下面分别对其进行分析仿真。3.3.1方案一方案一如图3.12所示，在圆环缝隙副对角线距离圆环缝隙2mm的位置引入22个4.9*4.5mm的矩形开槽，通过一个宽度为0.2mm的窄缝隙将两者相连。天线其余部分的尺寸和上一节的天线完全相同。WL图3.12第一种圆极化方案结构20 第三章圆环缝隙极化可重构天线天线的电流图如图3.13所示，（a）为上一节天线的电流图，（b）为进行矩形开槽后的电流图，从图中可以看出，天线上的电流是对称分布的，沿着缝隙流动，天线呈现线极化特性，但通过在对角线上引入扰动，使电流流动的长度发生oo变化，从而导致相位的变化，一个超前45，而另一个滞后45，从而使天线两个o线极化辐射场的相位相差90，形成圆极化。天线的仿真结果如3.14~3.16所示，可以看出，回波损耗小于-10dB的频率范围为1.9~3.03GHz，可见该扰动还是对天线的回波损耗带宽产生了一定的影响，不过从图3.16中可以看出，该天线圆极化带宽较窄，仅为0.14GHz。所以天线的综合带宽主要限制因素在于圆极化带宽。从图3.15可以看出，当天线向前辐射左旋圆极化波的时候，就会向后辐射右旋圆极化波。通过在对位置加载扰动进行仿真，也可验证天线向前辐射右旋圆极化波的时候就会向后辐射左旋圆极化波。出现这种辐射方向图的原因在于天线从后向前看，这时候可以发现天线在45°和225°处的两个矩形开槽此时位于135°和315°处，此时天线的结构刚好和在主对角线上进行矩形开槽的结构相同，故而会出现向前辐射左旋圆极化波向后辐射右旋圆极化波的情况。（a）（a）线极化（b）圆极化图3.13天线电流对比图0LHCP0533030RHCP0-530060-10(dB)-10-1527090-20-10Returnloss-52401200-301.61.82.02.22.42.62.83.03.23.45210150180Frequency(GHz)图3.14回波损耗图图3.152.3GHz处增益方向图21 西安电子科技大学硕士学位论文54(dB)32Axialradio102.162.202.242.282.322.362.40Frequency(GHz)图3.16轴比3.3.2方案二第二种方案，结构如图3.17所示，将矩形开槽向圆形缝隙内侧延伸，也可使环形缝隙天线呈现圆极化特性。除矩形槽外，天线其余部分的尺寸以及介质板材料等都和上面相同。对矩形槽的尺寸进行仿真，看其对天线圆极化性能的影响。首先对矩形槽的宽度W进行分析，从图3.18可以看出，随着矩形槽的宽度的增加，天线的回波损耗逐渐变差，但是轴比逐步降低，并且向低频方向移动。而矩形槽的长度L的规律和宽度W的规律相近，都是靠改变矩形槽的尺寸来影响电流的流经路径的长度，从而实现圆极化。经过对矩形槽尺寸的参数分析，使天线的圆极化频率工作在2.3GHz左右。此2时，矩形槽尺寸为4.6*4.7mm。天线的仿真结果如图3.19~3.22所示，从图中可以看出，和方案一不同，方案一的矩形槽主要是改变圆环缝隙外侧的电流路径，而方案二改变的是圆环缝隙内侧的电流路径。天线回波损耗小于-10dB的频率范围为1.85~3.08GHz，轴比小于-3dB的频率范围约为2.27~2.34GHz，2.3GHz处天线最大辐射方向上的增益为3.3dB，左右旋圆极化的隔离度为10.4dB，从上面这些结果可以得出结论，方案二无论是带宽还是左右旋圆极化的隔离度，均不如方案一好。图3.17第二种圆极化方案结构22 第三章圆环缝隙极化可重构天线012W=3.5mm-5W=4.1mm10W=4.3mm-10W=4.5mm8W=4.6mm-15W=4.7mm6-20W=3.5mmW=4.1mm4-25Returnloss(dB)W=4.3mmAxialradio(dB)W=4.5mm-302W=4.6mmW=4.7mm-3501.61.82.02.22.42.62.83.03.23.42.262.282.302.322.342.362.382.40Frequency(GHz)Frequency(GHz)（a）（b）图3.18随矩形槽宽度变化天线回波损耗（a）和轴比（b）的变化情况0-10(dB)-20Returnloss-301.61.82.02.22.42.62.83.03.23.4Frequency(GHz)图3.192.3GHz电流图图3.20回波损耗0LHCP5433030RHCP0430060-43-8270902-8Axialradio(dB)-412401200042101502.262.282.302.322.34180Frequency(GHz)图3.212.3GHz处增益方向图图3.22轴比3.3.3方案三第三种方案结构如图3.23所示，此种方案采用了增加寄生单元的方法实现天线的圆极化：在圆环缝隙内放置两个寄生单元，寄生单元通过两条窄线与圆环缝内侧相连接，两条窄线位于寄生单元的两个边缘。此种方案中，影响圆极化的因素只有两个寄生单元的尺寸，故而对其角度theta进行分析。分析结果如图3.2423 西安电子科技大学硕士学位论文所示，从图中可以看出，随着theta的增加，天线回波损耗在高频的部分（2.9GHz）逐渐减小，并且天线的轴比明显好转。选取theta=30°，天线其余部分尺寸和上面相同。最后天线结果如图，从图中可以看出，综合回波损耗和轴比，天线的带宽为2.54~2.67GHz，和上面两种方案相比，该方法得到的圆极化频带范围稍趋向于高频。图3.23第三种圆极化方案结构07theta=26theta=24theta=286theta=26theta=30theta=28theta=325theta=30-1043-202Returnloss(dB)Axialradio(dB)1-3001.61.82.02.22.42.62.83.03.23.42.522.562.602.642.68Frequency(GHz)Frequency(GHz)（a）（b）图3.24随着theta的增加天线回波损耗（a）和轴比（b）的变化情况033030LHCP00RHCP-1030060-5-20-1027090-20-15Returnloss(dB)-10240120-2001.61.82.02.22.42.62.83.03.2210150180Frequency(GHz)图3.25回波损耗图3.262.6GHz处增益方向图24 第三章圆环缝隙极化可重构天线5432Axialradio(dB)102.522.562.602.642.68Frequency(GHz)图3.27轴比既然上面的方法是将寄生单元和圆环缝隙内侧相连接，很容易想到和圆环外侧相连接的情况，天线结构如图3.28所示。下面就对这一情况进行分析仿真。图3.28第三种圆极化方案的另一种结构扇形扰动的theta角度对天线的影响规律和上面相同：随着theta的增加，天线回波损耗在高频的部分（2.9GHz）逐渐减小，并且天线的轴比明显好转。确定theta角度为42°。天线的仿真结果如图3.29~3.31所示，回波损耗小于-10dB的频率范围为1.82~3.27GHz，轴比小于3dB的频率范围为2.55~2.71GHz。左旋圆极化波在最大辐射方向上的增益为3.67dB，左/右旋圆极化增益隔离度为22dB。00LHCP533030RHCP-50-530060-10-10-15-15-2027090-15Returnloss(dB)-20-10-5240120-2501.52.02.53.03.55210150180Frequency(GHz)图3.29回波损耗图3.302.6GHz处增益方向图25 西安电子科技大学硕士学位论文54)dB(32Axialradio102.522.562.602.642.682.72Frequency(GHz)图3.31轴比3.4圆环缝隙极化可重构天线3.4.1天线结构上一节提出了三种将圆环缝隙天线圆极化的方法，本节先对方案一进行结构上的改造，使其成为极化可重构天线。方案二的极化可重构模型和一有一定的类似，本文会在3.5节简要叙述。而方案三因为直流电路较难设计，故而不予采纳。天线的结构如图3.32所示，图中调制信号源（13）、载频信号源（1）、两个二极管（9）和两个电容（7）；两个二极管（9）分别连接在辐射圆环（6）与两个矩形槽（8）一端之间的内延缝隙（11）两侧；两个电容（7）分别连接在两个矩形槽（8）另一端的外延缝隙（10）两侧；调制信号源（13）连接在外延缝隙（10）的底端两侧；载频信号源（1）连接在馈电网络的输入端。天线可分为3部分：环缝隙天线、通信控制电路和介质基板。环缝隙天线包括辐射体和馈电网络，控制电路用于控制环缝隙天线的辐射特性。辐射体，由辐射圆环和两个矩形槽组成。馈电网络，由微带馈线和槽线组成，槽线与辐射圆环连接，载波信号通过微带馈线和槽线的耦合结构，传递到辐射圆环，并从辐射圆环辐射出去。控制电路包括调制信号源、载频信号源、两个二极管和两个电容；两个二极管分别连接在辐射圆环与两个矩形槽一端之间的内延缝隙两侧；两个电容分别连接在两个矩形槽另一端的外延缝隙两侧；调制信号源连接在外延缝隙的底端两侧；载频信号源连接在馈电网络的输入端。槽线和辐射体位于介质基板的同一面，其上端与辐射圆环相连接，下端为一圆形槽，用于对槽线进行阻抗匹配。微带馈线位于介质基板的另一面，其由横竖两条微带馈电组成，该两条微带馈电相交处设有45°切角，且竖线底端通过同轴馈电头与载频信号源的输出端连接。26 第三章圆环缝隙极化可重构天线3.4.2天线工作原理及仿真此天线有两种工作状态，当两个二极管导通时，天线表面电流如图3.33所示，可以看出由于矩形槽与辐射缝隙断开，几乎对电流无多大影响，此时的电流分布接近典型环形缝隙天线的表面电流分布，在垂直于天线面的两侧形成线极化电磁辐射场；当两个二极管截止时，矩形槽与辐射缝隙连通，天线表面电流如图3.34所示，可以看出矩形槽对电流产生了明显的影响，电流分布发生变化，在垂直于天线面的一侧形成左旋圆极化辐射场，另一侧形成右旋圆极化辐射场。143（a）正面（b）背面图3.32圆环缝隙极化可重构天线图3.33线极化电流图图3.34左旋圆极化电流图为了实现对二极管的控制，外延缝隙和内延缝隙将所述导电基片分割为左上和右下两部分，并通过电容同时实现对导电基片两部分之间的载波信号连接和调制信号隔离。由于基片的导通作用使调制信号源的电压加于的二极管上。当调制信号源信号变化时，所述二极管会在导通和截止之间切换，同时使辐射圆环6辐射的电磁场在线极化和圆极化之间切换。下面对天线进行仿真，外延缝隙本应尽可能的窄，以减小其对载波信号的影响。但考虑到实际加工和电容的跨接问题，将其宽度设定为0.2mm。二极管导通的时候，将其等效为2Ω的小电阻，断开的时候等效为0.2pf的小电容。除此之外，不改变天线的任何参数。天线左旋圆极化的仿真结果如图所示，从图中可以看出，27 西安电子科技大学硕士学位论文天线的性能发生了较大的改变，已经无法满足要求，这是因为二极管断开的时候并不是完全意义上的断开，仍然有部分交流电流会通过二极管，这会影响它的极化性能。065-1043-202Returnloss(dB)Axialradio(dB)1-3001.61.82.02.22.42.62.83.03.23.42.002.042.082.122.162.202.24Frequency(GHz)Frequency(GHz)图3.35回波损耗图3.36轴比2通过调整矩形槽尺寸至4*4.9mm，可以使得天线的圆极化频率位于2.3GHz附近。天线线极化性能如图3.37所示，左旋圆极化性能如图3.38所示。0corsspolarization033030mainpolarization0-1030060-10-20-3027090-20-20Returnloss(dB)-10240120-3001.61.82.02.22.42.62.83.03.23.4210150180Frequency(GHz)（a）回波损耗（b）2.2GHz增益方向图0corsspolarization33030mainpolarization0corsspolarization033030mainpolarization0-1030060-1030060-20-20-3027090-3027090-20-20-10240120-1024012000210150210150180180（c）2.5GHz增益方向图（d）2.7GHz增益方向图图3.37圆环缝隙天线线极化性能28 第三章圆环缝隙极化可重构天线05LHCP033030RHCP0-530060-10-10-15-20-2027090-15Returnloss(dB)-30-10-52401200-401.61.82.02.22.42.62.83.03.23.45210150180Frequency(GHz)（a）回波损耗（b）2.3GHz增益方向图765432Axialradio(dB)102.122.162.202.242.282.322.362.40Frequency(GHz)（c）轴比图3.38圆环缝隙天线圆极化性能从图3.37可以看出，当可重构天线工作于线极化时，回波损耗小于-10dB的频率范围为1.9~3.19GHz，在此频率范围内，随着频率的增大，交叉极化的增益逐渐增加，使得天线的性能越来越差。而主极化在最大辐射方向上的增益始终保持在3.5dB左右。从图3.38可以看出，当可重构天线工作于左旋圆极化时，回波损耗小于-10dB的频率范围为2.09~3.07GHz，轴比小于3dB的频率范围为2.21~2.36GHz。左旋圆极化波在最大辐射方向上的增益为3.3dB，和右旋圆极化波的隔离度为14dB。通过对比知道，可重构天线分别工作于线极化和左旋圆极化时，回波损耗带宽会有一定的改变，这里除了电容和二极管的影响因素外，主要因素在于天线工作于左旋圆极化时，天线结构里多了两个矩形槽，这样对天线的输入阻抗影响很大，故而造成了回波损耗的波动。3.5双频圆环缝隙极化可重构天线3.5.1天线结构天线结构如图3.39所示，和上一节不同的是，本节将方案一和方案二整合在一起，通过对调制信号源的控制，使得天线能够在3种不同的工作状况下切换。每种工作状况下开关的通断情况如表3.1所示。天线3种工作情况结构可以等效为图3.40所示的3种天线。从图3.40可以看出，（c）为最初的线极化圆环缝隙天29 西安电子科技大学硕士学位论文线，（a）为在上一节所讨论的可重构天线。（b）为方案二所形成的极化可重构天线。原理和a相同，但是因为具体结构不同，所以可以通过调整矩形开槽尺寸和位置来改变圆极化的频率，从而使天线在两个不同的频点发生圆极化。当然，因为每在天线表面增开缝隙，天线的表面阻抗都会发生变化，所以图3.40的等效结构只是在结构上有一定的参考意义。3124调制信号源图3.39天线结构示意图表3.1天线每种工作情况下开关通断情况开关1开关2开关3开关4频率极化状态1导通导通断开断开2.1GHz圆极化状态2断开断开导通导通2.3GHz圆极化状态3导通导通导通导通宽频带线极化（a）状态1（b）状态2（c）状态3图3.40天线的3种工作状态等效结构3.5.2天线仿真结果圆环内侧矩形开槽尺寸为4.5mm×4.5mm，将其与圆环相连的窄宽0.2mm，长3mm；圆环外侧矩形开槽尺寸为4.2mm×4.8mm，将其与圆环相连的窄缝宽0.2mm，长2.05mm。天线3种工作状况下的回波损耗如图3.41所示，因为状态1、状态2和状态3这3种情况下天线输入阻抗有一定差别，所以3种情况下的回波损耗略有不同。从图中可以看到，状态1回波损耗小于-10dB的带宽在0.543GHz（1.958~2.492GHz）30 第三章圆环缝隙极化可重构天线左右，相对带宽超过25%；状态2回波损耗小于-10db的带宽在1.184GHz（1.806~2.99GHz）左右，相对带宽超过51%。状态3回波损耗小于-10dB的带宽在0.928GHz（1.838~2.766GHz）。所以虽然回波损耗各有不同，但是带宽都较宽，完全可以覆盖2~2.4GHz。图3.42（a）、（b）是状态3在2.1GHz和2.3GHz两个频点的增益方向图。交叉极化位于主极化下20dB。图3.43、3.44是天线在2.1GHz、2.3GHz两个频点处的圆极化方向图。从图中可以看到，当天线向前辐射左旋圆极化波的时候，就会向后辐射右旋圆极化波；反之向前辐射右旋圆极化波的时候就会向后辐射左旋圆极化波。出现这种情况的原因前面已经有所叙述。状态1的增益约为3.25dB，状态2的增益约为3.27dB，状态3在2.1GHz处增益约为3.34dB，在2.3GHz处约为3.5dB。所以，尽管选用的FR4介质版损耗较高（电损耗角正切为0.02），但是天线的损耗还是比较低，这是因为天线所辐射的电磁场大部分都位于空气中。图3.45（a）是状态1的轴比，轴比的中心点位于2.1GHz左右，状态1轴比小于3dB的带宽为2.062~2.166GHz，相对带宽为4.95%，2.1GHz处轴比为2.57dB；图8（b）是状态2的轴比，状态2轴比小于3dB的带宽为2.234~2.316GHz，相对带宽为3.56%，2.3GHz处的轴比为1.89dB。0State1State2State3-10-20Returnloss(dB)-30-401.61.82.02.22.42.62.83.0Frequency(GHz)图3.41回波损耗0corsspolarization0corsspolarization33030mainpolarization33030mainpolarization00-1030060-1030060-20-20-3027090-3027090-20-20-10240120-1024012000210150210150180180（a）2.1GHz（b）2.3GHz图3.42状态3在2.1GHz、2.3GHz处的增益方向图31 西安电子科技大学硕士学位论文003303033030LHCP00LHCPRHCP3006030060RHCP-10-10-20-202709027090-20-10-1024012024012000210150210150180180图3.43状态1极化方向图图3.44状态2的极化方向图56State1State24543322Axialradio(dB)Axialradio(dB)11002.002.042.082.122.162.202.242.282.322.36Frequency(GHz)Frequency(GHz)（a）状态1轴比（b）状态2轴比图3.45天线圆极化轴比3.6基于极化重构的直接天线调制系统3.6.1背景技术如图3.46所示，传统的通信方式是首先将包含传输信息的调制信号通过调幅、调相、调频等方式加载于载波信号上，形成具有一定带宽的射频信号；然后将该射频信号通过功率放大、移相等处理后，通过传输线馈送到天线，再经天线辐射出去。该射频信号的带宽决定了通信的带宽。由于该射频信号经过多级的传输和辐射，所以通信系统的带宽是通过射频功放、移相等器件带宽以及天线馈电结构、天线匹配网络、天线辐射结构等天线构成部分带宽的交集所组成。如果通信带宽较窄，则通信容量将受到极大的限制。除此以外，由于传统通信方式在各个辐射方向上的信号差异仅仅表现为辐射强度的不同，因此较容易被高灵敏度的接收机截获窃听。直接天线调制技术（DAM，DirectAntennaModulation）由Fusco和Chen[39][40][41]于1999年首次提出，并在近年受杜克大学的StevenD.Keller和加州理[42]-[44]工大学的Babakhani等人的推动，逐步发展出基于幅度的单元直接调制技术及基于相位的阵列直接调制技术。直接天线调制技术直接在天线层面上对辐射信号进行调制，因此避开了功放、移相、馈电网络、匹配网络对通信系统的带宽限制，具有形成宽带通信的能力。32 第三章圆环缝隙极化可重构天线且已被证明具有一定的方向保密特性。目前主要有两种直接调制方式：第一种是基于幅度的直接调制，这种调制方式是通过通信控制电路控制天线和地板之间的通断情况，实现天线工作和不工作两种状况，从而实现幅度调制。该方法虽然结构简单，但隐蔽性很差，很容易被识别；第二种是基于相位的直接调制，这种调制方式通常是通过控制阵列中单元激励的相位，来实现方向性通信，这种调制方式虽然保证了方向保密性，但是阵列结构复杂。本系统目的在于针对上述已有技术的不足，提供一种基于极化重构的直接天线调制系统，以同时兼顾解决简化调制结构和提高隐蔽性的问题。直接调制天线天线宽带信号载波信号传输信号天线馈电天线馈电和匹配结构和匹配结构宽带信号载波信号宽带射频电路窄带射频电路宽带信号混频器载波信号载波信号源载波信号传输信号图3.46传统调制模式流程图图3.47直接调制模式流程图3.6.2天线结构及系统原理极化可重构天线直接选取3.4节提出的可重构天线为例，但调整其尺寸，使其工作在2.04GHz，以满足实际应用需要。天线仿真过程不再重复叙述，下面分析天线的调制步骤。参照图3.47，本系统的调制流程如下：步骤1，载波信号经过射频电路、天线馈电和匹配网络的传输，并最终经过天线进行辐射。载波信号源1通过所述的同轴馈电接头2将载波信号传递到微带馈线3上，然后通过的槽线4馈入辐射圆环6，形成电磁载波辐射。步骤2，传输信号对天线进行调制，通过调制过程中天线辐射场的变化传递信息实现通信。33 西安电子科技大学硕士学位论文调制信号源将调制电压加到两个二极管的两端，当调制信号源信号变化时，两个二极管会在导通和截止之间切换，同时辐射圆环辐射的电磁波会在线极化和圆极化之间切换，实现天线调制。天线工作于圆极化状态时仅在与天线垂直的方向上呈现较好的圆极化效果，随着观察方向离开该方向，圆极化轴比变差，并逐步趋向线极化。但这恰恰构成了方向保密性。这是因为：由于信息的传输借助极化的切换，因此在天线垂直方向上线极化和圆极化切换对应的调制效果明显，而在其他方向上随着圆极化特性的变差，这一切换调制效果会变差。这就使天线垂直方向上的通信误码率低于其他方向，形成具有方向性选择性的保密通信。本系统的优点如下：由本系统由于采用由辐射圆环和两个矩形槽组成的辐射体结构，因而可通过通信控制电路改变其工作状态，即当通信控制电路中的二极管截至时,矩形槽和辐射圆环导通,天线辐射场为圆极化，当二极管导通时，矩形槽和辐射圆环断开，此时天线辐射场为线极化；通过这种对极化的切换和控制实现直接调制，结构简单易于实现；同时由于采用由辐射圆环和两个矩形槽组成的这种辐射体结构，可使天线中心垂直方向圆极化效果最好，随着观察方向离开该方向，圆极化轴比变差，并逐步趋向线极化，切换和调制效果变差，以此实现了方向保密性。本系统由于采用直接调制方式，仅需使单频点载波信号通过馈电网络传输，故而整个馈电网络无需进行宽带设计，很容易实现阻抗匹配。本系统由于对天线进行直接调制，通过对辐射场的线/圆极化的切换传递信息，故而不受天线系统的带宽限制，不用对天线进行宽带设计就可实现宽频带通信，大大降低了设计难度。实测结果表明，本系统在保证调制结构简单的前提下较好的解决了现有通信系统的带宽问题，并利于保密通信。3.6.3宽带测试将本系统中的天线作为发射天线，分别用图3.46所示的传统调制方式和图3.47所示的本发明直接调制系统中，变化调制信号频率，测试其辐射场频谱，测试中载波信号为2.04GHz，对比这两种调制方式的通信带宽，结果如图3.49所示。其中：图3.49（a）为调制信号为100MHz时，用如图2所示的传统通信方式所获得的辐射场频谱；图3.49（b）为调制信号为100MHz时，用如图3所示的本发明的直接调制方式所获得的辐射场频谱；图3.49（c）为调制信号为300MHz时，用如图2所示的传统通信方式所获得的辐射场频谱；34 第三章圆环缝隙极化可重构天线图3.49（d）为调制信号为300MHz时，用如图3所示的本发明的直接调制方式所获得的辐射场频谱。从图3.49（a）和图3.49（b）的比对可以看出，在100MHz时，两者都可以获得2.04±0.1GHz和2.04±0.2GHz的频率分量，但是本发明的直接调制天线还可以获得2.04±0.3GHz和2.04±0.4GHz的频率分量，体现了后者的宽带特性。从图3.49（c）和图3.49（d）的比对可以看出，在调制信号增加到300MHz时，传统通信方式的辐射场对应的2.04±0.3GHz频谱信号已经很小，不满足通信要求。但本发明的直接调制天线仍然可以获得清晰的2.04±0.3GHz频谱信号，这一现象在将调制信号提高到400MHz时仍然成立。产生这一实验结果原因在于直接调制系统通信带宽不受射频电路、天线馈电和匹配网络甚至天线带宽的限制，而仅取决于对天线进行直接调制的速率。该直接调制的速率取决于二极管响应速度。因此，相对传统的通信而言，直接天线调制可以实现宽带通信。图3.48天线实物图（a）100MHz传统通信方式（b）100MHzDAM方式（c）300MHz传统通信方式（d）300MHzDAM方式图3.4935 西安电子科技大学硕士学位论文3.7本章小结本章首先介绍了圆环缝隙天线，比较了圆环缝隙天线两种不同的馈电方法，接下来探讨了实现圆环缝隙天线圆极化的几种方法，并在比较利弊后设计了一款极化可重构的圆环缝隙天线，又在此基础上，设计了一款频率与极化可重构圆环缝隙天线。最后以极化可重构圆环缝隙天线为基础，提出了基于极化可重构的直接天线调制系统，实测取得了预期的效果。36 第四章频率与极化可重构微带贴片天线第四章频率与极化可重构微带贴片天线[摘要]：本章归纳了微带天线圆极化的实现方法，以此为基础设计了一款频率与极化可重构微带贴片天线，并进行了加工测试，取得了较好的测试结果。4.1引言随着无线通信技术的发展，对移动设备有着越来越多的要求。首先移动设备要能够工作在GSM、GPS、WLAN等多种通信标准下，并且移动设备要能够适应复杂的通信环境。这就要求了天线要同时具有多带工作和极化可变的能力。为了同时满足以上两点要求，本章设计了一个频率与极化可重构微带贴片天线。该天线可以在两个频带间切换，并且每个频带都有不同的极化性能。4.2微带天线圆极化原理微带天线有三种方法产生圆极化：单馈扰动法、双馈法和同步子阵列法。但同步子阵列法会增加天线的体积，而无线通信应用中一般对天线的体积有着严格的要求，故而同步子阵列方法在无线通信中应用并不广泛。下面对前两种方法进行介绍。4.2.1天线结构[45]以矩形贴片为例介绍单馈法，设矩形贴片尺寸为a×b，如图4.1所示，此时TM01模和TM10模在z方向的辐射场形成两个正交分量，是两个主模，它们的辐射电场为：ba图4.1矩形贴片天线TM01模:4𝑘𝑉𝑒−𝑗𝑘0𝑅+𝑗(𝑢+𝑣)2𝑢𝑣𝑎2𝑏2001𝐸𝜃=𝑗𝜆𝑅𝑠𝑖𝑛2𝑐𝑜𝑠2(𝑢2+𝑣2−𝜋2)𝑠𝑖𝑛𝜃𝑠𝑖𝑛𝜑𝑐𝑜𝑠𝜑037 西安电子科技大学硕士学位论文4𝑘𝑉𝑒−𝑗𝑘0𝑅+𝑗(𝑢+𝑣)2𝑢𝑣𝑎2𝑐𝑜𝑠2𝜑𝑏2𝑠𝑖𝑛2𝜑001𝐸𝜑=𝑗𝜆𝑅𝑠𝑖𝑛2𝑐𝑜𝑠2(𝑢2+𝑣2−𝜋2)𝑠𝑖𝑛𝜃𝑐𝑜𝑠𝜃(4.1)0TM10模：4𝑘𝑉𝑒−𝑗𝑘0𝑅+𝑗(𝑢+𝑣)2𝑢𝑣𝑎2𝑏2010𝐸𝜃=𝑗𝜆𝑅cos2𝑠𝑖𝑛2(𝑢2−𝜋2+𝑣2)𝑠𝑖𝑛𝜃𝑠𝑖𝑛𝜑𝑐𝑜𝑠𝜑04𝑘𝑉𝑒−𝑗𝑘0𝑅+𝑗(𝑢+𝑣)2𝑢𝑣𝑎2𝑐𝑜𝑠2𝜑𝑏2𝑠𝑖𝑛2𝜑001𝐸𝜑=𝑗𝜆𝑅𝑐𝑜𝑠2𝑠𝑖𝑛2(𝑢2−𝜋2+𝑣2)𝑠𝑖𝑛𝜃𝑐𝑜𝑠𝜃(4.2)0式中：u=𝑘0𝑎𝑠𝑖𝑛𝜃𝑐𝑜𝑠𝜑v=𝑘0𝑏𝑠𝑖𝑛𝜃𝑠𝑖𝑛𝜑2ℎcos(𝜋𝑦0𝑏)𝑉01=𝑗𝑘0𝜂0𝐼0𝑎𝑏𝑘2−𝑘2012ℎcos(𝜋𝑥0𝑎)𝑉10=𝑗𝑘0𝜂0𝐼0𝑎𝑏𝑘2−𝑘2（4.3）10上式中假定馈电探针的直径远小于贴片的边长。在z轴方向上，θ=φ=0，由此可得TM01模：𝐸𝜃=04𝑘0𝑉01−𝑗𝑘0𝑅1𝐸𝜑=𝐸𝑦=𝑗𝑒（4.4）𝜆0𝑅2𝑘0𝑎TM10模：4𝑘0𝑉10−𝑗𝑘0𝑅1𝐸𝜃=𝐸𝑥=𝑗𝑒𝜆0𝑅2𝑘0𝑏𝐸𝜑=0(4.5)可见，TM01模和TM10模的电场是相互垂直的。此二正交极化场的比值为：𝐸𝑏𝑉𝑏𝑐𝑜𝑠(𝜋𝑦𝑏)𝑘2−𝑘2𝑦01010==(4.6)𝐸𝑥𝑎𝑉10acos(𝜋𝑥0𝑎)𝑘2−𝑘012故而如果想让天线辐射圆极化波，则必须同时使天线辐射这两个垂直电场分量，且要：𝐸𝑦=±j（4.7）𝐸𝑥单馈点圆极化天线的一些形式如图4.2所示，A型的馈电点在轴线上，B型的在对角线上，无论哪种馈电位置，都需要在天线上引入简并分离单元（也称作扰动），通过恰当的选择扰动的形状和尺寸，使天线辐射两个极化正交的电场分量，从而形成圆极化波形。38 第四章频率与极化可重构微带贴片天线A型B型图4.2单馈点圆极化微带贴片天线4.2.2双馈点圆极化原理双馈法是指天线有两个馈电点，通过馈电网络使这两个馈点输入振幅相等、相位相差90°的两个信号，从而形成圆极化。常见的双馈法的馈电网络包含有T型分支和3dB电桥等。由于通过对馈电网络的调节就能实现圆极化，所以双馈法调节方便，原理清晰。但是因为其额外馈电网络极大的增加了天线的尺寸，这就限制了它的应用。而单馈法的优点正是体积小馈电简单。4.2.3单馈点圆极化微带天线仿真下面，根据4.2.1中的原理，选取图4.2中的B3模型进行仿真。天线结构如图4.3所示。在本章的仿真设计中，介质板所材料均为F4B，相对介电常数为2.65，损耗角正切为0.002，厚度为1.5mm。W3123LLLYX轴轴图4.3天线结构图39 西安电子科技大学硕士学位论文天线介质板的边长L1为46mm，方形贴片的边长L2为28.8mm，位于贴片中心的矩形开槽L3为9mm，W3为0.7mm，馈电点中心坐标为（4mm，4mm），馈电的同轴探针半径为0.6mm。使用同轴线馈电的优势在于可以最大程度上减小天线的寄生辐射。天线的仿真结果如图4.4~4.7所示，从图中可以看出，天线的中心频率约为3GHz，为右旋圆极化天线。回波损耗小于-10dB的频率范围为2.958~3.064GHz，带宽为0.106GHz。轴比小于3dB的频率范围为2.988~3.014GHz，带宽为0.026GHz。右旋圆极化波在最大辐射方向上增益为6.67dB，右/左旋圆极化增益的隔离度为23dB。若想要左旋圆极化天线，只需要将馈电位置放于目前天线馈电位置关于x轴或y轴对称处，再略微调整L3和W3的值即可。001033030LHCPRHCP0-1030060-10-20-20-3027090-20Returnloss(dB)-10-3024012002.62.83.03.23.410210150180Frequency(GHz)图4.4回波损耗图4.53GHz点增益方向图5432Axialradio(dB)102.982.993.003.013.02Fre(GHz)图4.6天线轴比图4.73GHz点电流方向图4.3频率与极化可重构微带天线设计有很多人提出了各种可重构天线。例如[46]中提出了一种极化可重构天线，该天线可以在一个频点处实现极化的可重构，但该天线需直接在天线上引入直流控制电路，这会对天线的辐射性能产生较大影响。[47]中提出了一种频率、极化可重构天线，该天线虽然可以在两个不同频点处实现极化可重构，但是需要切换馈电点，导致馈电系统较为复杂，并且两个不同的频点相距较近。[48]提出了一种频率可重构天线，该天线可实现4个频点的频率可重构，覆盖了较多频段，但仍40 第四章频率与极化可重构微带贴片天线然无法避免直流电路的使用。上面几种结构，都要在天线的辐射单元上连接导线构成直流电路来对二极管进行控制，这样的直流电路大大增加了天线结构的复杂性，并对天线的射频性能产生一定的影响。本节设计一个设计了一个基于开槽和二极管通断控制的微带可重构天线。以此为研究对象，为了简化可重构天线射频馈电和直流控制电路结构，在贴片天线非辐射边外围引入了一个1/4波长终端接地枝节，并采用弯折细线结构进行小型化处理。这就使跨接在缝隙上的二极管直接受控于贴片和地板之间电压，且不影响射频特性。以此为基础，利用偏置节电路可以在馈电同轴线芯线和外皮之间引入直流电压并最终可转化为贴片和地板之间的直流电压的特征，该可重构天线采用3端口偏置节来实现射频馈电信号和直流控制信号的同时接入。避免了传统可重构天线设计中因在天线结构上引入额外的直流控制电路所带来的结构复杂性和对射频的影响。4.3.1天线的设计过程上面已经仿真了一种结构简单的圆极化微带天线，下面介绍如何实现线极化。，从上面的图4.7电流方向图猜想，可以在天线一侧加一个宽度相同长度变化的贴片，使用一定数目的二极管和该天线原贴片相连，天线可以转化为线极化。所设计的天线结构如图4.8所示，二极管断开时，天线辐射体只有左侧的方形贴片，此时结构正是上文仿真的右旋圆极化天线。当二极管导通的时候，天线两部分构成一个矩形贴片，由于贴片尺寸的增加，天线工作频率应该有所降低。图4.9给出了偏置节电路的等效电路图。可以看出偏置节为三端口器件。其中端口1用于射频信号的输入，端口3用于直流信号的输入，端口2输出，其中端口3所加的直流信号被输出在端口2的芯线和外皮之间，从而通过上述连接形成对二极管的控制。端口1所输入的射频信号通过端口2的TEM模传输到天线馈电点激励天线形成辐射。这样就避免了在天线辐射体结构中引入独立的直流控制电路所带来的结构复杂性和对射频的影响。W4S1图4.8天线结构图图4.9偏置节等效电路图2所设计天线的S1=1.5mm，W4=2mm，介质板尺寸为40*50mm，其余尺寸同41 西安电子科技大学硕士学位论文图4.3，二极管视为理想开关。天线右旋圆极化结果如图4.10所示，线极化结果如图4.11所示。圆极化情况下，回波损耗小于-10dB的频率范围为2.956~3.042GHz，带宽为0.086GHz。圆极化轴比小于3dB的频率范围为2.986~3.012GHz，带宽为0.026GHz。天线中心频率为3GHz，3GHz处右旋圆极化波在最大辐射方向上增益为6.6dB，右/左旋圆极化波增益隔离度为23dB。线极化情况下，回波损耗小于-10dB的频率范围为3.006~3.058GHz，带宽为0.052GHz。天线中心频率为3.03GHz，3.03GHz处主极化在最大辐射方向上增益为6.8dB，主极化和交叉极化增益隔离度为20.5dB。010330300LHCPRHCP030060-10-10-20-2027090-10Returnloss(dB)-302401200-402.52.62.72.82.93.03.13.23.33.43.510210150180Frequency(GHz)(a)回波损耗（b）3GHz增益方向图5432Axialradio(dB)102.982.993.003.013.02Frequency(GHz)（c）轴比图4.10天线右旋圆极化仿真结果0mainpolarization1033030corsspolarization00-1030060-10-20-3027090-20-20Returnloss(dB)-10240120-3002.52.62.72.82.93.03.13.23.33.43.510210150180Frequency(GHz)（a）回波损耗（b）3.03GHz处增益方向图42 第四章频率与极化可重构微带贴片天线0W4=2mm-10W4=4mmW4=6mmW4=8mm-20Returnloss(dB)-302.52.62.72.82.93.03.13.23.33.43.5Frequency(GHz)（c）3.03GHz处电流方向图（d）回波损耗随W4的变化情况图4.11天线线极化仿真结果从上面的结果可以看出，虽然实现了极化的可重构，但是圆极化和线极化的中心频率并没有明显的偏移，造成这一点的原因可以从图4.11（c）、（d）中看出，电流并没有沿着横向流动，增加的W4长度并不会增加天线的电长度，故天线的中心频率并不会有明显偏移。基于电流的流向，提出了下面的天线模型。如图4.12所示，天线的贴片结构主要由以下几部分构成：1）一个用于形成圆极化辐射正方形贴片，正方形边长为L2=28.2mm，中间开有纵向短缝隙；2）天线右上方的倒L形结构，该结构对正方形贴片形成半包围，并由L形缝隙分隔开。3）L形缝隙两臂上跨接的一组二极管；4）天线右上方引入的弯折细线枝节，该枝节的终端和地板连接。天线采用底馈，馈电点沿右下对角线方向偏离正方形贴片中心。当二极管断开时，若暂不考虑寄生结构影响，天线辐射体仅由正方形贴片来[13]构成，位于对角线上并偏离中心位置的同轴馈电激励起天线两个方向的谐振模，从而形成两个等幅的线极化辐射场，由于这两个辐射场均由一边开放一边缝隙的结构构成，所以辐射场较为一致。同时通过在正方形中心位置的短缝隙的引入，oo使其中一个模电压的相位比所加电流超前45，而另一个模滞后45，从而使天线o两个线极化辐射场的相位相差90，形成圆极化。当二极管导通时，天线两部分连接构成一个矩形贴片，此时馈电点位于横向的中心，而在纵向偏离中心。因此天线仅能激励起纵向两个边的辐射场，因此仅有线极化辐射场。由于贴片尺寸的增大，此时天线的工作频率也会降低，不同于圆极化工作频率。43 西安电子科技大学硕士学位论文5WS2W31W2L3YLXW4S1L1图4.12天线的几何结构下面介绍对二极管的控制。由图4.12可以看出二极管跨接在L形结构和正方形贴片之间。在天线工作于线极化时，天线的右侧为非辐射边，因此在该条边上引入一个1/4波长枝节，该枝节终端和地板通过过孔连接。从射频的角度来讲：终端的短路经过1/4波长的变换，在与天线连接处变为开路，对射频产生很小的影响。从直流角度来看，通过L形结构、短路枝节、地板的连接，二极管一端和同轴馈电线外皮相连，另一端通过正方形贴片与同轴馈电芯线相连。因此二极管将直接受控于同轴线内外线之间的直流电压。为了进一步提升开路效果，并减小短路枝节所占面积，天线采用高阻抗细线结构，并采用弯折结构实现小型化。从而有利于天线单元用于阵列。4.3.2频率与极化可重构天线仿真结果图4.12中天线工作工作在圆极化情况已在4.2节详细分析过，当天线工作在线极化时，影响天线工作频率的主要参数为W5，改变W5的长度可以改变天线的电长度，从而更改天线线极化情况下的工作频率。图4.13即为W5变化时，天线回波损耗的变化情况，从图中可以看出随着W5的增加，天线谐振频率有规律的向低频移动，这和普通矩形贴片天线的规律完全相同。天线选用的二极管为SMP1345-079LF，导通电压为0.8V。使用AnsoftHFSS13.0对天线进行仿真，仿真过程中，二极管导通时等效为1.5Ω的小电阻，断开时等效为0.15pf的小电容。论文通过仿真计算分析了各个参数（包括二极管个数、接入位置……）和天线辐射特性的关系。并对参数进行了优化。天线的最终具体尺寸如下：L2=28.2mm，L3=3mm，W3=0.5mm，W4=9mm，W5=2mm，S1=1.5mm，S2=4mm，馈电点的位置坐标为（4mm，4mm）。天线工作于圆极化时，天线的回波损耗、轴比、增益方向图等参数如图4.14~4.16所示。从图中可以看出，天线回波损耗小于-10dB的频率范围为2.947~3.027GHz，轴比小于3dB的频率范围为2.991~3.003GHz。可以看到回波损耗的带宽远超过轴比带宽，所以天线的带宽主要由轴比带宽决定。在3GHz，最44 第四章频率与极化可重构微带贴片天线大辐射方向上，右旋圆极化增益为5.94dB，左旋圆极化增益为-15.24dB，天线为右旋圆极化天线。该天线可通过把馈电位置变更到关于X轴或Y轴的对称位置，然后适当的调整L3和W3实现左旋圆极化。天线工作于线极化时，天线的回波损耗、增益方向图如图4.17~4.18所示。从图中可以看出，天线的谐振频率为2.75GHz，回波损耗带宽为50MHz（2.73~2.78GHz）。在2.75GHz处，天线最大辐射方向上，主极化增益为6.4dB，交叉极化增益为-22.1dB，天线主极化和交叉极化的隔离度良好。0W5=2mmW5=3mmW5=4mm-10W5=5mm-20Returnloss(dB)-302.02.22.42.62.83.0Frequency(GHz)图4.13回波损耗随W5的变化情况065-54-1032Returnloss(dB)-15AxialRatio(dB)1-2002.52.62.72.82.93.03.13.23.33.43.52.9852.9902.9953.0003.0053.010Fre(GHz)Frequency(GHz)图4.14圆极化回波损耗图图4.15轴比随着频率变化图01033030LHCPRHCP030060-10-2027090-20-10240120010210150180图4.163GHz增益方向图45 西安电子科技大学硕士学位论文0010330300-1030060-10-20-30270mainpolarization90corsspolarization-20-20Returnloss(dB)-102401200-302.02.12.22.32.42.52.62.72.82.93.010210150180Frequency(GHz)图4.17线极化天线回波损耗图4.182.75GHz处天线增益方向图4.3.3四分之一波长短路枝节和电感性能对比从上面知道，四分之一波长的短路枝节功能和电感相同，都是隔离交流信号，导通直流控制信号。但并不知道其隔离交流信号的实际工作能力，所以，下面就二者进行对比。将上节得到的天线中的短路枝节换成大电感，天线其余部分不变，对其进行仿真。010LHCP0330305RHCP0-10-530060-10-15-20-2027090-15Returnloss(dB)-30-10-52401200-4052.62.83.03.23.410210150180Frequency(GHz)（a）回波损耗（b）3GHz增益方向图5432Axialradio(dB)102.9953.0003.0053.010Frequency(GHz)（c）轴比图4.19圆极化仿真结果46 第四章频率与极化可重构微带贴片天线00mainpolarization1033030corsspolarization0-10-1030060-20-20-3027090Returnloss(dB)-30-20-102401200-402.62.83.03.23.410210150180Fre(GHz)（a）回波损耗（b）2.76GHz处增益方向图图4.20线极化仿真结果圆极化仿真结果如图4.19所示，从图中可以看出，回波损耗小于-10dB的频率范围为2.947~3.031GHz，轴比小于3dB的频率范围为2.997~3.007GHz。3GHz处，右旋圆极化波在theta=0°上增益为5.76dB，右/左旋圆极化增益隔离度为25dB。线极化仿真结果如图4.20所示，从图中可以看出，回波损耗小于-10dB的频率范围为2.734~2.785GHz，中心频率为2.76GHz。2.76GHz处，主极化在最大辐射方向上增益为6.5dB，主极化和交叉极化的增益隔离度为28dB。从上面仿真结果可以看出，无论天线工作于圆极化还是线极化，短路枝节和电感的仿真结果都比较类似，但考虑到实际加工过程中电感的焊接问题，还是选择加工较为简单的短路枝节这一方式。4.3.4天线实际测量结果（a）正面（b）背面图4.21天线实物图47 西安电子科技大学硕士学位论文00-10-10-20-20Returnloss(dB)Returnloss(dB)-30-302.902.953.003.053.102.902.953.003.053.10Frequency(GHz)Fre(GHz)（a）实测回波损耗(b)仿真回波损耗65432AxialRatio(dB)102.9912.9942.9973.0003.0033.0063.009Frequency(GHz)（c）实测轴比(d)仿真轴比00LHCP330300RHCP1033030LHCP-10RHCP30060030060-20-10-3027090-2027090-20-20240120-10240120-100021015010210150180180（e）实测3GHz归一化增益方向图（f）仿真3GHz增益方向图图4.22天线圆极化实测与仿真结果对比图00-10-10-20-20-30Returnloss(dB)-30Returnloss(dB)-40-402.702.722.742.762.782.802.702.722.742.762.782.80Frequency(GHz)Frequency(GHz)（a）实测回波损耗（b）仿真回波损耗48 第四章频率与极化可重构微带贴片天线0mainpolarization0033030corsspolarization1033030-100-203006030060-10-30-20-4027090-30270mainpolarization90corsspolarization-30-20-20-10240120240120-100021015010210150180180（c）实测2.75GHz归一化方向图（d）仿真2.75GHz增益方向图图4.23天线线极化实测与仿真结果对比图图4.21是天线实物图，图4.22是实测天线工作在圆极化情况下的回波损耗、轴比、3GHz处归一化方向图与仿真结果的对比，从图中可以看出，天线实测回波损耗小于-10dB的频率范围为2.942~3.034GHz，3GHz处轴比为1.98B，右/左旋圆极化增益隔离度为18.7dB。图4.23是实际加工天线工作在线极化情况下的回波损耗、2.75GHz处的归一化增益方向图与仿真结果的对比，天线实测回波损耗小于-10dB的频率范围为2.735~2.772GHz，主极化和交叉极化的增益隔离度为27dB。从以上结果可以看出，天线的实际测量结果和仿真结果匹配良好，这就证明了本文所提出的应用偏置节对二极管进行馈电的方法确实对天线的辐射性能影响很小。4.4本章小结本章首先研究了微带贴片天线实现圆极化的常见方法，并以此为基础设计了一款频率与极化可重构微带贴片天线，通过采用偏置节和四分之一波长短路枝节避免了导线的使用，仿真和实测都取得了良好的结果。49 西安电子科技大学硕士学位论文50 第五章Sinuous天线的分析与设计第五章Sinuous天线的分析与设计[摘要]：本章首先阐释了Sinuous天线的结构与原理，并依此为基础设计了一款工作于2~14GHz的Sinuous天线，接下来设计了一款指数渐变巴伦来进行馈电，最后将二者结合，进了仿真分析第二章介绍了几种螺旋天线，但这些天线都无法实现双圆极化之前的切换，只能接收或辐射单一圆极化波。本章会介绍由DuHamel在1982年提出的Sinuous[49]天线，Sinuous天线是由相似性原理所形成，可以实现宽频带内的非频变特性，不同于第二章中介绍到的天线，Sinuous天线可以通过更改馈电端口的相位，就[50]能够实现两种圆极化之间的切换。除此外，Sinuous天线还有以下两个特点：（1）在工作带宽内，其相位中心较为固定。（2）天线的E面和H面波束宽度理论上是相等的。基于以上优点，Sinuous天线在诸如电子对抗等很多方向都有着重要应用。5.1Sinuous天线的结构及原理Sinuous天线辐射单元结构如图5.1所示，辐射单元由四条弯曲的臂构成，四条臂互相交错，以在保持非频变的前提下实现最佳的空间利用。每条臂由图5.2[52]所示的曲线构成，该曲线是按照相似性原理形成的类对数周期曲线。该曲线可以看成是锯齿状曲线按照一定规律周期性变化形成，每个锯齿状单元由AB、BC[51]和CD三段曲线形成。第n个单元每段曲线的方程如下：2𝛼𝑛(−1)𝑛𝑙𝑛(𝑟𝑅𝑛)AB段：∅=(5.1)(1−𝑘)𝑙𝑛𝜏𝑛1−𝑘()2𝑅𝑛𝜏𝑛≤𝑟≤𝑅𝑛BC段：∅=𝛼𝑛(−1)𝑛(5.2)1+𝑘1−𝑘()()𝑅𝜏2≤𝑟≤𝑅𝜏2𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛[𝑙𝑛𝜏𝑛−𝑙𝑛(𝑟𝑅𝑛)]CD段：2𝛼𝑛(−1)(5.3)(1−𝑘)𝑙𝑛𝜏𝑛1+𝑘()2𝑅𝑛𝜏𝑛≤𝑟≤𝑅𝑛𝜏𝑛式中：𝜏𝑛=𝑅𝑛+1𝑅𝑛n=1、2、3……其中𝑟、∅为Sinuous曲线的极坐标，𝜏𝑛大于0小于1，BC段的宽收到参数k的调控，k通常取值为0.1~0.2，𝛼𝑛为第n个单元的角跨度。将曲线绕原点分别顺时针和逆时针旋转δ度，所围成的区域就是Sinuous天线的一条臂，当δ=22.5°时，导体臂所占区域和空隙区域面积相同，天线此时形成自补结构。51 西安电子科技大学硕士学位论文图5.1Sinuous天线结构示意图图5.2Sinuous天线结构参数Sinuous天线的设计，首先，要根据工作频段的要求，来确定天线的内外半径，外径R1主要由最低工作频率确定，天线最外圈锯齿的长度要大于等于天线的最低工作频率所对应的波长的一半，而内径的确定较为复杂，除了要考虑最高工作频率[31]的限制外，还要考虑到馈电网络对天线的影响，一般来说可以由下式大体确定：𝑅𝜆8(𝛼+𝛿)(5.4)式中𝜆为最高频点处的波长，𝛼为为离馈电点最近的锯齿的角跨度。𝜏𝑛和𝛼𝑛会影响到天线的辐射性能，一般来说，令δ=22.5°使Sinuous天线呈现自补的特性，而𝜏𝑛决定了相邻锯齿间的距离，𝜏𝑛越大，锯齿就越密集，天线性能也就相对越好。要设计一个2～14GHz的Sinuous天线，综合以上考虑，𝛼𝑛=45°，δ=22.5°，𝜏𝑛=0.62，外径R1=29mm。从第二章的知识知道，Sinuous天线是双向辐射辐射，为了形成单向辐射，在天线的一侧加装了一个填充的吸波材料的理想腔体，吸收掉该方向的辐射，以实现单向辐射。吸波材料共三层，如图5.3所示。三种材料的具体资料如文献[53]介绍。利用HFSS里面的主从边界条件，对吸波材料进行单独的仿真，仿真结果如图5.4所示。从图5.4可以看出，在2~14GHz整个频带内，吸波材料的回波损耗都小于-10dB，吸波性能良好，满足使用条件。0-5-10-15Returnloss(dB)-202468101214Frequency(GHz)图5.3吸波材料仿真结构图图5.4吸波材料回波损耗示意图下面将吸波材料和天线组合起来，在HFSS中对其进行仿真，天线结构如图5.5所示，天线四臂外侧黑色方块为50欧姆的阻抗加载，介质板材料为RogersRT/duroid5880(tm)，相对介电常数为2.2，损耗角正切为0.0009，厚度0.254mm。52 第五章Sinuous天线的分析与设计天线外层加盖了一层天线罩，材料为ArlonDiClad880(tm)，相对介电常数为2.2，损耗角正切为0.0009，厚度2mm。Sinuous天线两对天线臂中的一对位于介质板上层，另一对位于介质板下层，这样摆放有利于馈电网络的设计。图5.6为天线的三维增益方向图，从图中可以看出，Sinous天线在一侧加装了填充有吸波材料的腔体后，天线的方向图变为了单向辐射，这也说明了对平面螺旋天线加装吸波材料可以起到非常好的单向辐射作用。图5.5Sinuous天线结构示意图（a）3GHz（b）8GHz图5.6天线在3GHz、8GHz处的增益方向图图5.7为天线在2~14GHz的范围内输入阻抗的仿真结果，由于天线结构的对称性，所以都只给出一个端口的仿真结果。从图中可以看出，天线输入阻抗的实部在200Ω附近，且比较平稳。输入阻抗的虚部在0Ω附近，值都比较小。将激励源阻抗设为200Ω，对天线进行仿真，回波损耗如图5.8所示，从图中可以看出，天线的回波损耗在大部分频带内都小于-15dB，性能优秀。图5.9为天线在2~14GHz的范围内右旋圆极化增益的仿真结果，从图中可以看出，在2GHz时，天线增益较低，为-2dB，但是增益之后迅速的提高，并且最终稳定在6dB附近。图5.10为天线在最大辐射方向上工作频带内的轴比，从图中可以看出，随着频率的增加，天线的轴比逐渐升高，故而，轴比是限制Sinuous天线带宽的一个重要因素。53 西安电子科技大学硕士学位论文图5.11为天线的增益方向图，每个频点的3dB波瓣宽度如下表所示，从表中可以看出，天线在整个频带上都有良好的波瓣宽度。表5.1Sinuous天线不同频带处的3dB波瓣宽度频点3dB波瓣宽度（左）3dB波瓣宽度（右）30°增益下降值30°增益下降值（角度）（角度）（左）（dB）（右）（dB）2GHz５１５００．９１．１4GHz３６３６２．１２．１6GHz３２３２２．７２．７8GHz３６３６２．１２．１10GHz３６３６１．９１．９12GHz３２３２２．７２．７14GHz４０４０２．６２．６300Im0Re200-10-20100-300InputresistanceReturnloss(dB)-40-10024681012142468101214Frequency(GHz)Frequency(GHz)图5.7天线输入阻抗图图5.8天线回波损耗图8362421GainRHCP(dB)0AxialRadio(dB)-2024681012142468101214Frequency(GHz)Frequency(GHz)图5.9天线右旋圆极化增益图图5.10天线轴比图0Gaintotal(dB)00Gaintotal(dB)33030533030-50-1030060-530060-15-10-20-15-20-2527090-2527090-20-20-15-15-10-10240120240120-5-5002101505210150180180（a）2GHz（b）4GHz54 第五章Sinuous天线的分析与设计0Gaintotal(dB)5330300Gaintotal(dB)0533030-5030060-10-530060-15-10-15-20-20-2527090-2527090-20-20-15-15-10-10240120-5-52401200052101505210150180180（c）6GHz（d）8GHz0Gaintotal(dB)0Gaintotal(dB)533030103303000-53006030060-10-10-15-20-20-252709027090-20-20-15-10-10240120240120-500521015021015010180180（e）10GHz（f）12GHz0Gaintotal(dB)1033030030060-10-2027090-20-10240120021015010180（g）14GHz图5.11Sinuous天线增益方向图从上面的仿真结果可以看出，工作在2~14GHz的Sinuous天线有良好的回波损耗、输入阻抗、轴比和增益性能。5.2馈电巴伦设计Sinuous天线为平衡馈电结构，而同轴线为不平衡馈线。且从上节知道，Sinuous天线的输入阻抗在2~14GHz的范围内均约等于200Ω，所以需要一个具有宽频阻抗变换的巴伦，来实现对天线的匹配。常见的巴伦有：宽边耦合巴伦、指数渐变巴伦、同轴线巴伦和对数周期巴伦等。由于指数渐变巴伦拥有良好的宽带特性，且结构简单、陈本低廉，故而选用指数渐变巴伦来进行馈电。55 西安电子科技大学硕士学位论文指数渐变巴伦结构如图5.12所示，上条带和地板均按指数规律变化，巴伦输出端上条带和地板的宽度相同。在巴伦输入端为不平衡的微带线结构，经过一段长为L的渐变线，从宽边耦合带线结构输出，即将微带线的准TEM场变为带线的纯[54]TEM场，从而实现了从不平衡到平衡的转换。上条带接50Ω同轴线接天线臂地板L图5.12指数渐变巴伦结构示意图[55]指数渐变巴伦是基于指数渐变线阻抗变换器的基本理论来设计的。指数渐变巴伦是利用一段指数渐变线来使负载阻抗ZL和输入阻抗Z0匹配，如图5.13所示。渐变线的阻抗变化规律满足指数曲线，即：0()=0𝑒𝑧(5.5)图5.13巴伦阻抗指数渐变示意图从文献[54]得知，指数渐变巴伦的长度L要满足：𝜆𝑚𝑎𝑥𝑙𝑛𝑅=(5.6)8𝜋|Г|𝑖𝑛𝑚𝑎𝑥公式中，𝜆𝑚𝑎𝑥为最低工作频率处的波长，R为阻抗变化比，|Г|为输入端最大𝑖𝑛𝑚𝑎𝑥反射系数，所以，只有给定这几个参数，就可以通过公式计算出巴伦的长度L，而巴伦输出端的宽度可以由宽边耦合带线的阻抗计算公示求出，输入端的宽度可以由微带线的阻抗计算公式求出。根据上述分析，想制作一个工作频带为2~14GHz、阻抗从50Ω变化到200Ω的巴伦，该巴伦制作在相对介电常数等于2.65的介版上，则𝜆𝑚𝑎𝑥=92.1mm，R=4，令|Г|=0.1，则通过公式可以计算出巴伦的长度等于50.8mm。𝑖𝑛𝑚𝑎𝑥下面对长为50.8mm，从50Ω变化到200Ω的的指数渐变巴伦进行仿真，仿真结果如图5.14所示，从图中可以看出，巴伦的回波损耗性能良好，满足使用条件。但是知道，上节的Sinuous天线其下面的反射腔深度只有30mm，60mm远远超出了其56 第五章Sinuous天线的分析与设计深度，减小其长度，看对其回波损耗的影响，如图5.15所示，可以看出，当巴伦长度为35mm的时候，其仍然有很好的回波损耗，满足设计要求。00-10-10-20-20Returnloss(dB)Returnloss(dB)-30-3024681012142468101214Frequency(GHz)Frequency(GHz)图5.1460mm长巴伦回波损耗图图5.1535mm长巴伦回波损耗图对Sinuous天线进行馈电时，需要两个巴伦，为了方便对巴伦进行摆放，把巴[56]伦进行如图5.15所示的弯曲处理，介质板相对介电常数为2.65，宽40mm，长56mm，厚2mm。弯曲巴伦总长度为55mm，巴伦的两个拐角均为60°。图5.16弯曲的指数渐变巴伦00-10-1012-20-20S-30-30Returnloss(dB)-40-4024681012142468101214Frequency(GHz)Frequency(GHz)(a)互耦（b）回波损耗图5.17巴伦的回波损耗及巴伦间的互耦其中一个巴伦的一侧加50欧姆端口，另一侧接200Ω的阻抗，另一巴伦同理（端口相位相差90°），仿真结果如图5.17所示，从图中可以看出，巴伦在2~14GHz的57 西安电子科技大学硕士学位论文频段上回波损耗基本小于-10dB，但巴伦间的互耦在高频段较大，这主要是由于两个巴伦距离较近，上面平行的微带线会有较大耦合，但若过度减小该段长度，又会导致巴伦和Sinuous辐射单元产生耦合，所以要平衡选择。同时通过和直线巴伦的对比，也能知道弯曲巴伦会对巴伦的性能产生很大影响，弯曲巴伦虽然长度加到55mm，但性能比不上长度为35mm的直线巴伦。5.3Sinuous天线和巴伦综合仿真将5.1节中的Sinuous天线和图5.16的巴伦结合到一起，具体结构如图5.18所示，分别通过四个金属圆柱和四条曲线将巴伦和Sinuous天线连接起来，Sinuous天线的两对臂分别位于介质板的两层，目的在于方便四条曲线的摆放。在原反射腔外，再加一个反射腔，使其能够包住整个巴伦。在巴伦的宽端口加入阻抗为50Ω的源对天线进行仿真。图5.18加入巴伦的Sinuous天线结构图054-1032-20Returnloss(dB)Axialradio(dB)1-30024681012142468101214Frequency(GHz)Frequency(GHz)图5.19天线回波损耗图5.20天线轴比58 第五章Sinuous天线的分析与设计543210-1GainRHCP(dB)-2-32468101214Frequency(GHz)图5.21天线右旋圆极化增益0GainRHCP(dB)0GainRHCP(dB)033030533030-50-1030060-530060-15-10-20-15-2527090-2027090-20-15-15-10-10240120-5240120-5002101505210150180180（a）2GHz（b）4GHz0GainRHCP(dB)5330300GainRHCP(dB)0533030-50-1030060-5-1030060-15-15-20-20-2527090-2527090-20-20-15-15-10240120-10240120-5-50052101505210150180180（c）6GHz（d）8GHz0GainRHCP(dB)5330300GainRHCP(dB)05330300-530060-5-1030060-10-15-15-20-20-2527090-2527090-20-20-15-15-10240120-10240120-5-50052101505210150180180(e)10GHz(f)12GHz59 西安电子科技大学硕士学位论文0GainRHCP(dB)5330300-530060-10-15-2027090-15-10-524012005210150180(g)14GHz图5.22天线增益方向图表5.2天线方向图3dB波瓣宽度频点3dB波瓣宽度（左）3dB波瓣宽度（右）30°增益下降30°增益下降（角度）（角度）值（左）（dB）值（右）（dB）2GHz54550.560.924GHz37351.942.056GHz22434.851.378GHz25364.191.4910GHz34362.282.1112GHz23524.250.2914GHz18545.931.52从图5.19～5.22可以看出，天线在2～14GHz的范围内拥有良好的回波损耗和轴比，天线增益在3～14GHz的频带上都大于3dB，而方向图在个别频点处出现不对称或最大辐射方向不在中心的情况，由其是在最高频的14GHz处，方向图的不对称现象十分严重，，原因在于从图5.18中可以看出，Sinuous天线的四个臂和巴伦连接的微带线长度并不相同，而随着频率的升高，尺寸的变化对天线的性能影响越来越大，且巴伦在高频处耦合较为严重，也影响了方向图的对称性。5.4本章小结本章首先介绍了Sinuous天线的原理，依此为基础设计了一款工作于2～14GHz的Sinuous天线，并采用反射腔和吸波材料使Sinuous天线实现单向辐射，选用指数渐变巴伦作为天线的馈电网络，仿真结果表明天线拥有良好的性能。60 第六章结束语第六章结束语[摘要]：本章从总体上介绍了本文所做的工作，并指出目前工作的不足，从而表明未来的工作的着手点。本文根据现代通信系统对天线数目和兼容性的要求，并结合现有的微带天线的可重构技术，设计了两款圆环缝隙可重构天线和一款频率与极化可重构微带贴片天线。结合现有的非频变天线技术，设计了一款包含馈电系统的Sinuous天线，本文主要的研究工作包含以下几方面：1.设计了一款极化可重构圆环缝隙天线，通过控制跨接在缝隙上的两个二极管的通断，改变天线的辐射结构，从而实现天线在圆极化和线极化之间的切换，仿真结果表明天线拥有良好的线极化和圆极化性能。又在此天线基础上，增开了一组矩形开槽，通过控制二极管的通断来控制其与圆环缝隙的通断，从而实现了双频点的极化可重构。2.设计了一款频率与极化可重构的微带贴片天线，基于线极化和圆极化微带贴片天线底馈馈电点相对位置的差异，引入两条缝隙，并在倒L缝隙上跨接二极管，通过在贴片外围非辐射边引入1/4波长弯曲终端短路枝节，并在馈电端口处接入偏置节，利用偏置节实现对重构的控制。该天线避免了直流控制线的使用，减小了直流电路对天线性能的影响。仿真和实测结果证明该设计方法的有效性和天线频率、极化的重构特性。该天线用可用于对应的无线通信系统中。3.设计了一款Sinuous天线，天线工作于2~14GHz，通过使用吸波材料和反射腔使天线实现了单向辐射，利用指数渐变巴伦对天线进行平衡馈电，通过改变两个馈电端口的相位来使天线在左/右旋圆极化之前进行切换，仿真结果表明改天线拥有良好的回波损耗、轴比和增益，能够应用在多种反射面天线中。本文在可重构天线和非频变天线方面进行了一定的探索和研究，设计了几款可重构天线和一款Sinuous天线，所设计的可重构天线具备了频率和极化可重构的性能，但就目前来看，可重构天线的研究还有很多需要改进的地方，未来，可重构天线的研究应注重以下几个方面：1.本文随针对不同结构的天线的原理进行了一定分析探讨，但就可重构天线而言还没有得出具体的天线设计的电磁理论。分析每种天线都会涉及到很多电磁问题，而可重构天线要求天线在每种工作状态下都要有良好的性能，这就设计到了更多更复杂的电磁理论，而目前的可重61 西安电子科技大学硕士学位论文构天线设计大多依靠数值分析方法，较难发现可重构天线的内在规律，因此，简单且有效的可重构天线设计的电磁理论将会是未来的一个重要研究方向。2.本文提出的可重构天线，都只是设计到天线的一个或两个电特性，因此在未来的研究中，应该要尽可能的实现更多的电特性的可重构，如同时实现频率、极化和方向图的可重构，这样才能更好的适应实际应用的需求。62 致谢致谢感谢我的导师张鹏飞副教授对我学业上的耐心指导和生活上的悉心关怀，张老师以其渊博的学识、严谨的学风和严肃认真的科学态度指导、帮助和影响着我。他在学习上严格要求，使我对专业知识有了更深层次的理解和掌握，同时在平时的学术讨论和交流给在学术和为人处世方面以教导，深化了我的专业知识和技能，更重要的是提高了我的独立研究能力。他那一丝不苟的精神、兢兢业业的学者风范、淡泊名利和终身奉献于学术研究的品德值得我学习。感谢龚书喜教授在研究生期间对我的指导和帮助，龚老师学识渊博，治学严谨，思路开阔，每次向龚老师请教都能是我豁然开朗，让我受益匪浅。感谢课题组的刘英教授、洪涛副教授、姜文副教授、徐云学讲师和张帅讲师对我学习和生活上的帮助，他们丰富的经验和敏锐的思想使我在研究中能够明确方向，排除困难。我许多研究工作正是在他们的支持下才得以顺利完成。感谢王夫蔚、董海林和边明明师兄对我的支持和帮助，从他们那里，我学到了很多有用的知识，他们谦虚严谨、刻苦钻研的精神永远值得我学习！感谢宿舍的张坤哲、曹永超、尹成龙和课题组的刘士忠、王辉、贾永涛、李扬、罗洁，吕洁，牟春辉，魏明以及龙毛等同学在生活和学习上给我的支持和鼓励，在和你们的学习和探讨中，我受益匪浅。感谢师弟王蔚、张晓辉、刘辉、周琪和师妹徐瑞映等人对我的关心和帮助，和你们在一起的日子我很开心、快乐。感谢我的父母和家人，是父母用辛勤的汗水抚养我长大，是他们给予了我求学的力量和信心。直到今天，他们的毫无保留的支持、鼓励和关心令我倍感温暖。没有他们的无私付出就没有我今天的进步。63 西安电子科技大学硕士学位论文64 参考文献参考文献[1]万伟,王季立.微波技术与天线[M].西安:西北工业大学出版社,1986.[2]康行健.天线原理与设计[M].北京:北京理工大学出版社,1993.[3]C.A.Balanis.Antterntheory:analysisanddesign,Secondedition[M].NewYork:Wiley,1997.[4]林昌禄.近代天线设计[M].北京:人民邮电出版社,1990.[5]D.M.Pozar,D.H.Schaubert.MicrostripAntennas:theanalysisanddesignofmicrostripantennaandarrays[M].NewYork:IEEEPress,1995.[6]K.Chang.RFandMicrowaveWirelessSystems[M],NewYork:Wiley,2000.[7]E.Lee,P.S.HallandP.Gardner.Compactwidebandplanarmonopoleantenna[J].IEEEletron.Lett.,1999,35:2157-2158.[8]J.R.Golio.RFandmicrowavehandbook[M].NewYork:CRCPress,2001.[9]D.Schaubert.Frequency-agile,polarizationdiversemicrostripantennasandfrequencyscannedarrays.USPatent4367474,Jan.4,1983.[10]JohnK.Smith.ReconfigurableApertureProgram(RECAP).USA:DefenseAdvancedResearchProjectsAgency(DARPA,美国国防预先研究计划局),1999.[11]Hamza.H,BiaoHou.simplesystematicfrequencyreconfigurablemicrostrippatchantenna[C].IETInternationalRadarConference,London:IET,2013:1-4,.[12]SimoneGenovesi,AgostinoMonorchio,GiulianoManara.MicrostripReconfigurableAntennaforCognitiveRadioSystems[C].Internalsymposiumonelectromagnetictheory,Tokyo:IEICE,2013:429-431.[13]HudaA.Majid,MohamadKamalAbdulRahim,MohamadRijalHamidetal,Frequency-ReconfigurableMicrostripPatch-SlotAntenna[J],IEEEANTENNASANDWIRELESSPROPAGATIONLETTERS,2013,Vol.12:218-220.[14]Bekali,Y.K.,Essaaidi,M.CompactReconfigurableAntennaForWi-Fi,WiMaxand4GCommunicationTechnologies[C],MediterraneanMicrowaveSymposium(MMS),IEEE,2013:1-4.[15]FanYang,YahyaRahmat-Samii.AReconfigurablePatchAntennaUsingSwitchableSlotsforCircularPolarizationDiversity[J].IEEEMICROWAVEANDWIRELESSCOMPONENTSLETTERS,MARCH2002,Vol.12:96–98.[16]S.Zhang,G.H.Huff,J.Fengetal.Apatternreconfigurablemicrostripparasiticarray[J].IEEETrans.onAntennasandPropagation,2004,vol.52:2773-2776.[17]S.Lim,H.Ling.Designofelectricallysmall,patternreconfigurableYagiantenna[J].ElectronicsLetters,2007,vol.43,Issue24:1326-1327.[18]X.S.Yang,B.Z.WangandW.X.Wuetal.YagiPatchAntennaWithDual-BandandPatternReconfigurableCharacteristics[J].IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2007,vol.6:168-171,.[19]W.H.ChenandZ.H.Feng.Planarreconfigurablepatternantennabyreactive-loadswitching[J].MicrowaveandOpticalTechnologyLetters,2005,vol.47,Issue5:506-507.[20]KyouichiIigusa,TakashiOhiraandBokujiKomiyama.Anelectricallyinvisibledipoleloadedwithavariablereactoranditsapplicationsforareconfigurableantenna[J].ElectronicsandCommunicationsinJapan(PartI:Communications),2006,vol.89,Issue3:21-35.[21]Zhang,J.Lin,X.Q,Yu,J.W.Anovelreconfigurableantennawithmultipleradiationpatterns[C].65 西安电子科技大学硕士学位论文CrossStraitQuad-RegionalRadioScienceandWirelessTechnologyConference,IEEE,2013:234-236..[22]Lieh-HaoChang,Wen-ChengLai,Jui-ChingCheng.ASymmetricalReconfigurableMultipolarizationCircularPatchAntenna[J].IEEEANTENNASANDWIRELESSPROPAGATIONLETTERS,2014,VOL.13:87-90.[23]Rodrigo.D,Damgaci.Y.Unlu.M,Jofre.L.SmallPixelledAntennawithMEMS-ReconfigurableRadiationPattern[C].AntennasandPropagationSocietyInternationalSymposium(APSURSI).IEEE,2010:1-4.[24]G.H.HuffandJ.T.Bernhard.IntegrationofpackagedRFMEMSswitcheswithradiationpatternreconfigurablesquarespiralmicrostripantennas[J].IEEETrans.OnAntennasandPropagation,2006,vol.54,Issue2:464-469.[25]K.W.Lee,R.G.RojasandN.Surittikul.Apattern-reconfigurablemicrostripantennaelement[J].MicrowaveandOpticalTechnologyLetters,2006,vol.48,Issue6:1117-1119,.[26]G.H.Huff,J.FengandS.Zhangetal.Anovelradiationpatternandfrequencyreconfigurablesingleturnsquarespiralmicrostripantenna[J].IEEEmicrowaveandwirelesscommunicationletters,2003,vol.13,Issue2:57-59,.[27]Ming-IuLai,Tjung-YuWuandJung-ChinHsiehetal.Acompactpatternreconfigurableantennadesignforhandheldwirelessdevices[C].IEEEAntennasandPropagationInternationalSymposium,IEEE,2007:5223-5226.[28]YueLi,ZhijunZhang,WenhuaChenetal,PolarizationReconfigurableSlotAntennaWithaNovelCompactCPW-to-SlotlineTransitionforWLANApplication[J].IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2010,Vol.9:252-255.[29]FanYangandY.Rahmat-Samii.Areconfigurablepatchantennausingswitchableslotsforcircularpolarizationdiversity[J].IEEEMicrowaveandWirelessComponentsLetters,2002,vol.12,Issue3:96-98.[30]Korosec.T,Ritosa.P,Varactor-loadedmicrostrippatchantennawithfrequency-tuningcapabilityandcompletepolarizationdiversity[C],EUROCON2009,EUROCON’09.IEEE,2009:80-85.[31]魏文元，宫德明.天线原理[M].北京：国防工业出版社，1985.[32]钟顺时.微带天线理论与应用[M]．西安：西安电子科技大学出版社，1991．[33]蒋小虞．应用于UWB的对数周期天线分析与设计[D]．南京：2005，2005年．[34]X.–X.YangandS.–S.Zhong.Analysisoftwodual-polarizationsquare-patchantennas[J].MicrowaveOpt.Technol.Lett.2000,Vol.26:153-156.[35]S.–T.Fang.AnovelpolarizationdiversityantennaforWLANapplications[C].IEEEAntennasandPropagat.SocietyInternationalSymp.IEEE，2000:282-285.[36]VISIOLIA.OptimaltuningofPIDcontrollersforintegralandunstableprocesses[J].IEEProceedingsControlTheory&Application,2001,Vol.148:180-184.[37]HUBG,GEORGEKI,RAYMONDG.NewmethodologyforanalyticalandoptimaldesignoffuzzyPIDcontroller[J].IEEETransactionsonFuzzySystems,1999,Vol.7,Issue5:521-538.[38]Schuppert.B,Microstrip/slotlinetransitions:Modelingandexperimentalinvestigation[J],IEEETrans.MicrowaveTheoryTech,1988,Vol.36:72–1282,.[39]Fusco,V.F.andQiangChen,Direct-signalmodulationusingasiliconmicrostrippatchantenna[J],IEEETransAntennasandPropagation,1999,vol.47:1025-1028,.[40]StevenD.Keller,W.DevereuxPalmer,andWilliamT.Joines,ElectromagneticModelingandSimulationofaDirectly-ModulatedL-bandMicrostripPatchAntenna[C],IEEEAntennasand66 参考文献PropagationSocietyInternationalSymposium,IEEE,2007:4489-4492.[41]StevenD.Keller,W.DevereuxPalmer,andWilliamT.Joines,ElectromagneticModelingandSimulationofaDirectlyModulatedPatchAntenna[J],IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,2010,vol.9:779-782,.[42]AydinBabakhani,XiangGuan,AbbasKomijanietal,A77-GHzPhased-ArrayTransceiverWithOn-ChipAntennasinSilicon:ReceiverandAntennas[J],IEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS,2006,Vol.41,NO.12:2795-2806.[43]AydinBabakhani,DavidB.Rutledge,AliHajimiri,TransmitterArchitecturesBasedonNear-FieldDirectAntennaModulation,IEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS,2008,Vol.43,NO.12:2674-2692.[44]Chang.A.H,Babakhani.A,Hajimiri,.A,Near-FieldDirectAntennaModulation(NFDAM)Transmitterat2.4GHz[C],IEEEAntennasandPropagationSocietyInternationalSymposium,IEEE,2009:1-4.[45]AydinBabakhani,DavidB.RutledgeandAliHajimiri,TransmitterArchitecturesBasedonNear-FieldDirectAntennaModulation[J],IEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS,2008,Vol.43:2674-2692,[46]林昌录.天线工程手册[M].北京：电子工业出版社，2002.[47]NanboJin,FanYang,andYahyaRahmat-Samii.ANovelPatchAntennaWithSwitchableSlot(PASS):Dual-FrequencyOperationWithReversedCircularPolarizations[J].IEEETRANSACTIONSONANTENNASANDPROPAGATION,MARCH2006,54(3):1031–1034.[48]SimoneGenovesi,AgostinoMonorchio,andGiulianoManara.MicrostripReconfigurableAntennaforCognitiveRadioSystems[C],IEEE.Proceedingsofthe2013InternationalSymposiumonElectromagneticTheory,IEEE,2013:429-431.[49]蒋凡杰．四臂正弦天线设计[J]．现代雷达，2006,28(2):64-67.[50]任辉，胡红芬．Sinuous天线[J]．计算机与网络，2002,11:50-52.[51]肖开奇．宽带天线技术研究[D]．电子科技大学博士学位论文，2002.1[52]RichardC.Johnnson.AntennaEngineeringHandbook[M].McGraw-Hill,inc,1984.[53]N.Rahman,J.Qiu,A.Sharma,V.Tran,M.N.Afsar,andR.Cheung,Beam-widthcontrolwitha2–18GHz,cavity-backedellipticalArchimedeanspiralantenna[C],presentedattheIEEEAerospaceConf.,BigSky,Montana,2011:5–12.[54]杨咏明．超宽带巴伦小型化研究[D]．哈尔滨工业大学硕士学位论文，2012[55]褚庆昕．微波网络讲义[M]．西安：西安电子科技大学出版社，2000年．[56]AmirJafargholi,ManouchehrKamyab.Anewapproachforfeedingsinuousantenna[p].Iran67 西安电子科技大学硕士学位论文68 研究成果研究成果本人在攻读硕士学位期间取得的研究成果如下：发表论文情况黄星霖，张鹏飞，刘士忠，“频率与极化可重构微带贴片天线”，2014年天线与微波技术重点实验室学术年会。ZHANGPengfei,LIUShizhong,CHENRongrong,HUANGXinglin，“AReconfigurableMicrostripPatchAntennaWithFrequencyandCircularPolarizationDiversities”，ChieseJournalofElectronics,(SCI)申请专利情况张鹏飞，黄星霖，张戈，刘士忠，王蔚，张晓辉，徐瑞映，“基于极化重构的直接天线调制系统”，申请号：201410209988.269 西安电子科技大学硕士学位论文70 作者简介作者简介1.基本情况男，吉林大安人，1988年9月出生，西安电子科技大学电子工程学院电磁场与微波技术专业2012级硕士研究生。2.教育背景2008.08～2012.07西安电子科技大学电子工程学院电子信息工程专业，获工学学士学位2012.09～西安电子科技大学电子工程学院电磁场与微波技术专业硕士研究生3.攻读硕士学位期间的研究成果3.1发表的学术论文[1]黄星霖，张鹏飞，刘士忠．频率与极化可重构微带贴片天线[C]．2014年天线与微波技术重点实验室学术年会.[2]ZHANGPengfei,LIUShizhong,CHENRongrong,HUANGXinglin，“AReconfigurableMicrostripPatchAntennaWithFrequencyandCircularPolarizationDiversities”，ChieseJournalofElectronics,(SCI)3.2发明专利和科研情况：[1]张鹏飞，黄星霖，张戈等．基于极化重构的直接天线调制系统[P].中国,实用新型专利,专利号,201410209988.2[2]西安电子科技大学基本科研业务费资助项目，天线多维直接调制技术研究，2013-2014，尚未完成验收。本人进行了基于幅度和极化重构的直接天线调制系统研究，设计了几款微带可重构天线。[3]自然科学基金项目，可重构水体短波天线技术研究，2013-2015，尚未完成验收，整理了一些现有水体天线的材料，仿真重现了部分水体天线模型，参与了水体天线喷嘴的设计。71
此文档下载收益归作者所有
