超宽带双极化天线与双频圆极化天线研究

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超宽带双极化天线与双频圆极化天线研究作者姓名李其强学校导师姓名、职称张福顺教授领域电子与通信工程企业导师姓名、职称桂延宁研究员申请学位类别工程硕士提交学位论文日期2014年12月 学校代码10701学号1202121346分类TN82号TN82密级公开西安电子科技大学硕士学位论文超宽带双极化天线与双频圆极化天线研究作者姓名：李其强领域：电子与通信工程学位类别：工程硕士学校导师姓名、职称：张福顺教授企业导师姓名、职称：桂延宁研究员提交日期：2014年12月 OntheUltra-widebandDual-polarizedandtheDual-bandCircularlyPolarizedAntennasAthesissubmittedtoXIDIANUNIVERSITYinpartialfulfillmentoftherequirementsforthedegreeofMastergraduationinElectronicsandCommunicationEngineeringByLiQi-qiangSupervisor:ZhangFu-shunGuiYan-ningDecember2014 西安电子科技大学学位论文独创性（或创新性）声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。学位论文若有不实之处，本人承担一切的法律责任。本人签名：日期：西安电子科技大学关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅、借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，获得学位后结合学位论文研究成果撰写的文章，署名单位为西安电子科技大学。保密的学位论文在年解密后适用本授权书。本人签名：导师签名：日期：日期： 摘要摘要论文结合科研项目进行选题研究，主要研究工作分为两个部分，第一部分研究工作为研制了超宽频带、双极化反射面馈源天线的实验样机，测试结果达到了技术指标要求；第二部分研究工作为设计了单馈点双频圆极化微带天线，并加工了实验样机，达到了技术指标要求。论文的主要研究内容为：一，超宽带双极化反射面馈源天线的设计针对超宽带、双极化反射面馈源天线的技术指标要求，阐述了超宽带天线的相关概念以及研究现状，指出了超宽带、双极化反射面馈源天线的设计难点，在对各种类型的超宽带天线进行比较和可行性分析之后，设计了低剖面、超宽带、双极化和高相位中心稳定度的ELEVEN天线实现本课题的技术指标。利用高频仿真软件ANSYSHFSS对所设计的天线进行仿真优化，并在仿真优化的基础上研制了实验样机，测试结果表明，天线在f-4f四个倍频程的频段内其阻抗特性与辐射特性的一致性较好，电压驻波比基本小于2.5，波束宽度、增益等指标满足双极化反射面馈源天线的基本要求。二，单馈点双频圆极化微带天线的设计根据双频圆极化微带天线的技术指标要求，阐述了双频、双极化天线的相关概念以及实现方法，指出了双频圆极化微带天线的设计难点。并且，针对设计难点，设计了单馈点、双频、圆极化微带天线。利用高频仿真软件ANSYSHFSS对所设计的天线进行了仿真分析和优化，并且在此基础上研制了天线样机，测试结果表明，所设计天线在所需的工作频段内，电压驻波比小于2，增益大于7dBic，实现了双频圆极化辐射特性。测试结果说明本课题研制的天线具有很高的工程应用价值。关键词：天线，双极化，超宽带，双频段，圆极化论文类型：技术论文I 西安电子科技大学硕士学位论文II ABSTRACTABSTRACTTheresearchworksarepresentedwithscientificprojects.Themainresearchworkscanbedividedintotwoparts:Inthefirstpart,theultra-widebanddual-polarizedfeedprototypeforthereflectorantennaisintroducedandanalyzedindetail.Besides,thesimulatedandmeasuredresultsoftheproposedantennaaregivenandrealizetheprojectrequirements.Thenthesingle-feeddual-bandcircularlypolarizedmicrostripantennaisintroducedandfabricate.Themeasuredresultsshowtheproposedantennarealizesthetechnicalrequirements.Themaincontextsofthethesisareasfollows:Firstly,accordingtothetechnicalindicatorsoftheultra-widebanddual-polarizedfeedforthereflectorantenna,therelatedconceptsandcurrentstateoftheultra-widebandantennaareelaborated.Thedifficultiesindesigningtheultra-widebanddual-polarizedfeedingantennaarepointedout.Basedoncomparativeanalysisonallkindsofultra-widebandantennas,thecascadinglog-periodicallyscaledflodeddipoleantennascalledELEVENantennaisproposedwithlowprofile,ultra-wideoperatingband,dual-polarizedandconstantphasecenterlocation.ANSYSHFSSisusedtosimulatetheperformanceoftheproposedantenna.OnthebasisofsimulationandanalysisbyANSYSHFSS,theantennaprototypeisfabricatedandmeasured.Themeasuredresultsshowtheimpedanceandradiationcharacteristichavegoodconsistencyinthef-4foperatingband,thevoltagestandingwaveratio(VSWR)islessthan2.5.Inaddition,thebeamwidthandgaincansatisfytherequirementsoffeedantennasforthereflector.Secondly,accordingtothetechnicalindicatorsofthedual-bandcircularlypolarizedmicrostripantenna,therelatedconceptsandrealizationmethodofthedual-banddual-polarizedantennaareelaborated.Thedifficultiesarealsopointedouttodesignthedual-banddual-sensecircularlypolarizedmicrostripantenna.Andthesingle-feeddual-bandcircularlypolarizedmicrostripantennaisdesignedagainstthedifficulties.ANSYSHFSSisusedtosimulateandoptimizetheperformanceoftheproposedantennaandtheantennaprototypeisfabricated.ThemeasuredresultsshowthattheVSWRofthedesignedantennaislessthan2.0,thegainisover7dBicintheoperatingbandsanddual-bandcircularlypolarizationisobtained.ThemeasuredresultsindicateIII 西安电子科技大学硕士学位论文thattheproposedantennahashighengineeringapplicationvalue.Keyword:antenna,dual-polarization,ultra-wideband,dual-band,circularlypolarizationTypeofDissertation:technicalpaperIV 插图索引插图索引图1.1平面超宽带平面天线.................................................................................3图1.2ELEVEN天线示意图................................................................................4图2.1椭圆极化.....................................................................................................7图2.2远场测定相位中心示意图.......................................................................10图2.3相心相对转轴三种位置时的相位方向图...............................................11图2.4弯曲辐射臂用于控制末端绕射...............................................................15图2.5对数周期偶极子天线电流分布...............................................................16图2.6阿基米德螺旋天线表面电流的相位分布...............................................17图2.7微带天线结构...........................................................................................17图2.8矩形微带贴片天线结构...........................................................................18图2.9缝隙的坐标系...........................................................................................18图2.10谐振腔模型...............................................................................................20图2.11空腔模型几何关系...................................................................................23图2.12极化椭圆...................................................................................................24图3.1天线模型与坐标关系示意图...................................................................31图3.2印刷ELEVEN单元的结构尺寸图.........................................................31图3.3印刷ELEVEN天线整体结构尺寸图.....................................................32图3.4天线两端口电压驻波比随频率变化曲线...............................................33图3.5端口间隔离度随频率变化曲线...............................................................33图3.6天线在频率f的三维辐射方向图...........................................................34图3.7天线在频率f处的二维方向图...............................................................34图3.8天线在频率1.5f的三维辐射方向图......................................................35图3.9天线在频率1.5f处的二维方向图..........................................................35图3.10天线在频率2f的三维辐射方向图.......................................................36图3.11天线在频率2f处的二维方向图............................................................36图3.12天线在频率2.5f的三维辐射方向图....................................................37图3.13天线在频率2.5f处的二维方向图........................................................37图3.14天线在频率3f的三维辐射方向图.......................................................38图3.15天线在频率3f处的二维方向图...........................................................38图3.16天线在频率3.5f的三维辐射方向图....................................................39图3.17天线在频点3.5f处的二维方向图........................................................39图3.18天线在频率4f的三维辐射方向图.......................................................40V 西安电子科技大学硕士学位论文图3.19天线在频点4f处的二维方向图...........................................................40图3.20天线在频率f远场相位方向图.............................................................41图3.21天线在频率1.5f远场相位方向图........................................................41图3.22天线在频率2f远场相位方向图...........................................................42图3.23天线在频率2.5f远场相位方向图........................................................42图3.24天线在频率3f远场相位方向图...........................................................43图3.25天线在频率3.5f远场相位方向图........................................................43图3.26天线在频率4f远场相位方向图...........................................................44图3.27实验样机以及测试选取坐标系.............................................................46图3.28天线方向图测试原理及结构框图.........................................................47图3.29两个端口电压驻波比的实测结果.........................................................48图3.30天线端口间隔离度的实测结果.............................................................49图3.31天线在频点f处的实测方向图.............................................................49图3.32天线在频点1.5f处的实测方向图........................................................50图3.33天线在频点2f处的实测方向图...........................................................50图3.34天线在频点2.5f处的实测方向图........................................................51图3.35天线在频点3f处的实测方向图...........................................................51图3.36天线在频点3.5f处的实测方向图........................................................52图3.37天线在频点4f处的实测方向图...........................................................52图4.1天线立体仿真模型及坐标关系示意图...................................................56图4.2天线具体结构尺寸...................................................................................57图4.3电压驻波比随频率变化曲线（2.4GHz）..............................................58图4.4电压驻波比随频率变化曲线（5.8GHz）..............................................58图4.5轴比随频率变化曲线（2.4GHz）..........................................................58图4.6轴比随频率变化曲线（5.8GHz）..........................................................59图4.7天线在中心频率2.4GHz的三维辐射方向图........................................59图4.8天线在中心频率2.4GHz处的二维方向图............................................60图4.9天线在最低截止频率2.37GHz的三维立体方向图..............................60图4.10天线在最低截止频率2.37GHz处的二维方向图..................................60图4.11天线在最高截止频率2.43GHz的三维立体方向图..............................61图4.12天线在最高截止频率2.43GHz处的二维方向图..................................61图4.13天线在中心频率5.8GHz的三维立体方向图........................................62图4.14天线在中心频率5.8GHz处的二维方向图............................................62图4.15天线在最低截止频率5.75GHz的三维立体方向图..............................63VI 插图索引图4.16天线在最低截止频率5.75GHz处的二维方向图................................63图4.17天线在最高截止频率5.85GHz的三维立体方向图............................64图4.18天线在最高截止频率5.85GHz处的二维方向图................................64图4.19实验样机以及测试采用坐标关系图.....................................................65图4.20电压驻波比的实测结果.........................................................................66图4.21天线在频率2.4GHz处的实测方向图..................................................67图4.22天线在频率5.8GHz处的实测方向图..................................................67VII 西安电子科技大学硕士学位论文VIII 表格索引表格索引表3.1低剖面ELEVEN天线起始阵子具体尺寸表（单位：mm）...............32表3.2所设计天线仿真结果总结表...................................................................44表3.3所设计天线设计性能与要求指标复核表...............................................45表3.4天线实测增益表.......................................................................................53表3.5ELEVEN天线设计性能与实测复核表..................................................53表3.6所设计天线仿真与实测性能复核表.......................................................54表4.1天线尺寸参数具体值（单位：mm）....................................................57表4.2天线设计性能与要求指标复核表...........................................................65表4.3天线实测增益表.......................................................................................68表4.4天线设计性能与实测结果复核表...........................................................68表4.5所设计天线设计性能与实测结果复核表...............................................68IX 西安电子科技大学硕士学位论文X 符号对照表符号对照表符号符号名称Z输入阻抗inR输入电阻inP辐射功率rE电场强度H磁场强度Z特性阻抗0k传播系数相移常数G天线增益天线效率D方向系数B磁感应强度A矢量磁位标量电位J面磁流密度m磁导率相对介电常数r电导率电磁波波长c真空中的光速介质中的波长gA天线的有效接收面积gXI 西安电子科技大学硕士学位论文XII 缩略语对照表缩略语对照表缩略语英文全称中文对照UWBUltra-Wideband超宽带FCCFederalCommunications美国联邦通讯委员会CommissionEIRPEffectiveIsotropic有效各向同性辐射功率RadiatedPowerDARPADefenseAdvanced美国国防部先进研究项ResearchProjectsAgency目局BWBandWidth带宽SKASquareKilometerArray方形千米阵列CSRHChineseSpectralRadio中国厘米-分米波射电频Heliograph谱日像仪ARAxialRatio轴比VSWRVoltageStandingWave电压驻波比RatioHFSSHighFrequencyStructure高频结构仿真SimulatorXIII 西安电子科技大学硕士学位论文XIV 目录目录摘要...................................................................................................................................IAbstract.........................................................................................................................III插图索引..........................................................................................................................V表格索引........................................................................................................................IX符号对照表....................................................................................................................XI缩略语对照表.............................................................................................................XIII目录....................................................................................................................................i第1章绪论.................................................................................................................11.1超宽带天线与双极化天线的特点...................................................................11.2国内外研究现状...............................................................................................31.3选题背景和意义...............................................................................................51.4本文主要工作和内容安排...............................................................................5第2章相关理论.........................................................................................................72.1引言...................................................................................................................72.2天线的基本参数...............................................................................................72.3矢位法.............................................................................................................112.4超宽带天线基本理论.....................................................................................152.5微带天线基本理论.........................................................................................172.6微带天线圆极化技术.....................................................................................242.7微带天线双频技术.........................................................................................25第3章超宽带双极化馈源天线的设计..................................................................293.1引言.................................................................................................................293.2超宽带双极化馈源天线给定要求.................................................................293.3超宽带双极化馈源天线技术难点.................................................................293.4超宽带双极化馈源天线实现方案.................................................................303.5超宽带双极化馈源天线仿真设计.................................................................303.6超宽带双极化馈源天线设计结论.................................................................453.7超宽带双极化馈源天线实验样机及测试.....................................................453.8超宽带双极化馈源天线研究结论.................................................................54第4章双频圆极化微带天线的设计.......................................................................554.1引言.................................................................................................................554.2双频圆极化微带天线指标要求.....................................................................55i 西安电子科技大学硕士学位论文4.3双频圆极化微带天线技术难点.....................................................................554.4双频圆极化微带天线实现方案.....................................................................564.5双频圆极化微带天线仿真设计.....................................................................564.6双频圆极化微带线设计结论.........................................................................644.7双频圆极化微带天线实验样机及测试.........................................................654.8双频圆极化微带天线研究结论.....................................................................68第5章结束语...........................................................................................................715.1论文研究的主要成果.....................................................................................715.2需要进一步研究的问题.................................................................................71参考文献.........................................................................................................................73致谢.................................................................................................................................77作者简介.........................................................................................................................791.基本情况...............................................................................................................792.教育背景...............................................................................................................793.在学期间的研究成果...........................................................................................79ii 第1章绪论第1章绪论[摘要]：本章阐述了超宽带天线与双极化天线的特点，描述了超宽带天线与双极化天线的研究现状，并阐明了论文的选题背景和意义，最后给出了本文的主要研究内容及工作安排。1.1超宽带天线与双极化天线的特点1.1.1超宽带天线概念及应用（1）超宽带天线的定义UWB（Ultra-Wideband，超宽带）的概念最开始时是出现于D.R.Sa在1942年[1]提交的专利里，该专利是关于随机脉冲系统的。2002年2月，FCC（FederalCommunicationsCommission，美国联邦通讯委员会）规定3.1-10.6GHz为民用通信的超宽带范围，还规定在此频段范围内有效各向同性辐射功率（EffectiveIsotropicRadiatedPower，简写为EIRP）不能超过[2]-41.3dBm/MHz，并对其定义重新进行了调整：ff25%DARPAHL带宽（BandWidth，简写为BW）：BW=100%0.5ffHL20%FCC其中，f和f是工作频带的最高截止频率和最低截止频率，DARPA（DefenseHLAdvancedResearchProjectsAgency，美国国防部先进研究项目局）也对超宽带做出了比FCC更为严格的定义。（2）超宽带天线的要求及应用在UWB系统中，天线要把馈入的某信号波的形状不失真地辐射到自由空间。为此，UWB系统中的天线应该满足如下的三个特点：a、输入阻抗应该具有宽频特点UWB天线的匹配特性要求其输入阻抗应该在全部的要求带宽范围里具一致性，此一致性才能使波形可以不失真地辐射至自由空间。b、相位中心在全部要求带宽保持稳定c、方向图在全部要求带宽保持稳定UWB天线的辐射方向图应该在全部工作带宽范围里保持一致，只有这样才能确保信号可以不失真地辐射出去。随着电子通信系统与技术的快速发展，对应用在射电天文、现代雷达等众多领域的UWB天线也提出了更加苛刻的要求，除了要求天线不仅有超宽频的辐射性能之外，并且要进行一定的小型化处理。因此，如何设计各项指标均优良的UWB天线是当下的一个热点方向。UWB天线的一个重要的应用领域为射电天文领域，在该领域利用电磁波来观1 西安电子科技大学硕士学位论文测和研究太阳的活动，频率不同的无线电波表现的特性是不同的。为了便于在较高的时间、空间和分辨率的水平上观测太阳活动，国内外建设了很多大型的射电望远镜阵列，最有名的应该是方形千米阵列（SquareKilometerArray，简写为SKA），可用频带能够达到0.1~25吉赫兹；我国也自主设计和建成了厘米-分米波射电频谱日像仪（ChineseSpectralRadioHeliograph，简写为CSRH），CSRH的频带也可达[3]0.4~15GHz。UWB天线的另一个重要的应用领域为军事领域，随着相关科学技术的迅猛发展，作为防御像隐身飞机以及巡航导弹等重要作战武器的军事雷达系统性能的优劣可以说直接关系到战争的成败。其中的UWB雷达系统在分辨率方面有着明显的优势，它的分辨率非常高，可以获取目标的很细微的特征，在反隐身以及反导等许多方面有着很重要的用途。UWB天线还有一个重要的应用领域为无线通信领域，电磁环境变得越来越复杂，导致的必然结果就是无线电波的衰落更加剧烈，通信质量受到严重的影响。为了应对越发复杂的电磁传播环境，一种的新型的传输手段产生了。超宽带无线传输这种新型的传输技术有着很强的抗干扰能力，复杂的无线电环境对其产生的[4]影响较小，在当前越来越复杂的无线电传输环境有着很重要的作用。1.1.2双极化天线的概念及应用（1）双极化天线的定义双极化天线，就是一个单独的天线能够辐射两种不同极化的电磁波，即一个天线具两个正交的极化。众所周知，两个极化如果是正交的话，就不存在互相干[5]扰。（2）双极化天线的要求及应用随着当代通信需求的不断升级，多极化成为现代无线电的热门方向。越来越多的天线学者对新型的双极化天线拥有了很高的研究兴趣。为了满足无线通信的诸多要求，双极化天线似乎成为众多系统的天线的必然选择。以原理进行划分，[6]双极化天线的应用可分为以下四类：a、频率复用理论上分析，传播中的互相正交的电磁波不存在干扰。同时传播两路互不干扰的电波信息，信道容量必然会扩大；或者令天线的一个端口发射，另一个端口作接收，获得收发双工的效果。b、实现极化捷变极化捷变的意思是两个极化之间能够实现快速的切换。如果利用3dB电桥引入90°的相位差，那么天线还可以辐射圆极化波。c、极化分集2 第1章绪论伴随着越发复杂的无线电传输环境，多径干扰势必会越来越严重。不过，极化分集技术却能够减弱多径干扰带来的影响。所以，利用双极化天线可以大大的提高许多通信设备的性能。d、此外，双极化天线还可以一定程度上提高整个设备的灵敏度另外，还有一种天线形式就是双频圆极化天线，即天线在两个不同的频率点上发射或接收两种正交圆极化的电磁波，也成为当今天线研究的一个热点问题。这种天线也可以实现天线共用和收发双工，已达到扩大信道容量和简化系统结构[7]的效果。目前，获得双频圆极化的手段一般有下面三种:a、利用叠层结构，每层负责一个频段；b、把天线做成宽带，使其能覆盖需要的两个工作频段，这种方法的缺陷在于只能收发分时工作；c、把两个辐射片嵌套在一起，这种设计方法要受内外符合贴片尺寸的限制，故对频率比有一定的要求。1.2国内外研究现状上节阐述超宽带天线及双极化天线的特点，本节将对此两类天线的研究现状进行阐述，同时指出亟需解决的工程难题。1.2.1超宽带天线的国内外研究现状在最近的几十年里，超宽带技术获得了持续快速的发展，技术革新可以说是日新月异。自二战以来至今，UWB天线技术快速成熟起来。频率无关天线作为一种新型的UWB天线被V.Rumsey提出，如螺旋天线、锥削缝隙天线、对数周期天线等，自此第一批平面结构的宽带天线问世了（如图1.1所示）。此后，对经典宽带天线的平面化设计似乎成为了一种热门研究方向，当然也获得了许多实用型[8]的成果。（a）、平面螺旋天线（b）、对数周期天线（c）、锥削缝隙天线图1.1平面超宽带平面天线在接下来的时间里，随着UWB天线的不断升温，对UWB天线研究成果的报[9-11]道和发表也越发的频繁。最常见的结构当属平面单极子天线；为了进步展宽其[12-17]工作带宽，不对称结构和分形结构被引入。近年来，优化算法也被引入以对3 西安电子科技大学硕士学位论文[18,19]天线的辐射结构进一步的优化。与此同时，国内的学者对于UWB天线的发展也做出了很大的贡献。西安电子科技大学张福顺教授领导的课题组研制了2-15GHz超宽带互补型双对数周期馈源[20]天线。1.2.2超宽带天线需要解决的问题综合国内外关于UWB天线的研究，大部分都没有对以下两个问题进行深入研究：1、相位中心是否在超宽频带内保持稳定；2、天线尺寸能否进一步小型化。这两个问题如果不能很好地解决，那么超宽带天线的应用范围无疑就会受到很多限制，特别是在射电天文领域的应用。对于第一个问题的解决，Per-SimonKildal教授以及YangJian教授先后研究设计了以级联的折合对称振子的形式，此天线称[21]为ELEVEN天线。图1.2为双极化ELEVEN天线形式。图1.2ELEVEN天线示意图本文将在ELEVEN天线的基础上，主要对天线的口径小型化以及在宽频带的范围里保证相位中心的稳定度等难点进行研究。研究的背景和目标为可应用于反射面馈源的低剖面、小型化、超宽带的馈源天线。1.2.3双极化天线的国内外研究现状对无线电波回波信息的研究已有好几十年的历史，大部分的理论已较为完备。不过，对天线极化的研究取得的成果，只是最近十余年的事情。于20世纪五十年代起，包括G.A.Deschamps、HMueller等在内的一部分学者对雷达的极化进行研究。其中，Briehel提出了自己的理论——三参数轨迹法；最佳极化的概念也被Kennaugh提出；这两项理论的提出构成了雷达极化的初步理论，[22]是后续进行深入研究极化的理论基础和前提。[23]近年来，国内外学者不断提出了一些新想法，H.-T.Zhang等人设计了一种应用于SAR的新型双极化波导天线，该天线的突出优点是交叉极化很低；F.-G.[24]Zhu等人提出了一款小型化、超宽带、双极化天线，属于锥形缝隙天线；JustinA.[25][26]Kasemodel设计了一种超宽带、双极化的盘状天线；Y.-H.Cui等人提出了一款应用于2G/3G/LTE基站的超宽带双极化平板天线。关于双频圆极化天线，雷达系统、卫通系统等诸多系统里都会到这类可以收4 第1章绪论发共用的天线。目前，国内外也发表了一些实现方法。一种是研究了利用叠层来实现双频圆极化辐射特性，即每层辐射片形成一个频段的圆极化电磁波；一种通过在圆环型辐射贴片的内边缘加载“L”形枝节实现；还有是通过在圆环型缝隙的[27]外边缘加载不同长度的十字缝获得了双频圆极化性能。1.2.4双极化天线需要解决的问题尽管有不少的文献都发表了关于双频双极化的设计方法，不过关于单馈形式微带天线具有双频圆极化的文献发表并不多见。单馈点天线具有明显的优势，就是结构简单；与双频圆极化的缝隙天线比较，微带天线是单向辐射，在增益方面优势比较明显。本文基于一个馈电点双频圆极化微带贴片天线的优势，对其辐射原理和实现方法进行研究。研究的目标在于设计一款单个馈点形式的双频圆极化微带贴片天线。1.3选题背景和意义综合以上两小节的研究现状，已经充分证明超宽带天线和双频圆极化天线已经成为包括雷达系统、卫通系统在内的众多系统设备里不可或缺的一部分，对诸多系统性能的优劣起决定性作用。对于UWB天线，目前已被设计和报道的UWB天线绝大部分没有涉及口径小型化，高的相位中心稳定性的技术要求，这就明显地局限了宽带天线的应用范围，特别是在双极化反射面馈源方面的应用。而反射面天线具高增益的明显优势，被广泛应用于射电天文等诸多领域。为了使反射面天线能够拥有优良的超宽频带、双极化的辐射特性，故本文以此为目标，对反射面天线的馈源天线进行研究，对宽频带、双极化的天线进行设计，使其可以大型反射面天线的馈源天线，具有一定的工程应用价值和意义。对于双频圆极化天线，现代无线通信系统的容量不断扩大，同一系统设备内不同天线间的干扰就不容忽视了。解决此问题的一个直接办法就是把系统的天线个数减少，把天线设计成多频段、多极化。这样的话，设备内的多个功能区就可以共用一个天线。不过，能够满足技术要求的多频段不同旋向的圆极化天线却发展相对缓慢，还有许多难题需要解决。故本文以此为研究背景，研究的目标在于设计一款单馈点形式的双频圆极化微带贴片天线，具有一定的工程应用价值和意义。1.4本文主要工作和内容安排通过对超宽带天线和双极化天线的特点的介绍，及对这两大类天线的发展和研究现状的阐述，针对上一小节关于这两大类天线所提出的难点，本文的主要研5 西安电子科技大学硕士学位论文究工作从以下两个部分展开：第一部分以低剖面、宽频带、双极化反射面馈源天线的工程应用为研究背景，论述了一种口径小型化、具有很好的相位中心稳定度的ELEVEN天线的设计方法，通过仿真优化与实验样机的调试与测试，结果证明所设计的天线在一定程度做到了口径小型化与高相位中心稳定度的技术问题，完全可以作为反射面天线的馈源，满足了技术指标要求，天线样机已交付甲方，应用效果良好。第二部分以单馈点双频圆极化微带贴片天线的应用为研究背景，论述了单馈点双频圆极化微带贴片天线基本理论，阐述了单馈点双频圆极化微带贴片天线的主要设计方法，通过仿真优化与样机的测试，结果表明所设计的天线达到了预定电性能指标，可作为需要相关功能的现代通信系统中天线的优秀候选对象。本文的内容安排如下：第一章绪论。描述了超宽带天线及多极化天线的特点；讨论了超宽带及多极化天线的发展现状并就选题的背景与意义及主要研究工作和内容上的安排进行了说明。第二章相关基本理论。主要论述了与后续章节的研究工作相关的基本理论。论述了天线基本参数，阐述了最常用的求解电磁场方法——矢位法，并说明了超宽带天线和微带天线的相关理论及实现圆极化、双频的方法。第三章设计并研制了低剖面、双极化、超宽带ELEVEN天线，测试结果表明所设计的天线满足了技术指标，满足了工程应用要求。第四章设计和研制了单馈点双频圆极化微带天线，测试结果表明所设计的天线达到了预期的技术指标。第五章结束语。对所做的工作进行了概括和总结，并指出了本文还未解决或接下来深入研究的问题。6 第2章相关理论第2章相关理论[摘要]：本章阐述了与后续章节研究工作相关的基本理论。论述了天线基本参数，阐述了最常用的求解电磁场方法--矢位法，并讨论了超宽带天线和微带天线的相关理论及实现圆极化的方法，为后续内容的研究提供了理论支持。2.1引言为了使本文具自包含性，本章论述了后续的章节要用到的相关理论。本章主要阐述了天线基本参数，最常用的求解电磁场方法—矢位法，超宽带天线与微带天线的相关原理及实现圆极化的方法。2.2天线的基本参数2.2.1天线的带宽天线的带宽是指所设计的天线的各个性能参数所满足要求指标的频率范围。一般地，表示带宽的方法有绝对带宽与相对带宽两种。绝对带宽指的是天线工作的最高频与最低频之差，即BWfmaxfmin(2-1)相对带宽为一个比值，即绝对带宽比上中心频率：ffmaxminBW(%)100%(2-2)0.5(ffmaxmin)2.2.2天线的极化天线在某方向上的极化是天线在该方向所辐射的电波的极化（对发射天线而言），或天线在该方向接收获得最大功率（极化匹配）时入射波的极化（对接收天线而言）。天线的极化通常是指最大接收方向和最大辐射方向的极化；还有就是波的极化，指的是无线电波的特定场矢量的极化。此场矢量通常指的是电场矢量。在固定点处，单一频率的电场矢量极化指的是矢量端点运动轨迹的取向、形状和旋转方向。下面就具体的极化分类来详细表述。图2.1椭圆极化7 西安电子科技大学硕士学位论文图中，设一无衰减的平面波沿+Z方向传播，其电场可以由如下表达式表达：Ezt(,)xEztˆxy(,)yEztˆ(,)(2-3)式中，Eztx(,)Exsin(wtzx)(2-4)Ezty(,)Eysin(wtzy)(2-5)式中，E和Ey分别为电场矢量沿xˆ和yˆ方向分量的幅度；xx和y分别为电场矢量沿xˆ和yˆ方向分量的相位的初始值；为传播常数。具体的极化分类有以下三种：（1）椭圆极化当电场矢量沿xˆ和yˆ方向分量满足EExyn>0=0,1,2,n逆时针(2-6)xy20=0,1,2,n顺时针时，随着时间变化电场矢量的末端轨迹为一个椭圆，椭圆的长短轴之比为轴比(AxialRatio，简写为AR)，1AR。（2）圆极化当电场矢量沿xˆ和yˆ方向分量满足EExy1+(2)nn1,2,3...逆时针2(2-7)xy(12)nn1,2,3...顺时针2时，随着时间变化电场矢量的末端轨迹为一个圆形。（3）线极化电场矢量沿xˆ和yˆ方向分量满足xynn1,2,3...(2-8)[28,29]时，电场矢量的末端始终在一条直线上运动。2.2.3天线的方向系数和增益增益G和方向系数D是天线最常用到的两个电参数。方向系数D表征天线所辐射电磁能量的集束程度，其定义为在远场区的某一球面上最大功率通量密度2P(,)max(Wm)与其平均功率通量密度P(,)av之比，即DP(,)maxP(,)av(2-9)增益G比方向系数D多考虑了输入功率与辐射功率之间能量转换效率的影8 第2章相关理论响。增益G与方向系数D的关系为：GD(2-10)式中，[28,29]为效率因子(01)，是无量纲。2.2.4天线的相位中心（1）天线相位中心的概念天线辐射电磁波可等效的看成由辐射源中心辐射，也就是说等效源点就为天线的相位中心；一个确定的天线有且只有一个相位中心。对于辐射球面波的天线而言，球面波的球心就是其相位中心。毕竟标准的球面波辐射是不存在的，故上面所说的理想的相位中心并不存在。因此，一个新概念叫视在相位中心被提出，简称叫做“视在相心”，其含义为主波束附近左右某一范围角度如果相位保持近似恒定，则该天线的相心位置就可以由这部分等相面近似确定。（2）天线相位中心的测定方法图2.2给出的是远场确定视在相心的示意图。将安装在E点的发射天线与安装在B点的接收天线的主波束进行对准，原点O重合于转轴，ABC是一条等相线。该等相线以O点为中心，与原点距离为R。线段a的距离可以由B点的接收天线的相位测量得到。然后，把发射天线转至D点，△BOD中，由余弦定理可得：222rdRa2Racosq()(2-11)把r=R-a代入式（2-11）得：dd(1)a2R(2-12)d1cosR当R>>d时，式（2-12）可简化为：da(2-13)1cos9 西安电子科技大学硕士学位论文BEFGADCOE'图2.2远场测定相位中心示意图需要格外注意，测量时要保证所要测量的天线的相位中心务必重合于转轴。可以通过移动转轴得到与图2.3(c)近似的相位方向图，当接近图2.3(c)时，可近似知道相心的变化量d，公式为d(2-14)k2式中，为相差值；[30]表示工作波长。(a)相心在转轴右前方(b)相心在转轴正前方10 第2章相关理论(c)相心在转轴上图2.3相心相对转轴三种位置时的相位方向图2.3矢位法许多情况下，直接法求解电磁场问题有很多不方便之处。为此，一种较为方便的方法就是，我们不去直接求解麦克斯韦方程或波动方程，而是先求解辅助函数间接求得电磁场的解。常用的辅助函数包括矢量磁位与标量电位。下面就是具体的求解过程：从麦克斯韦第三方程B0开始,来引入一个辅助函数A，并且，令BA(2-15)式中，B为磁感应强度；A为矢量磁位。带入麦克斯韦第二方程，可得：A(E)0(2-16)t式中，E为电场强度；A为矢量磁位。然后引入另一辅助函数，AE(2-17)t即AE(2-18)t式中，E为电场强度；A为矢量磁位；为标量电位。11 西安电子科技大学硕士学位论文所引入的辅助函数A成为矢量磁位，称为标量电位。先求解A和，再利用（2-15）和（2-17）可得到电磁场。为了得到A和满足的方程，将（2-15）和2（2-17）代入麦克斯韦第一方程，并且利用公式(a)(a)a，可得：22AAAJ()A(2-19)20ttt式中，J为外加电流密度,；0A为矢量磁位；、、分别为媒质的介电常数、磁导率和电导率。前面给出了矢位A的旋度。只给出了一个矢量的旋度是不能确定该矢量的。为了单值的确定A和，引入一个附加条件：A0(2-20)t式中，A为矢量磁位；、、分别为媒质的介电常数、磁导率和电导率。此条件称为洛伦兹条件，此方程表达了A和之间的关系。由洛伦兹条件结合麦克斯韦方程组，电流连续性方程可以被推导出：J(2-21)t式中，J和为分界面上的面电流密度和面电荷密度。把（2-20）代入（2-19），得到矢位A的波动方程：22AAAJ(2-22)20tt式中，J为外加电流密度；0A为矢量磁位；、、分别为媒质的介电常数、磁导率和电导率。将（2-17）左右分别取旋度，利用洛伦兹规范得到的波动方程：22(2-23)2tt式中，为分界面上面电荷密度；为标量电位；、、分别为媒质的介电常数、磁导率和电导率。12 第2章相关理论对于时谐场，如果观察点处=0，那么洛伦兹条件变为：Aj(2-24)式中，为频率；A为矢量磁位；、、分别为媒质的介电常数、磁导率和电导率。则A和所满足的波动方程变为：22AkAJ(2-25)022k(2-26)式中，22k为波数，k；A为矢量磁位；J为外加电流密度；0为标量电位；、分别为媒质的介电常数、磁导率。求得A之后可以得到：1HA(2-27)1EjA()A(2-28)j式中，H为磁场强度；E为电场强度；A为矢量磁位；、、分别为媒质的介电常数、磁导率和电导率。根据对偶原理，可以得到假想源——磁流源M的情况，矢量位F满足下面方程：22FkFM(2-29)式中，F为磁流源激发的矢量磁位；M为磁流源；22k为波数，k；为媒质的介电常数。由M激发的电磁场可写为：13 西安电子科技大学硕士学位论文1EF(2-30)F1HjFj()F(2-31)F式中，E为磁流源条件下的电场强度；FH为磁流源条件下的磁场强度；FF为磁流源激发的矢量磁位；、、分别为媒质的介电常数、磁导率和电导率。然后，就是根据电流源J和磁流源M的情况求出A和F。求出电流源J的辅助函数A，其中：jkReAJdv(2-32)4Rv式中，A为矢量磁位；R为源点到场点的距离；为媒质的磁导率。求出磁流源M的矢量位F，它们之间的关系为：jkReFMdv(2-33)4Rv式中，F为磁流源激发的矢量磁位；R为源点到场点的距离；为媒质的磁导率。然后，由式（2-27）和（2-28）求E和H，由式（2-30）和（2-31）求E和AAFH。F最后，求总场：11EEEjAj()AF(2-34)AF和11HHHAjFj()F(2-35)AF式中，E为总电场强度；H为总磁场强度；E和H为电流源激励的电场强度与磁场强度；AA14 第2章相关理论E和H为磁流源激励的电场强度与磁场强度；FF[29]A为矢量磁位。2.4超宽带天线基本理论天线若要得到超宽带辐射特性，就一般而言，通常是利用以下三种方法获得：（1）引入不连续的谐振展宽带宽不连续的谐振会造成天线的品质因数的降低是这种方法可以展宽带宽的原因，包括了双锥和盘锥天线等。（2）适当的设计改变末端绕射经过一定的结构设计或者附加吸收性加载来改变天线末端的电磁绕射是这一类天线具有宽频带特性的实现方法。不过，这种设计方法的增益与方向图不能够做到频率无关。a、吸收性加载型这类方法改变末端的绕射是很有效果的，不过明显的缺点就在于很大程度上降低了天线的辐射效率。因此，如何平衡减小天线末端的绕射与天线辐射效率的关系是这类方法主要解决的问题。b、弯曲辐射臂型如图2.4所示，辐射臂经过弯曲设计后天线结构的末端绕射变得平滑，这样可以很好地展宽天线的工作带宽。这类天线所能工作的的最高频率直接受辐射臂开始弯曲时的曲率和辐射臂的结构的影响；而最低频的半波长对应的物理尺寸一般近似为辐射臂的长度。图2.4弯曲辐射臂用于控制末端绕射当然，以上两种设计方法是可以同时使用的，这样做的前提是牺牲天线的辐射效率，不过优点是可以综合两种方法各自的优点，得到的辐射方向图基本上与频率无关。（3）、对外形和结构尺寸进行特殊化设计15 西安电子科技大学硕士学位论文这一类设计方法在宽带天线设计时用的最为广泛，最常用到的与频率无关的结构有对数周期结构和互补结构。不过要获得良好的宽频带效果，如何馈电和互耦的影响也是必须要考虑的问题。以下从四个方面讨论这类设计方法的思路：a、辐射结构设计为可频率缩放一般而言，等效的线电流产生的远区场的表达式为：jkrea''jkx'HxJkxe,dx(2-36)x4ra式中，2a为天线的有效口径。''从(2-36)可以看到，若Jkx,Jkx，且a常数，则远区场基本可以xx做到与频率无关。b、有效工作区有效工作区的意思就是为在工作频率一定的情况下，天线应存在这么一个区域，该区域中辐射的一切电波在不管什么时刻其相位和极化都具有相同的。而该区域之外的场很小以致能够忽略不计。如图2.5所示，从箭头所指的电流分布可以看出处在有效工作区内的那两个单元的电流是同向的。只有有效工作区的振子始终处于谐振，天线的辐射才能是强烈的。之所以这一类设计方法能够得到很强的辐射特性，就是因为这种结构能保证电流一从有效辐射区流出，就能迅速的抵消和衰减。图2.5对数周期偶极子天线电流分布c、相邻模式之间的紧耦合有效工作区设计好之后，下一个需要考虑的问题就是只有相邻的有效工作区之间的切换和过渡只有足够的平滑才能确保天线在超宽频带内的平稳性。如图2.6所示，阿基米德螺旋天线表面电流的相位分布中，只有螺旋线足够紧密才能确保天线在超宽频带内的平稳。16 第2章相关理论图2.6阿基米德螺旋天线表面电流的相位分布d、激励置于天线的高频段馈电激励在高频处的好处是可以避免高次模的出现。如此的话，可以保证绝[4]大多数的低频能量可以比较顺利的进入到低频的工作区域。2.5微带天线基本理论微带天线是在介质板上，一面敷上金属箔，另一面用光刻腐蚀技术作出某特定形状的贴片，用同轴线，或者微带线，或者其他传输线对贴片馈电所构成的一种天线。图2.7给出了几种形式的微带天线结构。图2.7微带天线结构为了增强天线的辐射作用，因为工作波长一般远远大于厚度h，所以介电常数一般应选的小一些来尽量增强贴片边缘场，图2.8所示辐射贴片为矩形的微带r天线尺寸为LW，通常L的长度是半个波长，辐射在W和接地板之间产生。由于两个L边相距大约半个波长，因此两个边缘电场垂直分量是反向的，它们的远区场可以互相抵消，但是两个切向分量是同向的，它们的远区场互相加强。天线贴片最大辐射方向与天线平面是垂直的。于是，微带天线可用两个同相激励，相距半波长的缝表示，其它形状的贴片，当然也可以用等效方法来分析。17 西安电子科技大学硕士学位论文图2.8矩形微带贴片天线结构以上讨论的辐射机理基于的理论是传输线理论。这种理论的思想为将矩形辐射片的两个开路端分别等效为两个缝隙，这两个缝隙的电性能相同；然后，求得每个缝隙上的电场的切向分量，其后，就可以得到每个缝隙的面磁流密度；最后把两个缝隙看做一个二元阵，并可以求得该二元阵的远区场，输入阻抗可以通过等效传输线计算得到。图2.9缝隙的坐标系在传输线模型分析中，辐射主要由长度边缘产生。该贴片被等效为在X-Y平面内，间距半个波长的两个缝隙，每个缝隙具有相同的磁流源M。2VoM2zEˆzˆ(2-37)xh式中，M为等效磁流源；V是加于缝上的电压，V不随X变化；ooh为介质基板厚度。对于单个激励源，距离原点为r的场为：exp(jkr)oEjVWk2F()(2-38)oo4rE0(2-39)式中，E和E为电场强度的分量；F为方向性函数；V是加于缝上的电压，V不随X变化；oo18 第2章相关理论W为贴片宽度；k为波数；or为场点距原点的距离。khkWoosin(sincos)sin(cos)F(,)22sin(2-40)khkWoosincoscos22式中，F为方向性函数；h为介质板厚度；W为贴片宽度；k为波数。o当2时，E面的F()就简化成了：khosin(cos)F()2(2-41)khocos2式中，F为方向性函数；h为介质板厚度；k为波数。o同样地，当2时，F()在H面则简化为：khosin(cos)F()2sin(2-42)khocos2式中，F为方向性函数；h为介质板厚度；W为贴片宽度；k为波数。o两个间距L的缝隙相当于二元阵，E面总的F为：khosin(cos)kL2oF()cos(cos)(2-43)Tkho2cos2式中，L为缝隙宽度；19 西安电子科技大学硕士学位论文F为方向性函数；h为介质板厚度；k为波数。oH面的方向函数是与L没有关系的函数，可以由（2-21）得出。当h时，辐射功率P为：or2VIo1P(2-44)r2240式中，22kWocosP为辐射功率，Idsin()tansin为辐射电流；r120V是加于缝上的电压，V不随X变化。oo辐射电阻R为：r22V120oR(2-45)r2PIr1式中，R为辐射电阻；rV是加于缝上的电压；oP为辐射功率；rI为辐射电流。1关于微带天线的分析理论一般分为以下三种：①最早的传输线模型理论。②罗远止等人提出腔体模型理论。③最严格的全波理论。从原理上讲，该理论可用于形状规则或不规则的贴片，基片的厚度也不再成为理论的局限，然而，要受计算时间的长短和计算精度的限制。当然，随着理论不断的发展，出现了一些其他[29]方法，例如格林函数法，多端口网络法等。[31]一般情况下，用的最多的一种分析理论为腔体模型理论。这种理论的适用分析对象为任意形状的、天线的工作波长远远大于厚度的微带天线。把微带天线等效成上下表面为电壁、四周侧面为磁壁的腔体是该理论的基本的思想，见图2.10。图2.10谐振腔模型20 第2章相关理论该理论分析的前提为两个假设：（1）由于该理论的分析对象为天线工作波长远远大于厚度h，所以可近似认为：腔体里边的场只存在Ez分量且Ez与z无关；并且，假设Hz=0。所以，沿着z轴方向，腔体里面没有TE波，只存在TM波。（2）第二个假设就是辐射贴片边界上的电流都是严格平行于边界的，并且不存在垂直于边界的电流存在。基于这样的假设，微带天线的侧壁就成了磁壁，也就是微带天线等效变成了侧面为磁壁、上下面为电壁的介质腔体。就一般理论而言，如果电壁和磁壁组合成封闭的区域，区域外的场都是可以被隔绝的。但是该理论在这里并不适用，原因在于微带天线的侧壁固然已经被等效成磁壁，不过毕竟是与自由空间相连的，属于自由空间的一部分。因此，外部场需要被计算的时候，微带天线的侧壁的Ez分量也就可以等效为磁流MEzˆnˆ。z空腔模理论一般分为两种：多模理论与单模理论。单模理论较多模理论而言要简练一些，在无源区波动方程可以写做：22(kE)0(2-46)式中，k为波数，k。把已经假设好的EzˆEx(x,y)代入到上述无源区波动方程里，则式(2-46)变成了：22(tzkE)0(2-47)继而，可得：HzˆtzE/j(2-48)式中，Ez下标t的意思是只对横向坐标而不对纵坐标z运算。在侧壁上0，如若n辐射贴片是矩形的，侧壁的法线nˆ的方向就对应xˆ方向和yˆ方向，即：EEzz0,0(2-49)yxxL0,yW0,因此，可得到上式的解：mnEEcosxcosyz0LWnEmn0Hjcosxsiny(2-50)zWLWmEmn0HjsinxcosyyLLW式中，21 西安电子科技大学硕士学位论文22mn2m、n均为整数，不同时为0，并且k,E0V/h；LWV表示激励电压；L为矩形贴片的长；W为矩形贴片的宽。当m=1，n=0的情况，对应于基模。把m=1，n=0代入(2-50)并且L2时，传输线理论与空腔模型理论解出的场是一样的。对于远区场的计算，单模理论所计算的磁流仅当x=0，L时的情况，因为两侧边磁流所辐射的电磁波为交叉极化且磁流等幅反向，并可大致相互抵消，故把其忽略是合理的。到此我们就可以得出结论，若微带天线的辐射贴片形状为矩形，传输线理论和腔体模型的单模法基本是一样的。单模法虽然简练，不过是存在一定缺陷的。那就是这种模型只有一种谐振模式在谐振腔里，当且仅当天线实际的工作模式与计算的谐振模式全部一致的时候，所得到的结果才是准确无误的。不过这种情况一般是不存在的，因为这类天线的馈电大多采用同轴馈电的形式。这种形式下，必然会同时有多个高次模的存在。这种情况下，多模分析法需要被用到，多模分析法是对激励频谱展开进行计算可以得到更加准确的场的解。这种情况假设腔体内为有源，源的大小为Jz时，此时腔体内Ez的波动方程变成：22()kEzzjJ(2-51)式中，k0k0r(1jtan)，其中，tan为损耗角正切。模式展开法被用到求解式(2-46)，其解可以写做多个本征模相叠加的形式。解方程（2-46）可以得到其本征函数：22(kmn)mn0(2-52)并且，mn在磁壁处边界条件mnn0必然会被满足，其中n指的是侧壁的法向量。如果微带天线的辐射贴片的形状是规则的，那么本证函数mn就可以利用分离变量法这种较为简单的方法就得。辐射贴片为矩形的情况，如下图所示：mxnymnCmncoscos(2-53)ab与之对应的：22mnkmn(2-54)ab式中，22 第2章相关理论a、b为矩形贴片的长和宽；m、n均为整数，不同时为0。图2.11空腔模型几何关系每个本证函数都是满足上述边界条件的，因为本征函数之间是相互正交的。每个本征函数之和即为式(2-52)的解：EAzmnmn(2-55)mn,继而，内场的解就可写做：*1JzmnEzjk0022*mn(2-56)mn,kkmnmnmn式中，已代入k,120,k2，k2，000000000000kk1jtg是近似于实数的复数(tan1，典型值是0.001)，k值大小与0r谐振频率有关；k叫做截止波数，k值的大小由m、n以及天线的尺寸决定。m、n的值mnmn对应所求的天线工作在第(m,n)模，即为TM模谐振。mn如果微带天线的馈电方式为探针馈电，可将矩形贴片（图2.11）等效看作中心点位于(x,y)，宽度d沿x方向（或y方向）的电流辐射片，电流大小为I。0000得：Idd000,,xxxyy000Jd22(2-57)z00,其它其中，d的大小稍微比实际的尺寸稍大一点，因为存在边缘效应。0各个谐振频率可由式(2-56)计算出来，令kk，并且若用代替，0rmner则得到的谐振频率更加接近于实际，即：22cmnfmn(2-58)2eab或23 西安电子科技大学硕士学位论文2152nafmn()GHzm(2-59)acm()eb式中，a、b的大小比实际尺寸a′、b′稍大一点，因为存在边缘效应：1aa2lb()2(2-60)bb2la()其中，l(w)值的大小可根据下面公式计算得到：l(e0.3)(Wh/0.264)0.412(2-61)h(e0.258)(Wh/0.8)r1r110h1/2()w可由(w)(1)求得。ee22wTM10模是最常见的工作模式，其场为：yEBz01cos(2-62)b这与传输线法得到的结果一样。2.6微带天线圆极化技术任何电磁波的电场矢量的随时间变化的末端轨迹形状为椭圆，如下图所示。该椭圆长轴的长度2A比上短轴长度2B的值即为轴比，或表示为rAB，1R。表示成分贝的话，有：ArdB()20lgr20lg(2-63)B便于区分左右旋极化波，规定r为正对左旋波；r为负对右旋波。这样，只要知道轴比r和倾角那么任意极化都可以被确定。图2.12极化椭圆就通常而言，一般通过以下三种方法来实现圆极化，这是那种方法分别为单馈法、多馈法和多元法。单馈法产生圆极化的方法为是通过简并模分离单元产生两个简并模，这两个模式是正交极化的。几何微扰如何确定是单馈法的关键，其中需要确定的有微扰元的大小、形状与位置。单馈法有着明显优点，那就是任意贴片都可以用这种方24 第2章相关理论法，结构相对简单，成本低。多馈法意思是说选择多个位置对天线进行馈电，最常利用的为在空间正交的两个位置上分别馈入时间正交的电流。馈电网络的选择和设计是该方法需要首先考虑的问题。这种实现方法的优点是带宽较宽，但是缺点为天线形式因为馈电网络的原因变得比较复杂。多元法的实现方法是通过并馈或者串馈多个辐射单元，每个辐射元都是线极化的。然后选择合理的排布形式对所有辐射单元进行排布，这样就可以得到圆极化辐射特性。多元法的优点很明显就是增益很高，带宽也比较宽；不过缺点为天[32,33]线本身尺寸比较大，结构比较复杂。2.7微带天线双频技术如若微带天线具有双频特性，有一个前提就是在高低工作频段的匹配特性是相似的。所以，不破坏天线的固有结构前提下来对微带天线进行双频设计是不容易的。具有双频辐射特性的微带天线大致为以下三种：[34]（1）采用多模的形式由前面阐述的空腔模型理论可以知道，微带天线可以等效为上下辐射边为电壁、四周侧壁为磁壁的空腔。TM、TM和TM这三个模式是具有相同极化状102030态的三个谐振模式。TM模式是微带天线工作最多的谐振模式，基模；TM和1020TM的谐振频率分别两倍频和三倍频于TM，不过这三个谐振模式的辐射特性是3010相似的。不过，TM和TM辐射方向图并不完美，TM会有零点出现，TM旁20302030瓣很大。必须通过相关的技术手段，比如说引入微扰来改善这两个谐振模式的方向图形状。其中，利用两个正交模式TM和TM形成双频是微带天线中最常见、用的最1001多的一类，不过这两个工作频率的极化方式只能是正交的。不过这种思想也有明显的优点，不论何种形状的贴片都可以运用这种方法，另外只需要一个馈电点就可以使得这两个工作频段的阻抗一并匹配。a、同轴探针馈电同轴馈电是实际工程中用到的最多的。其中，每个工作频率都有一个阻抗匹配轴，在这个轴上都可以达到阻抗匹配；而在这两个轴的交点处如果进行馈电的话，就可以使这两个谐振频率同时达到匹配。这样的话，双频天线的带宽与相同馈电形式的单频段天线的工作带宽差不多。这种设计方法得到的双频微带天线的电性能要比之前介绍的具相同极化的双频天线好很多。b、缝隙耦合馈电缝隙耦合形式的馈电方法也是一种单馈的能够实现双频工作不错的馈电方法。一般来说，耦合缝隙的放置位置要与辐射边有一定的倾斜角度，缝隙的尺寸25 西安电子科技大学硕士学位论文和夹角的大小可以通过投影的方法大致得出：对两个边各自的投影就相当于激励各自的辐射边，匹配引入误差补偿的方法可以大致确定夹角大小，不过要再稍加调整，匹配段的长度基本上与所在频率的4等长。c、分别进行激励[35]当然，也可以对两个工作频段分别激励。在文献中，一个十字形缝隙对一圆形贴片分别进行激励，得到了两个谐振频点，其端口间的隔离度也大于等于[36]35dB，但是这种方法的双频比不易控制。针对这种缺陷，在文献中提出了一种改进办法，这种办法改变了辐射贴片的边缘形状，边缘形状是通过两个相同直径但是不同原点位置的圆形相交得到。这样就可以通过改变两个圆心的位置和之间的距离有效的控制双频比。并且，这种设计方法的端口间隔离度也不错。[34]（2）采用多辐射片形式这种设计方法是通过几个辐射片组合的形式获得双频辐射特性，其中每个辐射贴片都为单频段工作。下面分别对这种方法进行介绍：a、小双频比结构小双频比的双频微带天线的结构是几层辐射贴片的重叠，靠这种设计方法的到双频辐射特性的极化形式可以是任意的，可以相同也可以正交。这种设计方法的另一个作用就是若两个频率很接近的时候就可以起到展宽带宽的作用。该设计方法的馈电方式一般选择为对下层直接馈电，然后耦合到上层。如果两层辐射贴片的尺寸相差过大的话，耦合就会很弱。这样的话，上层贴片对应的谐振频率就有可能消失，所以，这种设计方法一般设计出来的双频比都比较小，也就是一点几；还有一种可以采取的馈电方式为直接对上层辐射片进行馈电，而下层辐射片上对应位置挖一个某大小的洞以易于同轴探针穿过。这种设计方法相比第一个馈电方法，很明显多引入了一个自由度，那就是洞的尺寸。这种方法设计出来的双频比也比上一种稍微大一些。需要指出的是，上述的两种馈电方法对应的两层辐射片相比单独工作时都会有一定的频率偏移，这是因为耦合的关系。这种设计方法因为存在着比较大的耦合，所以没有很成熟的设计公式可以运用。另外，还有一种设计双频天线的方法，就是把多个不同频段的谐振器印刷在同一块介质基板上。Croq和Pozar利用三个矩形对称振子让其平行放置，然后通过缝隙耦合馈电，获得了三频谐振的匹配特性。b、大双频比结构a中介绍的方法设计出的双频比都比较小，只有一点几。而在实际的工程应用里，包括雷达系统在内的很多很多系统都需要比较大的双频比。能够把双频微带天线的双频比设计的是很有研究意义的。其中，一种方法就是把其中每个频率的辐射贴片进行分离，用不同的馈电网络对其进行各自馈电。比如说，双频微带天26 第2章相关理论线把两个频率的辐射片和各自的馈电网络分别印刷在各自的介质板上，然后再把[37]这几层介质板层叠起来。在文献中就是设计了这样的一个叠层的天线阵列，该天线阵列的两个工作频段的双频比是比较大的。这种设计方法的优点很显然，就是每个工作频段基本都是独立的，与单频天线没有什么区别。当然，这样的说法是忽略了不同频段间的耦合为前提的，不过在很多情况下，不同频段间的耦合是不能够被忽略的。[34]（3）电抗加载贴片天线a、小双频比结构得到双频微带天线还有一种常见的技术就是应用电抗加载的技术。电抗加载的具体形式可以是陷入的凹槽、附加电容、在适当的位置附加短路探针等。一种较为常见的方法是在某个辐射片的边缘引入一条微带线，被引入的微带线引入了另外一个电尺寸，对应一个新的工作频率。这种设计方法的物理意义可以利用前面提到的传输线法加以理解。[38]文献首先提出这种加载的设计办法，并设计出了双频天线。具体方法是在辐射边引入了一条同轴线段，利用其长度的改变来有效地控制频率比。这种设计办法的优点很明显就是结构简单、频率比比较比较容易控制，缺点在于低频段的话电尺寸对应的物理尺寸变得很长，这种方法就不太适用了。针对此设计方法的[39]缺陷，文献介绍了一种改进型的结构，就是利用微带线去取代同轴线段；还有一种与之相对应的设计双频的办法就是把突出的微带线改成凹槽，这种方法的尺寸会更小。不过不管是“突出”还是“凹槽”，这两种设计办法的双频比都不会很大，一般都超不过1.5，要想获得更大的双频比还需要研究其他办法。b、大双频比结构为了把双频微带天线的双频比设计的更大，一种较为常见的办法就是在接地板和贴片之间的合适的位置引入电容或者短路探针，这样做的效果就是会使TM10或TM模式的频率产生偏移。例如，在TM模电流分布最弱的位置引入金属短路3010探针，这样的话TM的辐射特性基本不会被影响，而TM模却会受到强烈的影响，1030其谐振频率将发生比较大的偏移。如果同时引入几个短路探针，获得的双频比可以达到2-3。不过，这种方法存在明显的缺陷，那就是频率偏移之后的TM模式的30的方向图的旁瓣会比较高。若把短路探针换作电容器的话，那么双频比可以设计的更大些。27 西安电子科技大学硕士学位论文28 第3章超宽带双极化馈源天线的设计第3章超宽带双极化馈源天线的设计[摘要]：本章论述了低剖面、超宽带ELEVEN天线作为反射面馈源的设计方法。根据要求的各项指标，设计了低剖面、超宽带、双极化ELEVEN天线，并运用ANSYSHFSS对其进行了仿真优化。在此基础上，加工研制了天线样机，测试结果显示，所设计的低剖面、超宽带、双极化ELEVEN天线满足了各项要求指标，满足工程应用需求。3.1引言作为反射面天线的关键部件之一的馈源，会直接决定着整套设备的性能优劣。在天文射电望远镜系统中要求馈源天线具有超宽带且相位中心稳定以及双圆极化的特性，而目前研究的超宽带天线大部分都达不到这样的要求。如何设计超宽带、相位中心稳定度高以及双圆极化馈源，是本章所要讨论的问题。3.2超宽带双极化馈源天线指标要求下面列出了天线的要求指标：（1）工作频率：f~4f；（2）电压驻波比：VSWR≤2.5（90%以上频点）；（3）双端口隔离度：＞20dB；（4）极化方式：双圆极化；（5）方向图形式：定向；（6）天线10dB波束宽度：>100°（90%以上频点）；（7）增益：>5dBi（90%以上频点）；（8）相位中心不稳定度：≤±0.03（为最低频的工作波长）；maxmax（9）口径尺寸：≤700mm×700mm；（10）输入接口：50Ω-SMA。3.3超宽带双极化馈源天线技术难点结合上述的要求指标，可以总结出所设计天线的技术难点有以下几个：（1）小型化、宽频带由天线要求指标可知，天线的工作频段较低（f～4f），最低频对应波长为λ，如何解决天线的口径小型化问题（保证良好的增益指标）是该研究的难点之一。（2）具有确定的相位中心由天线的要求指标可知，所设计天线充当反射面天线的馈源，这就要求所设计天线必须具有稳定的相位中心，即天线的相位中心不随频率的变化而变化，如29 西安电子科技大学硕士学位论文何设计天线形式才能使天线具有稳定的相位中心是该研究的另一个技术难点。（3）具有良好的双圆极化特性由天线的要求指标可知，该天线作用为反射面天线的馈源，依据天线观测目标的特性，必须保证所设计天线具有良好的双圆极化特性，而双圆极化是采用双00线极化+3dB90移相器实现的，3dB90移相器是较为成熟的产品，因此，论文就以双线极化展开研究，从目前的工程应用来看，超宽频带双线极化馈源仍在研究中，所以，这无疑是该设计的第三个难点。（4）具有特定的辐射方向图根据天线的用途可知，该天线的方向图应该是单向辐射，并且应有相等的E面和H面波束宽度，这是另一个技术难点。3.4超宽带双极化馈源天线实现方案根据天线的相关理论，结合技术指标与上节提出的难点综合考虑，方案的选择大致如以下所述：根据上述技术难度分析，馈源应该有宽频带特性。常见的宽带天线有：对数周期天线、双锥天线、喇叭天线、螺旋天线、Sinuous天线、ELEVEN天线等等。当工作频带很宽的情况下，对数周期天线结构过大，且相位中心不稳定；双锥天线的方向图形状非定向且实现双极化较为困难；喇叭天线在所需频段内口径过大且很难实现双极化；螺旋天线只能辐射单一极化形式的波。结合以上分析，本章拟采用以平面ELEVEN天线作为单元，设计了新型低剖面宽带双极化馈源。所设计出的馈源天线应有下面的五个特点：（1）小型化、宽频带；（2）双线极化，加上3dB90°移相器能够形成双圆极化；（3）具有确定的相位中心；（4）相等的E面和H面波束宽度；（5）具有单向辐射的方向图。从以上几点可以充分表明，所设计的馈源天线能够达到要求指标。因此，本文采用低剖面、超宽带、小口径天线来设计符合指标要求的馈源。3.5超宽带双极化馈源天线仿真设计图3.1给出了设计的天线立体仿真模型及坐标关系示意图；30 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.1天线模型与坐标关系示意图在图3.1中，+Z轴对应天线口径面法线方向。其中，红色为印刷ELEVEN天线，黄色为相对介电常数2.65，厚度1mm的印刷介质板，绿色为金属地板；为实现天线的口径的小型化，在折合振子的末端连接阻值为50Ω的电阻；通过在天线的馈电端两侧并联两个阻值为400Ω的电阻来以实现天线输入端口的阻抗匹配。图3.2给出了所设计天线的具体结构尺寸；图3.2印刷ELEVEN单元的结构尺寸图在图3.2中，给出了印刷ELEVEN天线的结构尺寸图。低剖面宽带双极化天线的设计采用印刷ELEVEN天线，由N根印刷折合振子周期性的平行排列在集合线上构成。天线上阵子的具体尺寸与所在编号有关系，按照结构比例常数设计排列，满足：LSWn1n1n1(3-1)LSWnnn式中，n表示各振子的编号，n=1,2,3…N；S为第n-1根与第n根振子的n间距尺寸，n=1,2,3…N；l为第n根振子的长度。n表3.1给出了所设计天线的起始振子的各个尺寸，其余振子的具体尺寸可由所31 西安电子科技大学硕士学位论文给出的尺寸求得。表3.1低剖面ELEVEN天线起始阵子具体尺寸表（单位：mm）W1L1S1nτ3.75901.83101.22图3.3给出了所设计天线的整体结构尺寸图。PART1PART2图3.3印刷ELEVEN天线整体结构尺寸图在图3.3中，标明了超宽带ELEVEN天线的整体结构尺寸，天线外围尺寸为3700×700×269mm，金属地板距离馈电端口50mm。利用ANSYSHFSS软件对所设计的ELEVEN天线建模仿真优化，其仿真结果为(注：以下给出的全部仿真结果的坐标系均与图3.1建立的坐标系保持一致)：(1)电压驻波比仿真结果图3.4为所设计的天线两个端口电压驻波比随频率变化曲线。32 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.4天线两端口电压驻波比随频率变化曲线由图3.4可知，所设计天线的两个端口的电压驻波比在指标要求的频带内走势基本一致。在所要求的频带内电压驻波比均小于等于2.5，满足指标要求。(2)端口隔离度仿真结果图3.5为所设计的天线端口间隔离度随频率变化曲线。图3.5端口间隔离度随频率变化曲线由图3.5可知，所设计的天线的两个端口间的传输系数在指标要求频带内均小于-25dB，对应隔离度大于25dB，满足指标要求；端口间良好的隔离度保证了+3dB90°移相器后良好的双圆极化性能。(3)辐射方向图仿真结果因为所设计天线的两个振子臂是对称的，故论文中只给出其中的一个臂PART1馈电时的辐射方向图仿真结果；PART2单独馈电时，辐射方向图形状基本一致，仅仅是互换H面和E面。图3.6为所设计天线在频率f处的三维辐射方向图。33 西安电子科技大学硕士学位论文图3.6天线在频率f的三维辐射方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图3.6可知，所设计的天线在频率f处时，最大增益为4.8dB（红色）。图3.7为所设计的天线在频率f处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图3.7天线在频率f处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图3.7可知，所设计天线在频率f处，最大辐射方向增益为4.8dB（点m1），E面的2为122°（E面点m2，点m3），H面的2为108°（H面点m2，点m3），10dB10dB满足天线的指标要求中2>100°的要求；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-40.210dBdB（点m5-点m1），前后比为7.8dB（点m1-点m4）。图3.8为所设计天线在频率1.5f处的三维辐射方向图。34 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.8天线在频率1.5f的三维辐射方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图3.8可知，所设计的天线在频率1.5f处时，最大增益为5.5dB（红色）。图3.9为所设计的天线在频率1.5f处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图3.9天线在频率1.5f处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图3.9可知，所设计天线在频点1.5f处，最大辐射方向增益为5.5dB（点m1），E面的2为94°（E面点m2，点m3），H面的2为121°（H面点m2，点m3），10dB10dB满足天线的指标要求中2>100°的要求；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-45.610dBdB（点m5-点m1），前后比为15.4dB（点m1-点m4）。图3.10为所设计天线在频率2f处的三维辐射方向图。35 西安电子科技大学硕士学位论文图3.10天线在频率2f的三维辐射方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图3.10可知，所设计的天线在频率2f处时，最大增益为5.8dB（红色）。图3.11为所设计的天线在频率2f处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图3.11天线在频率2f处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图3.11可知，所设计天线在频点2f处，最大辐射方向增益为5.8dB（点m1），E面的2为105（°E面点m2，点m3），H面的2为107（°H面点m2，点m3），10dB10dB满足天线的指标要求中2>100°的要求；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-29.810dBdB（点m5-点m1），前后比为13.5dB（点m1-点m4）。图3.12为所设计天线在频率2.5f处的三维辐射方向图。36 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.12天线在频率2.5f的三维辐射方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）从图3.12可以看出，所设计的天线在频率2.5f处时，最大增益为6.1dB（红色）。图3.13为所设计的天线在频率2.5f处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图3.13天线在频率2.5f处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图3.13可知，所设计天线在频点2.5f处，最大辐射方向增益为6.1dB（点m1），E面的2为180°（E面点m2，点m3），H面的2为102°（H面点m2，10dB10dB点m3），满足天线的指标要求中2>100°的要求；在θ=0°方向上，交叉极化电10dB平为-26.4dB（点m5-点m1），前后比为17.5dB（点m1-点m4）。图3.14为所设计天线在频率3f处的三维辐射方向图。37 西安电子科技大学硕士学位论文图3.14天线在频率3f的三维辐射方向图(+Z轴方向即为天线法线方向）从图3.14可以看出，所设计的天线在频率3f处时，最大增益为7.9dB（红色）。图3.15为所设计的天线在频率3f处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图3.15天线在频率3f处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图3.15可知，所设计天线在频点3f处，最大辐射方向增益为7.9dB（点m1），E面的2为103（°E面点m2，点m3），H面的2为102（°H面点m2，点m3），10dB10dB满足天线的指标要求中2>100°的要求；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-48.110dBdB（点m5-点m1），前后比为28.7dB（点m1-点m4）。图3.16所示的是所设计天线在频率3.5f处的三维辐射方向图。38 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.16天线在频率3.5f的三维辐射方向图(+Z轴方向即为天线法线方向）从图3.16可以看出，所设计的天线在频率3.5f处时，最大增益为8.5dB（红色）。图3.17为所设计的天线在频率3.5f处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图3.17天线在频点3.5f处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图3.17可知，所设计天线在频点3.5f处，最大辐射方向增益为8.5dB（点m1），E面的2为147°（E面点m2，点m3），H面的2为107°（H面点m2，10dB10dB点m3），满足天线的指标要求中2>100°的要求；在θ=0°方向上，交叉极化电10dB平为-53.3dB（点m5-点m1），前后比为25.3dB（点m1-点m4）。图3.18所示的是所设计天线在频率4f处的三维辐射方向图。39 西安电子科技大学硕士学位论文图3.18天线在频率4f的三维辐射方向图(+Z轴方向即为天线法线方向）从图3.18可以看出，所设计的天线在频率4f处时，最大增益为9.0dB（红色）。图3.19为所设计的天线在频率4f处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图3.19天线在频点4f处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图3.19可知，所设计天线在频点4f处，最大辐射方向增益为9.0dB（点m1），E面的2为146（°E面点m2，点m3），H面的2为105（°H面点m2，点m3），10dB10dB满足天线的要求要求中2>100°的要求；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-66.710dBdB（点m5-点m1），前后比为20.6dB（点m1-点m4）。(4)相位方向图不稳定度仿真结果通过软件分析并经简单计算得到所设计天线的相位中心位置后，以相位中心为参考点，得到如下所示的各频点相位方向图：图3.20为所设计天线在频点f处的远场相位方向图。40 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.20天线在频率f远场相位方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）°°由图3.20可知，天线在频率f处，在技术指标的角度范围θ=50~50里，最大相位波动约是18.8°（点m1-点m2），对应相位中心不稳定度为±0.026（maxmax为最低频的工作波长）。图3.21为所设计天线在频率1.5f处的远场相位方向图。图3.21天线在频率1.5f远场相位方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）°°由图3.21可知，天线在频率1.5f处，在技术指标的角度范围θ=50~50里，最大相位波动约是0.7°（点m1-点m2），对应相位中心不稳定度为±0.001（maxmax为最低频的工作波长）。图3.22为所设计天线在频率2f处的远场相位方向图。41 西安电子科技大学硕士学位论文图3.22天线在频率2f远场相位方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）°°由图3.22可知，天线在频率2f处，在技术指标的角度范围θ=50~50里，最大相位波动约是44.8°（点m1-点m2），对应相位中心不稳定度为±0.030（maxmax为最低频的工作波长）。图3.23为所设计天线在频率2.5f处的远场相位方向图。图3.23天线在频率2.5f远场相位方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）°°由图3.23可知，天线在频率2.5f处，在技术指标的角度范围θ=44~46里，最大相位波动约是60.0°（点m1-点m2），对应相位中心不稳定度为±0.033（maxmax为最低频的工作波长）。图3.24为所设计天线在频率3f处的远场相位方向图。42 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.24天线在频率3f远场相位方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）°°由图3.24可知，天线在频率3f处，在技术指标的角度范围θ=50~50里，最大相位波动约是54.5°（点m1-点m2），对应相位中心不稳定度为±0.025（maxmax为最低频的工作波长）。图3.25为所设计天线在频率3.5f处的远场相位方向图。图3.25天线在频率3.5f远场相位方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）°°由图3.25可知，天线在频率3.5f处，在技术指标的角度范围θ=50~50里，最大相位波动约是28.1°（点m1-点m2），对应相位中心不稳定度为±0.011（maxmax为最低频的工作波长）。图3.26为所设计天线在频率4f处的远场相位方向图。43 西安电子科技大学硕士学位论文图3.26天线在频率4f远场相位方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）°°由图3.26可知，天线在频率4f处，在技术指标的角度范围θ=50~50里，最大相位波动约是51.7°（点m1-点m2），对应相位中心不稳定度为±0.017（maxmax为最低频的工作波长）。对上述的辐射方向图和相位方向图进行总结，可以得到如下的总结归纳表。表3.2所示为要求带宽内的几个频点的两个端口的驻波的具体值，同时也总结了只PART1单独馈电时，远场方向图的2和相位中心的变化量等结果。10dB表3.2所设计天线仿真结果总结表电压驻波比2（°）相位中心不稳定度10dB频点θ=-50°~50°PART1PART2E面H面（为最低频的工作波长）maxf2.42.5122°108°±0.026max1.5f1.81.894°121°±0.001max2f1.31.3105°107°±0.030max2.5f1.11.1180°102°±0.033max3f1.51.5103°102°±0.025max3.5f2.52.2147°107°±0.011max4f2.12.3146°105°±0.017max由表3.2可知，在整个工作频带内，所设计的ELEVEN天线两馈电端口的电压驻波比走势基本一致；90%以上频点，E面的2≥100°，只是在1.5f的10dB44 第3章超宽带双极化馈源天线的设计频点左右的很窄带宽内略小于100°；整个频带内H面的2≥100°；相位中心10dB的波动量基本在±0.03范围内，基本满足指标要求。max3.6超宽带双极化馈源天线设计结论通过ANSYSHFSS软件对本文设计的ELEVEN天线的的电参数进行仿真分析，可以总结出如下所示的复核表。表3.3所设计天线设计性能与要求指标复核表参数要求指标设计性能复核情况频带f-4ff-4f符合电压驻波比≤2.5≤2.5符合隔离度>20dB>25dB优于方向图形式定向定向符合增益＞5dBi（90%以上）＞5dBi（90%以上）符合极化双圆极化双线极化+3dB90°移相器符合E面100°（90%以上）2（°）100°（90%以上）符合10dBH面100°相位中心不稳定度≤±0.030≤±0.033基本符合maxmax外围尺寸口径≤700×700mm²700×700×269mm³符合由表3.3可知，（1）天线工作频率为f-4f；（2）天线在给定带宽内的电压驻波比小于等于2.5；（3）天线极化方式为双线极化，+3dB90°移相器可合成双圆极化；（4）天线在要求带宽内的E面和H面的2基本大于等于100°；10dB（5）天线在要求带宽范围里的增益基本大于5dBi；（6）天线尺寸：700×700×269mm³；所设计的ELEVEN天线的电性能达到了指标要求，为实验样机的加工打下了基础。3.7超宽带双极化馈源天线实验样机及测试在对所设计的天线仿真优化的基础上，加工制作了实验样机。图3.26为制作的实验样机图片。并在西电科技楼12楼的测试场对加工制作的实验样机进行调试45 西安电子科技大学硕士学位论文和测试。最终，其电性能基本满足了指标要求。3.7.1测量采用的坐标关系图3.27为实验样机图片以及测试时采用的坐标系：图3.27实验样机以及测试选取坐标系说明：+z轴方向为天线口径面法线方向3.7.2测量原理（1）电压驻波比和隔离度测试用Wiltron37269A矢量网络分析仪（频率40MHz～40GHz）对电压驻波比和隔离度进行了测试。（2）方向图测试一般地，天线在远场的电场可写做：jkRj()eER(,,)E(,)eu(3-2)R式中，E(,)为场强的幅度方向函数；()为场强的相位方向函数；jkRe为球面相位因子；R为观察点的距离；u为电场极化的单位矢量；保证照射条件为准平面波的前提下，采用常规旋转天线法对所设计的ELEVEN天线实物样机的方向图进行测量。图3.28给出的为方向图测试原理及结构框图。46 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.28天线方向图测试原理及结构框图（3）增益测量保证照射条件为准平面波的前提下，采用比较法对待测天线的增益进行测量。如下面公式所示：2Px1sGG(3-3)xs2Ps1x式中，G为待测天线的增益；xP为接收功率1（接待测天线）；xP为接收功率2（接标准天线）；sG为标准天线的增益；s为待测天线的反射系数；x为标准天线的反射系数；s通过测试得到P、P、和，一般标准天线的电压驻波比都在1.5以下，xsxs因此，近似为0。在已知G（含）的情况下，可由(3.3)式计算G，ssxx(3.3)式的dΒ表示形式为：G(dB)P(dB)P(dB)G(dB)(3-4)xxss3.7.3实测结果（1）电压驻波比和隔离度测试结果图3.29为所设计的天线两个端口电压驻波比的实测结果。47 西安电子科技大学硕士学位论文（a）端口1（b）端口2图3.29两个端口电压驻波比的实测结果由图3.29可知，天线的两个端口的电压驻波比在要求的频带内走势基本保持一致，在所要求的频带内90%以上频点VSWR<2.5，满足了指标要求。图3.30为所设计的天线端口间隔离度的实测结果。48 第3章超宽带双极化馈源天线的设计图3.30天线端口间隔离度的实测结果由图3.30可知，所设计的ELEVEN天线的端口间隔离度在所要求频带内90%以上频点＞25dB，满足指标要求；（2）方向图实测结果图3.31为所设计的天线在频率f处的E面和H面的实测方向图。（a）E面（b）H面图3.31天线在频点f处的实测方向图说明：0°方向为+Z方向由图3.31可知，在频率f处，E面的2为123°，H面的2为117°，满10dB10dB足天线2>100°的指标要求。10dB图3.32为所设计的天线在频率1.5f处的E面和H面的实测方向图。49 西安电子科技大学硕士学位论文（a）E面（b）H面图3.32天线在频点1.5f处的实测方向图说明：0°方向为+Z方向由图3.32可知，在频率1.5f处，E面的2为144°，H面的2为99°，10dB10dB基本满足天线2>100°的指标要求。10dB图3.33为所设计的天线在频率2f处的E面和H面的实测方向图。（a）E面（b）H面图3.33天线在频点2f处的实测方向图说明：0°方向为+Z方向由图3.33可知，在频率2f处，E面的2为117°，H面的2为93°，基10dB10dB本满足天线2>100°的指标要求。10dB图3.34为所设计的天线在频率2.5f处的E面和H面的实测方向图。50 第3章超宽带双极化馈源天线的设计（a）E面（b）H面图3.34天线在频点2.5f处的实测方向图说明：0°方向为+Z方向由图3.34可知，在频率2.5f处，E面的2为177°，H面的2为96°，10dB10dB基本满足天线2>100°的指标要求。10dB图3.35为所设计的天线在频率3f处的E面和H面的实测方向图。（a）E面（b）H面图3.35天线在频点3f处的实测方向图说明：0°方向为+Z方向由图3.35可知，在频率3f处，E面的2为105°，H面的2为99°，基10dB10dB本满足天线2>100°的指标要求。10dB图3.36为所设计的天线在频率3.5f处的E面和H面的实测方向图。51 西安电子科技大学硕士学位论文（a）E面（b）H面图3.36天线在频点3.5f处的实测方向图说明：0°方向为+Z方向由图3.36可知，在频率3.5f处，E面的2为132°，H面的2为126°，10dB10dB满足天线2>100°的指标要求。10dB图3.37为所设计的天线在频率4f处的E面和H面的实测方向图。（a）E面（b）H面图3.37天线在频点4f处的实测方向图说明：0°方向为+Z方向由图3.37可知，在频率4f处，E面的2为141°，H面的2为117°，满10dB10dB足天线2>100°的指标要求。10dB（3）增益实测结果表3.4给出了天线的实测增益。52 第3章超宽带双极化馈源天线的设计表3.4天线实测增益表频率待测天线电平标准天线电平标准天线增益待测天线增益（GHz）Px(dB)Ps(dB)Gs(dB)Gx(dB)f-29-25.184.11.5f-37.2-34.385.12f-38.6-35.985.32.5f-39.8-36.795.93f-43.6-42.197.53.5f-48.6-47.798.14f-46-45.598.5由上表可知，在1.5f以上的频段内，都能达到5dBi以上的增益，基本能满足要求指标中90%以上频点＞5dBi要求。3.7.4测试结论综合上述结果，可以得到如下表所示的天线设计性能与测试性能的复核表。表3.5ELEVEN天线设计性能与实测复核表参数设计性能实测结果复核情况频带f~4ff~4f符合电压驻波比≤2.5（90%以上）＜2.5（90%以上）符合隔离度＞25dB＞20dB（90%以上）基本符合方向图形式定向定向符合双线极化+3dB90°极化双圆极化符合移相器增益＞5dB（i90%以上）＞5dBi（90%以上）符合2（°）100°（90%以上）100°（90%以上）符合10dB接口形式SMASMA符合口径≤700×700mm²700×700mm²700×700mm²由上表可知，天线实测结果的各项指标性能基本与仿真设计吻合。其中，隔离度一项设计性能与实测结果略有差异，原因经分析后认为是样机的加工与组装误差引起的。53 西安电子科技大学硕士学位论文3.8超宽带双极化馈源天线研究结论综合要求指标、设计性能和实测结果，可以总结出如下表所示的性能复核表。表3.6所设计天线仿真与实测性能复核表复核参数要求指标设计性能实测结果情况频带f~4ff~4ff~4f符合≤2.5≤2.5＜2.5电压驻波比符合（90%以上）（90%以上）（90%以上）＞20dB基本隔离度＞20dB＞25dB（90%以上）符合方向图形式定向定向定向符合双线极化双线极化极化双圆极化符合+3dB90°移相器+3dB90°移相器＞5dBi＞5dBi＞5dBi增益符合（90%以上）（90%以上）（90%以上）100°100°100°2（°）符合10dB（90%以上）（90%以上）（90%以上）接口形式SMASMASMA符合口径≤700×700mm²700×700mm²700×700mm²符合由上表可知，（1）天线工作频带为f-4f；（2）天线在指标要求90%以上带宽内电压驻波比小于等于2.5；（3）隔离度90%以上频点＞20dB；（4）天线极化方式为双线极化，+3dB90°移相器可合成双圆极化；（4）天线在指标要求带宽内90%以上频点的E面和H面2大于等于100°；10dB（5）天线在指标要求带宽内90%以上频点的增益大于5dBi；（6）天线尺寸：700×700×269mm³；所设计天线在指标要求的频带内，各项电参数的实测结果基本满足了指标要求，从而证明了此设计方法的有效性，所设计的天线可用于实际工程。54 第4章双频圆极化微带天线的设计第4章双频圆极化微带天线的设计[摘要]：本章阐述了单馈点双频圆极化微带天线的实现方法。根据各项指标要求，设计了单馈点双频圆极化微带天线。在ANSYSHFSS仿真优化的基础上，加工了实验样机，并对其进行了测量。测试结果表明，该双频圆极化微带天线达到了各项要求指标，可用于实际工程。4.1引言在无线通信系统中，为了克服多径干扰，希望天线具有圆极化辐射特性；为了提高系统设备的通信容量，天线需要有多个工作频段。因此，本章就多频段圆极化天线展开研究。4.2双频圆极化微带天线指标要求依据工程应用要求，天线的要求指标如下：（1）工作频率：2.4GHz±30MHz/5.8GHz±50MHz；（2）电压驻波比：VSWR≤2；（3）极化方式：低频为右旋圆极化/高频为左旋圆极化；（4）增益：>7dBic；（5）天线尺寸：≤60mm×60mm×6mm；（6）输入接口：SMA，单馈。4.3双频圆极化微带天线技术难点结合上述的要求指标，可以总结出所设计天线的技术难点有以下几个：（1）低剖面、高增益由天线要求指标可知，天线的剖面尺寸要求较低，仅为6mm；并且，对增益要求较高。这无疑限制了天线的实现形式，具有低剖面优点的微带天线成了必然的选择。（2）带宽要求较宽这里所说的带宽要求较宽不是绝对带宽，是基于（1）所说的。因为（1）中分析出天线形式基本确定为微带天线形式，一般的单馈点微带天线的圆极化带宽不到1%，而该指标要求低频2.5%的圆极化带宽。（3）单馈点实现大的频率间隔由天线要求指标可知，天线利用单馈形式实现频率比为2.5左右的双频辐射，并且，两个工作频段具有相互正交的圆极化辐射特性。如此大的频率间隔，采用常见的叠层形式在这里就失效了。原因在于如果采用叠层方案，两个工作频段的55 西安电子科技大学硕士学位论文辐射贴片大小相差很大，很难在同一个馈电点同时达到匹配；且简单的叠层也很难达到指标要求。4.4双频圆极化微带天线实现方案根据天线的相关理论，结合技术指标要求与上节提出的难点综合考虑，方案的选择大致如以下所述：根据上述技术难度分析：首先，天线形式确定为微带天线；其次，基于单馈馈电形式和圆极化带宽较宽的要求指标，常用的叠层结构被放弃。为了满足预期的要求指标，本文拟采用在单个辐射片的中心开槽的方式实现双频圆极化的辐射，同时利用容性托盘耦合馈电的形式并引入空气层来实现阻抗匹配，并且展宽天线的圆极化辐射带宽。4.5双频圆极化微带天线仿真设计图4.1所示的为设计的天线立体仿真模型及坐标关系示意图；图4.1天线立体仿真模型及坐标关系示意图在图4.1中，+Z轴方向即为天线口径面法线方向。其中，红色为辐射贴片，绿色（两层）均为相对介电常数2.65，厚为2mm的印刷介质板，两层介质板中间为2mm厚的空气层，最底层为金属地板。图4.2给出了该天线的具体结构尺寸；56 第4章双频圆极化微带天线的设计图4.2天线具体结构尺寸在图4.2中，给出了所设计该天线的具体结构尺寸。其中，2.4GHz工作频段由圆形辐射片的外半径决定，通过上下凹槽的微扰获得右旋圆极化辐射特性；5.8GHz工作频段由中间十字缝的尺寸决定，通过调节十字缝的横纵边L2和L3的长度差别，可以获得左旋圆极化辐射特性。馈电方式为容性托盘耦合馈电，其结构为SMA接头的金属探针顶部连接一小金属圆盘，容性托盘为一简单的匹配网络，可以抵消馈电探针的自感性对天线阻抗的影响。所以，这种馈电方式和空气层的引入可以明显地展宽两个频段的圆极化工作带宽。托盘半径约为辐射贴片半径尺寸的五分之一。各参数具体尺寸见表4.1。表4.1天线尺寸参数具体值（单位：mm）WLW1W2L1L260606.60.77.519.6L3RR1H1H217.822.4522利用ANSYSHFSS对上述的双频天线仿真分析，其结果为(注：下面给出的全部仿真结果的坐标系均与图3.1建立的坐标系保持一致)：(1)电压驻波比仿真结果图4.3和图4.4为所设计天线的电压驻波比随频率变化曲线。57 西安电子科技大学硕士学位论文图4.3电压驻波比随频率变化曲线（2.4GHz）由图4.3可知，在频点2.4GHz时，双频圆极化微带天线的电压驻波比为1.8（点m1）；在频点2.25GHz时，为1.9（点m2）；在频点2.52GHz时，为2.0（点m3）。在2.4GHz±30MHz指标要求范围内，电压驻波比小于2.0，满足指标要求。图4.4电压驻波比随频率变化曲线（5.8GHz）由图4.4可知，在频点5.8GHz时，双频圆极化微带天线的电压驻波比为1.7（点m1）；在频点5.65GHz时，为2.0（点m2），在频点6.27GHz时，为2.0（点m3）；在5.8GHz±50MHz指标要求范围内，电压驻波比小于2.0，满足指标要求。(2)轴比仿真结果图4.5与图4.6为所设计天线轴比随频率变化曲线。图4.5轴比随频率变化曲线（2.4GHz）由图4.5可知，在2.4GHz时，所设计天线的轴比为1.1（点m1）；在2.37GHz时，轴比为3.3（点m2）；在2.43GHz时，轴比为2.8（点m3），在2.4GHz±30MHz范围内，轴比基本小于3dB，满足了指标要求。58 第4章双频圆极化微带天线的设计图4.6轴比随频率变化曲线（5.8GHz）由图4.6可知，在5.8GHz时，所设计天线的轴比为1.2（点m1）；在5.75GHz时，轴比为2.9（点m2）；在5.85GHz时，轴比为3.4（点m3），在5.8GHz±50MHz范围内，轴比基本小于3dB，满足了指标要求。(3)辐射方向图仿真结果图4.7为所设计天线在中心频率2.4GHz处的三维辐射方向图。图4.7天线在中心频率2.4GHz的三维辐射方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图4.7可知，所设计的天线在中心频率2.4GHz处时，最大增益为7.2dB（红色）图4.8为所设计的天线在中心频率2.4GHz处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面59 西安电子科技大学硕士学位论文图4.8天线在中心频率2.4GHz处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图4.8可知，所设计天线在中心频率2.4GHz处，最大辐射方向增益为7.2dB（点m1），E面的2为83°（E面点m2，点m3），H面的2为80°（H面点m2，3dB3dB点m3）；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-23.9dB（点m5-点m1），前后比为27.6dB（点m1-点m4）。图4.9为所设计天线在最低截止频率2.37GHz处的三维辐射方向图。图4.9天线在最低截止频率2.37GHz的三维立体方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图4.9可知，天线在最低截止频率2.37GHz处时，最大增益为7.1dB（红色）。图4.10为所设计的天线在最低截止频率2.37GHz处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图4.10天线在最低截止频率2.37GHz处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图4.10可知，所设计天线工作在最低截止频率2.37GHz处，最大辐射方向增益为7.1dB（点m1），E面的2为84°（E面点m2，点m3），H面的2为3dB3dB79°（H面点m2，点m3）；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-14.4dB（点m5-点m1），前后比为24.1dB（点m1-点m4）。图4.11为所设计天线在最高截止频率2.43GHz处的三维辐射方向图。60 第4章双频圆极化微带天线的设计图4.11天线在最高截止频率2.43GHz的三维立体方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图4.11可知，所设计的天线在最高截止频率2.43GHz处时，最大增益为7.2dB（红色）图4.12为所设计的天线在最高截止频率2.43GHz处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图4.12天线在最高截止频率2.43GHz处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图4.12可知，所设计天线工作在最高截止频率2.43GHz处，最大辐射方向增益为7.2dB（点m1），E面的2为82°（E面点m2，点m3），H面的2为3dB3dB81°（H面点m2，点m3）；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-15.9dB（点m5-点m1），前后比为29.4dB（点m1-点m4）。图4.13为所设计天线在中心频率5.8GHz处的三维辐射方向图。61 西安电子科技大学硕士学位论文图4.13天线在中心频率5.8GHz的三维立体方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图4.13可知，所设计的天线在中心频率5.8GHz处时，最大增益为10.0dB（红色）图4.14为所设计的天线在中心频率5.8GHz处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图4.14天线在中心频率5.8GHz处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图4.14可知，所设计天线在中心频率5.8GHz处，最大辐射方向增益为9.9dB（点m1），E面的2为54°（E面点m2，点m3），H面的2为45°（H面点m2，3dB3dB点m3）；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-22.9dB（点m5-点m1），前后比为18.6dB（点m1-点m4）。图4.15为所设计的天线在最低截止频率5.75GHz处的三维辐射方向图。62 第4章双频圆极化微带天线的设计图4.15天线在最低截止频率5.75GHz的三维立体方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图4.15可知，所设计的天线在最低截止频率5.75GHz处时，最大增益为10.0dB（红色）图4.16为所设计的天线在最低截止频率5.75GHz处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图4.16天线在最低截止频率5.75GHz处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图4.16可知，所设计天线在最低截止频率5.75GHz处，最大辐射方向增益为9.7dB（点m1），E面的2为53°（E面点m2，点m3），H面的2为47°（H3dB3dB面点m2，点m3）；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-15.7dB（点m5-点m1），前后比为20.5dB（点m1-点m4）。图4.17为所设计天线在最高截止频率5.85GHz处的三维辐射方向图。63 西安电子科技大学硕士学位论文图4.17天线在最高截止频率5.85GHz的三维立体方向图(+Z轴方向即为天线口径面法线方向）由图4.17可知，所设计的天线在最高截止频率5.85GHz处时，最大增益为10.0dB（红色）图4.18给出了天线工作在最高截止频率5.85GHz处的E面和H面二维方向图。(a)E面(b)H面图4.18天线在最高截止频率5.85GHz处的二维方向图(θ=0°方向为﹢Z轴方向）由图4.18可知，所设计天线在最高截止频率5.85GHz处，最大辐射方向增益为9.9dB（点m1），E面的2为55°（E面点m2，点m3），H面的2为42°（H3dB3dB面点m2，点m3）；在θ=0°方向上，交叉极化电平为-14.3dB（点m5-点m1），前后比为16.8dB（点m1-点m4）。4.6双频圆极化微带线设计结论通过ANSYSHFSS软件对本文设计的天线的的主要电参数进行仿真分析，可以总结出如下所示的复核表。64 第4章双频圆极化微带天线的设计表4.2天线设计性能与要求指标复核表参数要求指标设计性能复核情况2.4GHz±30MHz2.4GHz±30MHz频带符合5.8GHz±50MHz5.8GHz±50MHz电压驻波比≤2.0≤2.0符合增益>7dBic>7.2dBic符合2.4GHz频段右旋圆极化2.4GHz频段右旋圆极化极化方式符合5.8GHz频段左旋圆极化5.8GHz频段左旋圆极化馈电方式SMA,单馈SMA,单馈符合尺寸≤60×60×6mm360×60×6mm3符合由上表可知，（1）天线工作频带为2.4GHz±30MHz和5.8GHz±50MHz；（2）天线在指标要求带宽内电压驻波比小于2.0；（3）天线极化方式为2.4GHz频段右旋圆极化，5.8GHz频段左旋圆极化；（4）天线在指标要求频带内的增益大于7dBic；（5）天线的馈电形式为SMA，单馈；（6）天线尺寸：60×60×6mm³；所设计的天线的电性能满足了要求指标，为实验样机的加工打下了基础。4.7双频圆极化微带天线实验样机及测试图4.19为实验样机图片以及测试时采用的坐标系：图4.19实验样机以及测试采用坐标关系图说明：+z轴方向为天线口径面法线方向（1）电压驻波比测试结果65 西安电子科技大学硕士学位论文图4.20为所设计的天线电压驻波比的实测结果。（a）2.4GHz频段（b）5.8GHz频段图4.20电压驻波比的实测结果由图4.20可知，天线在两个频段的电压驻波比均小于2.0，满足了指标要求。（2）方向图实测结果图4.21为所设计的天线在频率2.4GHz处的E面和H面的实测方向图。66 第4章双频圆极化微带天线的设计（a）E面（b）H面图4.21天线在频率2.4GHz处的实测方向图说明：0°方向为+Z轴方向由图4.21可知，在频率2.4GHz处，E面的2为96°，H面的2为81°，3dB3dB前后比超过12dB。图4.22为所设计的天线在频率5.8GHz处的E面和H面的实测方向图。（a）E面（b）H面图4.22天线在频率5.8GHz处的实测方向图说明：0°方向为+Z方向由图4.22可知，在频率5.8GHz处，E面的2为54°，H面的2为45°，3dB3dB前后比超过16dB。（3）增益实测结果表4.3给出了天线的实测增益。67 西安电子科技大学硕士学位论文表4.3天线实测增益表频率待测天线电平标准天线电平标准天线增益待测天线增益（GHz）Px(dB)Ps(dB)Gs(dB)Gx(dB)2.4-19.4-17.597.15.8-51.8-51.3109.5由上表可知，天线在指标要求频段内的益均大于7dBic，达到了要求指标。（4）测试结论综合上述结果，可以总结出如下表所示的天线设计性能与实测结果的复核表：表4.4天线设计性能与实测结果复核表参数设计性能实测结果复核情况频段2.4GHz/5.8GHz2.4GHz/5.8GHz符合电压驻波比≤2.0≤2.0符合极化低频右旋/高频左旋低频右旋/高频左旋符合增益＞7.2dBic＞7.1dBic符合尺寸≤60×60×6mm360×60×6mm3符合接口形式SMA单馈SMA单馈符合由上表可知，天线各项电参数的实测结果基本与设计性能吻合。4.8双频圆极化微带天线研究结论综合要求指标、设计性能与实测结果，可以总结出如下表所示的性能复核表。表4.5所设计天线设计性能与实测结果复核表复核参数要求指标设计性能实测结果情况频段2.4GHz/5.8GHz2.4GHz/5.8GHz2.4GHz/5.8GHz符合电压驻波比≤2.0≤2.0≤2.0符合低频右旋/低频右旋/低频右旋/极化方式符合高频左旋高频左旋高频左旋增益＞7dBic＞7.2dBic＞7.1dBic符合接口形式SMASMASMA符合尺寸≤60×60×6mm360×60×6mm360×60×6mm3符合68 第4章双频圆极化微带天线的设计由上表可知，（1）天线的工作频段为2.4GHz±30MHz和5.8GHz±50MHz；（2）天线在指标要求的带宽内电压驻波比小于2.0；（3）天线极化方式：2.4GHz频段为右旋圆极化，5.8GHz频段为左旋圆极化；（4）天线在指标要求频带内的增益大于7.1dBic；（5）天线的馈电形式为SMA，单馈；（6）天线尺寸：60×60×6mm³；天线在指标要求的频带内，各项电参数指标的实测结果均能满足指标要求，从而证明了此设计方法的有效性，所设计的天线可以应用于实际工程。69 西安电子科技大学硕士学位论文70 第5章结束语第5章结束语[摘要]：本章总结了全文的主要研究工作，阐述了论文的主要研究成果并指出了需要进一步改进的问题。5.1论文研究的主要成果本文主要阐述的是超宽带、双极化反射面馈源天线和单馈点双频圆极化微带天线的设计，加工制作了实验样机并对其进行了实测。论文的主要研究成果如下：（1）在对已有的各类UWB天线综合对比后，并结合本课题的指标要求，设计了具有低剖面、超宽带、双极化特性的ELEVEN天线。在利用ANSYSHFSS软件仿真优化后，制作了实验样机并对其进行了测试。测试结果显示，在f-4f工作带宽内阻抗特性与辐射特性一致性良好，在90%以上的工作频带内电压驻波比小于2.5，波束宽度满足技术指标且相位中心稳定度较高，达到了反射面馈源的指标要求。（2）针对具有双频圆极化特性的天线诸多用途，结合本课题的要求指标，设计了单馈点双频圆极化微带天线。采用ANSYSHFSS软件加以仿真优化后加工了实验样机，对其进行了测试。实测结果显示，所设计天线在2.4GHz±30MHz和5.8GHz±50MHz带宽内具有良好的阻抗特性和相互正交圆极化辐射特性，达到了技术指标要求。5.2需要进一步研究的问题本文所设计的天线虽然基本满足要求指标，但是仍然有几个问题待深入地研究。对此，下一步可展开如下研究工作：（1）超宽带双极化天线该天线的设计难点在于在超宽频带内相位中心稳定度的高要求和辐射方向图的一致性。本文设计的ELEVEN天线虽然在仿真设计时较好地达到了技术指标要求，不过在样机加工和测试过程中，发现在高频段的阻抗特性与仿真相比较，存在比较明显的误差。分析其原因，主要是ELEVEN振子臂在折起过程中，由于介质材料的柔软度不够，与仿真模型存在一定的出入，对高频的阻抗特性产生了影响。如何简化结构以改善高频频段的阻抗特性，是一个值得研究的问题；天线结构比较复杂，仿真优化耗时过长。考虑到天线具有旋转对称性，如何加快仿真优化速度也是后续工作应该探索的问题。（2）双频圆极化微带天线该天线的难点在于克服微带天线的一大缺点即圆极化带宽窄的问题。虽然设计出的天线虽然圆极化带宽有所展宽，不过与缝隙天线或共面波导馈电天线相比较，圆极化带宽还是存在很大的差距，如何进一步展宽微带天线的3dB轴比带宽仍71 西安电子科技大学硕士学位论文是一个值得研究的问题；通过在辐射贴片内开槽实现双频圆极化的方法在双频比上有所限制，本文中设计的双频天线具有较大的双频比，何种设计方法能够不受双频比的限制也是一个非常有价值的研究课题。72 参考文献参考文献[1]夏冬玉.超宽带天线简述[J].空载雷达,2005(4):41-44.[2]王雄.新型超宽带天线及阵列的研究与应用[D].电子科技大学,2010.[3]颜毅华,张坚,陈志军等.关于太阳厘米一分米波段频谱日像仪的研究进展[J].天文研究与技术,2006,2(3):91-98.[4]王乃彪.超宽频带锥削槽天线及阵列的设计与实现[D].西安电子科技大学,2009.[5]房亮.双极化相控阵天线单元研究[D].哈尔滨工业大学,2013.[6]张亦弛.超宽带双极化天线的设计[D].哈尔滨工业大学,2011.[7]朱艳玲,刘琳琳,张福顺,等.新型共口径双频双圆极化微带天线设计[J].微波学报,2007(06):40-43.[8]费鹏.超宽频带环槽与锥削槽天线研究[D].西安电子科技大学,2013.[9]JianxinL,ChiauCC,XiaodongC,etal.StudyofaprintedcirculardiscmonopoleantennaforUWBsystems[J].AntennasandPropagation,IEEETransactionson,2005,53(11):3500-3504.[10]Zainud-DeenSH,Al-EssaRA,IbrahemSMM.Ultrawidebandprintedellipticalmonopoleantennawithfourband-notchcharacteristics:AntennasandPropagationSocietyInternationalSymposium(APSURSI),2010IEEE,Toronto,ON,2010[C].201011-17July2010.[11]RayKP,RangaY.UltrawidebandPrintedEllipticalMonopoleAntennas[J].AntennasandPropagation,IEEETransactionson,2007,55(4):1189-1192.[12]AzariA.Anewultrawidebandfractalantenna:ElectromagneticTheory(EMTS),2010URSIInternationalSymposiumon,Berlin,2010[C].201016-19Aug.2010.[13]YingsongL,WenxingL,ChengyuanL,etal.AprinteddiversityCantorsetfractalantennaforultrawidebandcommunicationapplications:Antennas,Propagation&EMTheory(ISAPE),201210thInternationalSymposiumon,Xian,2012[C].201222-26Oct.2012.[14]ToycanM,KakaA,BashiryV,etal.Designofalow-lossandmulti-bandfractal-basedantennaforultrawidebandcommunication:SignalProcessingandCommunicationsApplications(SIU),2011IEEE19thConferenceon,Antalya,2011[C].201120-22April2011.[15]KumarR,SawantKK,PaiJ.Designofinscribedsquarecircularfractalantennawithadjustablenotch-bandcharacteristics:Kaleidoscope:BeyondtheInternet?-InnovationsforFutureNetworksandServices,2010ITU-T,Pune,2010[C].201073 西安电子科技大学硕士学位论文13-15Dec.2010.[16]KumarR,BansodeP.Onthedesignofultrawidebandantennabasedonfractalgeometry:Kaleidoscope:BeyondtheInternet?-InnovationsforFutureNetworksandServices,2010ITU-T,Pune,2010[C].201013-15Dec.2010.[17]MazaAR,CookB,JabbourG,etal.Paper-basedinkjet-printedultra-widebandfractalantennas[J].Microwaves,Antennas&Propagation,IET,2012,6(12):1366-1373.[18]LizziL,VianiF,AzaroR,etal.APSO-DrivenSpline-BasedShapingApproachforUltrawideband(UWB)AntennaSynthesis[J].AntennasandPropagation,IEEETransactionson,2008,56(8):2613-2621.[19]JohnM,AmmannMJ.AntennaOptimizationWithaComputationallyEfficientMultiobjectiveEvolutionaryAlgorithm[J].AntennasandPropagation,IEEETransactionson,2009,57(1):260-263.[20]穆楠.宽频带双圆极化馈源及共形阵天线研究[D].西安电子科技大学,2012.[21]任凤朝.小型化锥台共形阵与双极化超宽带天线研究[D].西安电子科技大学,2013.[22]潘啸龙.极化技术与变极化微带天线的研究[D].南京理工大学,2004.[23]ZhangHT,WangW,ZhangZH,etal.Anoveldual-polarizedwaveguideantennawithlowcross-polarizationforSARapplications:MicrowaveandMillimeterWaveTechnology(ICMMT),2012InternationalConferenceon,Shenzhen,2012[C].20125-8May2012.[24]FuguoZ,GaoS,HoAT,etal.Miniaturizeddual-polarizedultra-widebandtaperedslotantenna:Antennas&Propagation(ISAP),2013ProceedingsoftheInternationalSymposiumon,Nanjing,2013[C].201323-25Oct.2013.[25]KasemodelJA,VolakisJL.APlanarDualLinear-PolarizedAntennaWithIntegratedBalun[J].AntennasandWirelessPropagationLetters,IEEE,2010,9:787-790.[26]YuehuiC,RongLinL,HuanZhanF.ABroadbandDual-PolarizedPlanarAntennafor2G/3G/LTEBaseStations[J].AntennasandPropagation,IEEETransactionson,2014,62(9):4836-4840.[27]陈月盈.宽带/双频双圆极化微带天线设计[D].西安电子科技大学,2012.[28]林晨.机载天线设计及天线系统布局研究[D].西安电子科技大学,2011.[29]魏文元,宫德明,陈必森.天线原理[M].北京:国防工业出版社,1985.[30]张福顺,张进民.天线测量[M].西安:西安电子科技大学出版社,1995.[31]张钧,刘克诚,张贤铎.微带天线理论与工程[M].北京:国防工业出版社,1988.74 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致谢致谢时光荏苒，两年多的硕士生学习阶段也像这论文一样，就要画上句号了。在这篇学位论文完成之际，我要向曾经帮助和关心过我的所有师长、好友致以最诚挚的谢意，正是你们的关心与鼓励，使我才能顺利完成硕士研究生的学业。首先，我要衷心地感谢我的导师张福顺教授。从课题选择到具体的设计过程，所有工作都是在张老师的悉心指导和和严格要求下完成的。张老师于百忙之中抽出时间为我解答设计过程中的所有难题，丰富的工程经验给我留下了深刻的印象。张老师不仅在专业方面给我指导，还教导我在以后的学习和工作中应该培养的交流能力和表达能力。张老师为人随和热情，治学严谨求实，专业方面经验丰富，学识广博。在张老师门下就读的两年多里，专业技能和做人做事的各个方面都学到了很多。再次向张老师致以诚挚的谢意！衷心地感谢我的校外导师桂延宁研究员，桂老师渊博的学识、严谨的治学风格、敏锐的事物洞察力及其宽以待人、和蔼可敬的性格，都深深的影响着我。在我实习过程中，桂老师亲历亲为，使我受益匪浅。感谢焦永昌教授长期以来对我的关怀与支持！焦老师为人和善、治学严谨、学识渊博，是我们学习的好榜样！其次，要感谢的是张凡老师。在整个的设计过程中，遇到细节上的问题，张凡老师总是敏锐地指出我的问题所在。感谢张凡老师教会了我很多东西，使我能够顺利的完成学业。感谢我的师兄万养涛、师姐程春霞以及王茂泽、李晋琳、孙健、焦学强、姚近、白昊、栾禹晨、陈钰羽、陈轶虹、张永利等师兄师姐在学习上对我的指导和生活上的关照，他们热情随和、做事细心、乐于助人的品质是我学习的榜样。从他们那里我学到了很多知识。感谢张国伟、王博、李田、姚亚丽、江莉和梁敏等同学在学习和生活上给予我的支持和帮助；感谢我的室友张少帅、杨磊对我生活上的关心；感谢陈博、李浩伟、刘肃正、张红银、李超、王柳杰等师弟师妹的支持和帮助。在与他们一起学习、生活、工作的日子里，我感到非常的开心和快乐！特别感谢我的父母、家人以及我的女友李晓冰。多年来，他们在我求学的生涯上，给予了支持与理解；在生活上，给予了无微不至的关怀。最后，感谢西电培养过我的老师，是他们教会了我很多知识，渡过了人生中最重要的六年，也必将会是受益终生的六年。77 西安电子科技大学硕士学位论文78 作者简介作者简介1.基本情况李其强，男，河北冀州人，1988年4月出生，西安电子科技大学电子工程学院电子与通信工程专业2012级硕士研究生。2.教育背景2008.08～2012.07就读于西安电子科技大学电子工程学院电子信息工程专业，获工学学士学位2012.08～西安电子科技大学电子工程学院电子与通信工程领域硕士研究生3.在学期间的研究成果3.1发表的学术论文[1]QiqiangLi,FushunZhang.etal..“ASingle-FeedDual-BandDual-SenseCircularlyPolarizedMicrostripAntenna”[J].ProgressInElectromagneticsResearchC,Vol.51,27-33,2014.(EI:20142617867208)3.2发明专利和科研情况：[1]“X波段大型相控阵综合及其稀疏化研究”科研项目（航天X院X所），2012年-2013年，已完成，项目负责人。[2]“超宽带双极化反射面馈源天线设计”科研项目（中电集团X所），2013年-2014年,已完成,项目负责人。79 西安电子科技大学硕士学位论文80