电动汽车用永磁同步电机控制系统研究与设计

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武汉理工大学硕士学位论文摘要电动汽车以电能为能源，具有零排放无污染的突出优点，开发前景十分广阔。驱动电机及其控制系统是电动汽车动力系统中的核心部分。本文研究基于DSP的永磁同步电机控制系统及其智能控制算法。本文首先介绍了电动汽车的基本结构，在对电动汽车的各种驱动电机的性能进行分析和比较的基础上，选择永磁同步电机作为电动汽车的驱动电机。然后，分析了永磁同步电机的结构特点，通过坐标变换建立永磁同步电机的数学模型。研究了永磁同步电机的矢量控制算法，结合矢量控制技术，推导了永磁同步电机在d一日坐标系上的线性解耦状态方程，并重点研究了‘一0控制与弱磁控制两种控制算法的实现方案。研究了速度环、电流环PID控制算法，并构建了Matlab／Simulink环境下的永磁同步电机控制系统仿真模型。在矢量控制理论研究的基础上，设计了整个系统硬件电路。根据电动汽车的要求完成了档位输入电路、油门给定电路、速度检测显示电路和通讯电路等电路的设计。运用C语言和汇编语言混合编程的方法，设计了系统主程序和中断服务程序，给出了PWM中断服务模块、故障中断服务模块、SCI通信中断服务模块以及档位中断服务模块的设计方案和详细流程图，并在TMS320LF2407A开发板硬件条件下进行了系统调试。最后对电动汽车永磁同步电机智能控制算法进行了研究，给出了一种用于永磁同步电机速度控制的模糊自整定PID控制器。仿真结果表明，模糊自整定PID控制响应速度快，超调量小，抗扰性能强，适合电动汽车工况要求。关键词：电动汽车，永磁同步电机，矢量控制，DSP，模糊自整定PID 武汉理工大学硕士学位论文ABSTRA(了rElectricvehicle，whichtakeselectricalenergyasitspower,hasquitewideforegroundbecauseofitszero．1etandnon—pollution．11ledrivemotoranditscontrolsystemalehardcoreinthepowersystemofelectdcvehicle．nccontrolsystemanditsintelligentcontrolalgorithmofpermanentmagnetsynchronousmotorbasedonDSPaleresearchedinthisthesis．11lestructureofelectricvehicleisintroducedfirstly．Onthebasisofcomparingandanalyzingeverykindofmotor’Sfeature．PMSMischosen鹪thedrivemotorfordectricvehicle．Thenthestructurefeatureofpermanentmagnetsynchronousmotorisanalysized．andthemathematicalmodeliSestablishedbycoordinate’Stransformation．1rhevectorcontrolalgorithmforPMSMiSstudied．nelineardecouplingstateequationofPMSMind—qcoordinatessystemisattained．Afterth矾‘-0controlmethodandflux—weakencontrolmethodaleresearcheddeeply，andthenPIDcontrolalgorithmsofspeedloopandcurrentloopaleresearshed．UnderSimulinkenvironment．thesimulationmodelofPMSMisconstructedintheMatlab／Simulink．Onthefoundationofanalyzingthevectorcontrolmethod，thehardwarecircuitofwholesystemhasbeendesigned．Atthesametime，accordingtotherequestoftheelectricvehicle，thecircuitsofspeedgear，acceleratorsetting,detectionandcommunicationaledesigned．1nhemainprogramandinterruptionserviceprogramofthesystemaledesignedbyusingClanguageandassemblylanguage．ThenthedesignprojeelsandflowchartsofPwMinterruptionservicemodule，faultinterruptionservicemodel，SCIinterruptservicemoduleandspeedgearinterruptservicemodulealegiven．AndprogramsaledebuggedunderthecondRionofTMS320IF24ID7EVMboard．Finally．intelligentcontrolalgorithmsforPMSMinelectricvehiclearestudied,andafuzzyself-tuningPIDcontrollerisdesigned．1nhesimulationresultindicatesthatthefuzzyself-tuningPIDhasquickspeedresponse，smallovershootandgoodII 亟望里三奎堂堡主堂垡堡奎disturbancerejectionability，anditissuitablefortheelectricvehicle’sworkingrequest．Keywords：ElectricVehicle，PermanentMagnetSynchronousMotor,Vectorcontrol，DSP,Fuzzyself-tuningPID111 独创性声明本人声明，所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得武汉理工大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明确的说明并表示了谢意。签名：——日期：关于论文使用授权的说明本人完全了解武汉理工大学有关保留、使用学位论文的规定，即学校有权保留、送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可以公稚论文的全部或部分内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。(保密的论文在解密后应遵守此规定)签名：导师签名：日期 武汉理工大学硕士学位论文1．1课题的背景与意义第1章绪论汽车自1886年诞生以来，应用越来越广泛，技术不断发展，己经成为衡量一个国家物质生活和科学技术发展水平的重要标志，汽车工业己经成为世界经济和各国经济发展的支柱产业。汽车带给人们方便、快捷和舒适现代生活的同时，也带来了日益增多的交通安全问题、日趋严重的环境污染和潜在的能源危机。汽车的发展时刻面临着安全、环保和节能三大主题。世界各国政府和科技工作者都在探索新途径，一方面控制汽车污染物的排放量，世界各大汽车公司均积极研发和应用排放新技术，如废气再循环、柴油机废气烟雾微粒过滤装置等，另一方面推进各种汽车清洁技术的开发和应用，各种超低排放汽车不断面世，如电动汽车、清洁燃料汽车等。电动汽车由于具有低排放甚至零排放、低噪声和节能等优点，成为当今汽车研究、开发和推广应用的热点之一。现代电动汽车融合了电力、电子、机械控制以及化工技术等多种高新技术的综合产品，是21世纪清洁有效的城市交通工具，它以电力为动力，可以解决石油资源日渐枯竭的问题。作为清洁、节能的新型交通工具，电动车具有无与伦比的优势，是唯一可以做到“零排放”的车辆。它在行驶过程中没有污染，热辐射低，噪音小，不消耗汽油，可应用多种能源，结构简单，使用维修方便，因此受到世界各国的欢迎⋯。开发高性能无污染的电动汽车得到各国政府、汽车制造商、科研院所的高度重视，纷纷制定电动汽车(ElectricVehicle，简称EV)研制计划，掀起全球范围内的电动汽车开发热潮。各种电动汽车频频涌现，并迅速推上市场。电动汽车的研制和开发对我国具有更为重要的意义。我国机动车排放引起的环境污染日趋严重，极大地影响着人们的生活质量。同时，电动汽车的发展可迅速缩短我国与发达国家在重要工业支柱产业一汽车工业的差距，并可带动一系列相关产业和技术的发展。因此电动汽车的研究开发得到我国政府的高度重视。“八五”期间，国家科委、计委分别组织了电动汽车开发及有关关键技术的攻关工作；“九五”期间，国家科委又将电动汽车列为“九五”重大科技产业工程项目予以实施，并制订了电动汽车发展目标：在“十五”期间，特别设立863计划电 武汉理工大学硕士学位论文动汽车重大专项，并制定了电动汽车的发展目标啪。2008年的“绿色奥运”的承诺，更是对我国开发研制电动汽车的激励。电动汽车的关键问题是一次充电续驶里程，目前在车载蓄电池技术未能突破的条件下，电动汽车的驱动系统是实现电动汽车基本性能和解决这一关键问题的重要因素。这要求电动汽车驱动系统应具有尽可能高的转矩密度、良好的转矩控制能力、较高的运行可靠性及在整个电动汽车调速范围内具有尽可能高的效率。电动汽车驱动功能的实现涉及电动机、电力电子、微处理器、蓄电池等多学科领域，是赶超世界汽车行业先进水平的关键。因此系统地研究并开发出高水平的电动机驱动控制系统，对提高我国电动汽车驱动系统水平，对我国电动汽车的实用化和产业化具有重要意义⋯。1．2电动汽车的基本结构电动汽车是涉及到机械、电力、电子、计算机控制等多种学科的高科技产品。电动汽车是由车体、电机驱动、储能电池和能量管理系统组成的，其中电机驱动系统是最关键的部分之一。电动汽车整体结构图如图卜1所示Ⅲ。r⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯一1lJ盘图1-1电动汽车整体结构图从图1-1可以看出，电动汽车整体结构由驱动子系统、能源子系统和辅助 武汉理工大学硕士学位论文子系统三部分组成，其关键技术包括蓄电池技术及电池管理，电机技术，电机驱动控制系统。1．3电动汽车电机的发展概况1．3．1电动汽车驱动电机的特性电动汽车电机驱动系统除了具有普通电气传动的共性外，还应满足电动汽车特定用途的要求。电动汽车是一种露天运行、结构紧凑、具有车载能源的行走机械，工况复杂。既要能高速飞驰，又要能频繁启动、制动、上下坡、快速超车、紧急刹车；既要能适应雪天、雨天、盛夏、严冬、雪后撒盐等恶劣天气条件，又要能承受道路的颠簸震动，还要保证司乘人员的舒适与安全。电动汽车的核心，是要用电气传动系统取代机械推进系统，用电池代替汽油作为车载能源，在零排放或少排放的前提下，满足燃油汽车各项性能、价格指标的要求嘲。因此，所设计的电机驱动系统应该满足以下几点要求：(1)基速以下大转矩以适应快速启动、加速、负荷爬坡、频繁起停等要求，基速以上小转矩、恒功率、宽范围以适应最高车速和超车等要求。(2)整个转矩／转速运行范围内的效率最优化，以谋求电池一次充电后的续驰距离尽可能长。(3)电机及电控装置结构坚固、体积小、重量轻、抗颠簸振动。(4)操纵性能符合司机驾驶习惯，运行平稳，乘坐舒适，电气系统失效保障措施完善。(5)单位功率的系统设备价格尽可能的低。电动汽车驱动电机典型的输出特性主要包括两个工作区：(1)基速以下的恒转矩工作区，该区间主要保证电动汽车的载重能力。(2)基速以上的恒功率工作区，该区间保证电动汽车有充足的加速空间。根据以上电动汽车用电机的特性需求，将分析目前主流电机(直流电机、异步电机、感应电机、永磁同步电机和开关磁阻电机)的各种性能及其它们的驱动特性，从而选择适合于电动汽车用电机，并选择其控制策略。 武汉理工大学硕士学位论文1．3．2．电动汽车驱动系统中各种电机性能比较选用小型轻量的高效电机，对目前电池容量较小，持续行驶里程较短的电动汽车现状显得尤为重要。目前在电动汽车中，主要的电机有直流电机、感应电机、永磁同步电机和开关磁阻电机。直流电机调速方便，改变输入电压或电流就可以对其转矩实现独立的控制，进行平滑的调速，具有良好的动态特性和调速特性，并且有成本低、技术成熟等优点。但是，直流电机的绝对效率比较低，体积与质量较大，而且由于存在电刷与机械换向器，不仅限制了电机的过载能力与速度的进一步提高，而且长期运行时，碳刷和换向器的维护量大。另外，由于损耗存在于转子上，使得散热困难，温升增高，限制了电机转矩重量比的进一步提高。由于直流电机存在上述缺陷，因而在现代电动汽车中应用越来越少。开关磁阻电机是由磁阻电机和开关电路控制器组成的机电一体化新型调速电机。开关磁阻电机工作时，依次使定子线圈中的电流导通或截至，电流变化形成的磁场吸引转子的凸出磁极从而产生转矩。开关磁阻电机结构简单，转子上没有绕组、磁钢或滑环，适合高速运行。但开关磁阻电机在电动汽车中没有获得广泛应用的主要原因在于力矩波动及电机噪音过大。1。感应电机用于电动汽车主要是由于它具有结构简单，可靠性高，免于维修等优点，另外矢量控制的应用又使之具有了类似于直流电机的优良特性。故较多应用于电动汽车之中。但是由于永磁同步电机转子为永磁体，无法调节，必须通过加定子直轴去磁电流分量来削弱磁场，这会增大定子的电流，增加电机的铜耗。同时，永磁电机的磁钢价格较高，磁性能受温度振动等因素的影响，过载能力受到限制。表1-1是对各主要驱动电机及其驱动系统的性能比较”1。从表l_1中可以看出，永磁电机在功率密度、效率等性能方面均优于异步电机，今后随着新型永磁材料的开发，永磁材料成本有望降低，永磁电机的价格会有所下降，从而能有比异步电机更高的性价比。总体来看，永磁同步电机的特点适合电动汽车对驱动系统的要求：(1)体积小，重量轻，转动惯量小，功率密度高(可达lkW／kg)；适合电动汽车空间有限的特点。(2)效率高，功率因数高。基速以下运行不需要励磁电流，可提高功率因数，减小定子电流，使定子铜耗下降；转子不需要励磁电流，没有转子铜损耗。4 武汉理工大学硕士学位论文表1-1各种驱动电机的性能直流电机异步电机永磁同步电机开关磁阻电机(DM)(IM)(PMSM)(SP,M)控制简单，只用结构简单，造价体积小，重量轻，结构简单，牢固，电压控制，不需低，可高速运行，功率密度大，低效率高，起动转优检测磁极位置，调速范围大，转速输出转矩大，矩大，价格低，点小容量系统造价动惯量小，维护效率高，维护简免维护低简单，技术成熟董结构复杂，不适控制复杂，容量高速运行较IM噪音大，输出转合高速、大转矩小时效率低，制复杂，需检测转矩脉动大运行。效率低，动困难子磁极位置，永缺环境适应性差，磁体有退磁问点维护难，容量增题，造价较高大造价大幅增加制造困难(3)转矩惯量比大，过载能力强，尤其低转速时输出转矩大，适合汽车的起动加速。综合比较几种交流调速系统，永磁同步电机依靠其优势近期仍是电动汽车驱动系统中的主流电机。1．4永磁同步电机控制系统的发展概况随着功率电子技术和微处理器技术的发展，交流驱动以向数字化、模块化、智能化的方向发展。在功率电子技术方面，功率开关元件的发展已进入了第四阶段。目前大多采用绝缘栅极晶体管IGBT、MOS管和集成了驱动、自检测、自保护功能的功率模块IPM。在微处理器技术方面，DSP开始在交流驱动系统中广泛使用。DSP芯片品种主要有TI公司的TMS320系列、AD公司的ADSP2100系列、Motorola公司的DSP56000系列和AT&T公司的DSP32系列。其中性能比较突出11公司的 武汉理工大学硕士学位论文TMS320LF2xxxx系列DSP”。1．4．1脉宽调制技术分类及特点随着电压型逆变器在高性能电力电子装置中的广泛应用，脉宽调制(PwM)技术作为其核心技术引起人们的高度关注，并得到越来越深入的研究。PWM技术的发展过程经历了从最初的追求电压波形的正弦到电流波形的正弦，再到磁通的正弦；从效率最优，转矩脉动最小，到消除谐波噪声等。从实际应用来看，SPWM在各种产品中仍占主导地位，并一直是人们研究的热点。从最初的自然采样正弦脉宽调制开始，人们不断探索改进脉宽调制方法，对自然采样SPWM做简单的近似，得到规则采样算法，在此基础上，又提出了准优化PWM技术，其实质为在一个基波上叠加为基波1／4的三次谐波，以提高直流电压利用率。而后出现的SVPWM技术是以保持电机磁链幅值不变(在平面坐标中轨迹为圆形)为出发点得到的，被推广成为当前最有效的工程应用方法，其等效的调制波含有一定的三次谐波，由于它具有控制简单、数字化实现极其方便的特点，目前也逐渐有取代传统SPWM的趋势⋯。1．4．2永磁同步电机控制策略为了提高永磁同步电机控制系统性能，使其具有更快的响应速度、更高的转速精度、更宽的调速范围，其动、静响应能够与直流电机系统相媲美，专家学者提出了各种新型控制策略用于永磁同步电机控制”1。11矢量控制1971年，西门子工程师F·Blaschke首次提出了矢量控制理论，使交流电机控制理论获得了一次质的飞跃。其基本思想为：以转子磁链旋转空间矢量为参考坐标，将定子电流分解为相互正交的两个分量，一个与磁链同方向，代表定子电流励磁分量，另一个与磁链方向正交，代表定子电流转矩分量，分别对其进行控制，获得与直流电机一样良好的动态特性。因其控制结构简单，控制软件实现较容易，已被广泛应用到调速系统中。永磁同步电机矢量控制策略与异步电机矢量控制策略有些不同。由于永磁同步电机转速和电源频率严格同步，其转子转速等于旋转磁场转速，转差恒等于零，没有转差功率，控制效果受转予参数影响小。因此，在永磁同步电机上6 武汉理工大学硕士学位论文更容易实现矢量控制。由于永磁同步电机输出电磁转矩对应多个不同的交、直轴电流组合，不同组合对应着不同的系统效率、功率因素以及转矩输出能力，因此永磁同步电机有不同的电流控制策略“”。(1)‘=0控制目前，在永磁同步电机伺服系统中，‘=0矢量控制是主要的控制方式。通过检测转子磁极空间位置d轴，控制逆变器功率开关器件导通关断，使定子合成电流为位于q轴，此时d轴定子电流分量为零，永磁同步电机电磁转矩正比于转矩电流‘，即正比于定子电流幅值，只需控制定子电流大小就可以很好地控制永磁同步电机的输出电磁转矩o”。(2)最大转矩／电流比控制在电机输出相同电磁转矩下使电机定子电流最小的控制策略称为最大转矩电流比控制””。最大转矩电流比控制是实质是求电流极值问题，可以通过建立辅助方程，采用牛顿迭代法求解。但是，计算量较大，在实际应用中系统实时性无法满足，只有通过离线计算出不同电磁转矩对应的交、直轴电流，以表的形式存放于DSP中，实际运行时根据负载情况查表求得对应的‘、屯，进行控制。(3)弱磁控制永磁同步电动机弱磁控制思想来自他励直流电动机调磁控制。对于他励直流电机，当其电枢端电压达到最高电压时，为使电动机能运行于更高转速，采取降低电机励磁电流，以平衡电压。在永磁同步电动机电压达到逆变器所能输出的电压极限后，要想继续提高转速，也要采取弱磁增速的办法“”。永磁同步电动机励磁磁动势由永磁体产生，无法像他励直流电动机那样通过调节励磁电流实现弱磁。传统方法是通过调节定子电流毛和‘，增加定子直轴去磁电流分量实现弱磁升速，为保证电机电枢电流幅值不超过极限值，转矩电流分量‘应随之减小，因此这种弱磁控制过程本质上就是在保持电机端电压不变情况下减小输出转矩的过程，永磁同步电动机直轴电枢反应比较微弱，因此需要较大的去磁电流才能起到去磁增速作用，在电机工作在额定电流情况下，去磁电流的增加有限，因此采用这种方法所能得到的弱磁增速范围也是有限的。2)直接转矩控制直接转矩控制技术由德国鲁尔大学Depenbrock教授在1985年针对异步电 武汉理工大学硕士学位论文机首次提出，是继矢量控制技术之后又一高性能交流变频调速技术。其特点是采用空间电压矢量分析方法，定子磁场定向，直接在定子坐标系下计算并控制电机定子磁链和转矩，借助离散两点式控制调节产生PWM信号，对逆变器开关状态进行最佳控制，获得转矩的快速性和准确性。直接转矩控制摒弃了矢量控制中解耦思想，很大程度上克服了矢量变换控制中的计算复杂性，系统控制结构简单，控制思路新颖，因此从提出之初就受到了人们的广泛关注“州”1。直接转矩控制最初是针对异步电动机提出的，是建立在异步电动机转差角频率控制基础上的，因此不能在永磁同步电动机上直接加以利用，1997年L．Zhong、M．FRahman、Yw．Hu等人率先把直接转矩控制与永磁同步电动机结合起来，成功实现了永磁同步电动机基本DTC控制o”。直接转矩控制理论研究己取得很大进展，但它在永磁同步电动机控制系统中的实际应用方面技术还不够成熟。目前直接转矩控制在PMSM中应用的研究多集中在其它控制策略与DTC的复合使用以及无传感器控制等方面。这些将是未来一段时期内DTC研究的方向和重点“”。1．4．3闭环控制系统算法电动汽车驱动系统的控制方案取决于电动汽车的所要求的动力性能，因此采用何种控制技术是十分重要的。众所周知控制系统采用开环控制有很多不利的方面。高性能的电动汽车应采用闭环控制并使用先进的控制算法。最近几年发展起来的许多新的控制技术，如自适应控制、模糊控制、神经网络和专家系统等技术，都已应用到各种控制中。这些技术会在电动汽车中得到广泛的应用。随着微处理器、数字信号处理器、微控制器和专用集成电路芯片的不断发展与应用，对电动汽车驱动控制系统正产生积极而深远的影响。他们能够快速完成复杂的控制算法，实时的实现最优控制方案，增加驱动系统控制的灵活性和使用的可靠性n”。1)模型参考自适应控制主要思想是将含有待估计参数方程作为可调模型，将不含未知参数的方程作为参考模型，两个模型具有相同物理意义的输出量。两个模型同时工作，利用其输出量差值，根据合适的自适应律实时调节可调模型参数，从而达到控制对象输出跟踪参考模型的目的“”“”。 武汉理工大学硕士学位论文2)滑模变结构控制滑模变结构控制与传统控制的根本区别在于控制的不连续性。自适应机构为控制量表达式中的不连续控制部分。滑模开关能够根据扰动情况迫使系统在一定条件下，在规定的状态轨迹两侧高速切换，从而调节控制量等效平均值，相当于自适应地调制出等效控制量，使运动点停留在预定状态上，达到良好控制效果⋯。从理论上讲，由于滑模状态可以根据需要设计，而且系统滑模运动与控制对象的参数变化、系统外部扰动无关，因此滑模变结构控制鲁棒性要比传统连续控制系统强。但对于实际滑模变结构控制系统，由于实际执行机构的频带限制，理想开关状态不可能实现，此外，系统惯性、状态检测误差，特别是采样时间较大时，都会在理想滑动模态上叠加一个锯齿形轨迹，因此抖振必然存在，无法消除。实际应用中，退而求其次，将滑模控制量连续化，削弱抖动，以获得平滑的控制量和近似的滑模运动。目前滑模变结构控制研究侧重点主要集中在PMSM无传感器控制方面，国内这方面的研究不是很多，主要是在各高校做些理论研究，产品化进程还有一段路要走。”。3)模糊控制模糊控制是以人的控制经验作为控制的知识模型，以模糊集合、模糊语言变量以及模糊逻辑推理作为控制算法的一种智能控制。它无需建立数学模型，是解决不确定性系统的一种有效途径。在模糊控制系统中，模糊控制器性能在很大程度上取决于模糊控制规则的确定及其可调整性㈦。模糊控制在永磁同步电动机调速系统中的应用我们会在后面章节中详细介绍，在此不予赘述。4)神经网络控制最早的神经网络模型是由心理学家W．McCulloch和数理逻辑学家W．Pitts于1943年提出。1987年，在美国召开了第一届国际神经网络会议，掀起了神经网络研究热潮。目前主要研究类型有前馈神经网络、反馈神经网络、局部逼近神经网络和模糊神经网络。”。BP网络属于前馈神经网络，在电机控制系统中应用较多，研究较深入。9 武汉理工大学硕士学位论文1．5本文研究的主要工作永磁同步电动机的高效、高控制精度、低振动噪声、通过合理设计转子磁路结构所能达到的较高的弱磁性及磁阻转矩的可利用性，使其在电动汽车特别是高档电动汽车驱动方面具有很高的应用价值。良好的电动机与合理的控制策略相配合，才能得到良好的电动机驱动性能。本文。本文主要针对电动汽车所要求的较宽的调速范围和低速大转矩等要求，采用矢量控制算法，对定子电流两分量实行解耦，基速以下‘=0技术可以使转矩与f。成正比，可获得快速响应和精确控制的高性能驱动系统。在基速以上时使用弱磁技术，获得更高的转速。对于闭环控制系统，采用模糊自整定PID控制，使电机获得更好的动态性能和抗干扰性能。第1章介绍本课题的目的和意义j介绍电动汽车的结构，电动汽车的电机驱动特点及技术难点，给出在电动汽车的工况下，电机驱动系统中不同电机的性能比较；介绍永磁同步电机控制系统的发展概况；最后，给出本课题所用的电机和控制策略的选择方案，介绍本文的总体安排。第2章着重分析永磁同步电机的结构特点，通过坐标变换建立永磁同步电机的数学模型，介绍永磁同步电机的矢量控制原理，重点阐述‘=0控制与弱磁控制两种控制策略，并介绍空间矢量脉宽调制原理。第3章介绍核心控制单元1MS320LF2407A型DSP的特性及其资源，并设计以TMS320LF2407A型DSP为核心的弱电电路和以IPM模块为主的强电电路。同时，根据电动汽车的设计要求完成档位输入电路、油门给定电路、速度检测显示电路和通讯电路等。第4章重点描述了电动汽车用永磁同步电机控制系统的软件设计。介绍软件开发平台CCS以及DSP编程的一般原则。运用C语言和汇编语言混合编程的方法，阐述系统软件的设计和实现方法。根据软件的功能，将其划分为主程序和中断服务程序两个模块。最后详细描述PWM中断服务子程序、故障中断服务子程序、档位中断子程序以及SCI通讯中断子程序设计方案。第5章研究永磁同步电机传统PID控制算法和模糊自整定PID控制算法，利用MATLAB／Simulink建立了系统仿真模型，得到系统仿真在多种情况下的仿真曲线，并对仿真结果分析。第6章总结与展望。 武汉理工大学硕士学位论文1．6本论文的课题资助本文的研究来源于以下课题并得到该课题的资助：湖北省科技攻关项目：电动汽车永磁同步电机智能控制系统 武汉理工大学硕士学位论文第2章永磁同步电机及其控制策略研究20世纪80年代，随着永磁材料特别是具有高磁能积、高矫顽力、低廉价格的钕铁硼(NdFeB)永磁材料的发展，价格低廉、体积小、性能高的永磁电机被研制成功。由于其本身的优良特性，永磁同步电机在伺服系统中得到了广泛的应用，同时其控制策略也被广泛研究。本章首先介绍永磁同步电机的结构，然后重点阐述永磁同步电机控制系统的控制算法。2．1永磁同步电机结构永磁同步电机是以永磁体来代替直流激磁作为恒定励磁的一种电机。其剖面图如图2-1所示，它由定子、转子两大部件组成“”。三相永磁同步电机的定子指铁心永磁体电枢线圈慧需雾怒⋯矍器旆l主要由硅钢冲片、三相Y型连接“2”?”II^、ll111|l|II，4lI的对称同分布在槽中的绕组、固r]LI|’Irj1定铁芯的机壳及端盖等部分组lI峒lll刚，旋转轴成。这同传统同步电机定子结构一1．{_一4⋯⋯⋯⋯拍一基本相同。如果在三相空间对称Il^丁T厂—————If—I药一轴承的定子绕组中通入三相时间上也LJ一，’‘、UI——。1、上、J对称的正弦电流，在三相永磁同图2-l永磁同步电机剖面图步电机的气隙中就会产生一个在空间旋转的圆形磁场，旋转磁场的同步转速‰=60．厂／只，其中，．厂为定子电流频率，只为电动机极对数。永磁同步电机的转子是指电机运行时的旋转部分，通常由转子铁心、永磁体磁钢和转子转轴组成。目前，永磁同步电机常用的永磁材料是钕铁硼合金(NdFeB)和钐钴合金(SmCo)。从永磁体安装方式上分，转子分为凸装式、嵌入式和内埋式三种㈣。所谓凸装式是指将永磁磁钢直接粘贴在转子铁芯表面的结构形式；嵌入式与凸装式类似，区别在于永磁磁钢是嵌入转子外表面的，则定子铁芯到永磁体表面的距离和到转子铁芯的距离相等；而内埋式是将永磁 武汉理工大学硕士学位论文磁钢埋装在转子铁芯内部的结构形式。由于永磁材料的相对磁导率Il非常接近1，因此，凸装式转子电机的绕组电感(自感和互感)可以认为是常值(即使在定子铁芯饱和的情况下，电感的变化也非常小)，这样的电机不具有凸极效应；而具有嵌入式和内埋式结构的电机，其绕组电感交化明显，电机具有明显的凸极效应。对于永磁同步电机，其定子绕组电流为正弦波，为了使电机具有恒力矩输出，电机应具有正弦波反电势，以保持Tem恒定。通过合理的设计，凸装式、嵌入式和内埋式转子均可使电机实现正弦波反电势。因此，永磁同步电机可采用三种结构形式的任何一种㈨。具有内埋式转子结构的电机，电机的磁路气隙比较小，比具有凸装式和嵌入式转子结构的电机更适于弱磁控制。另外，通过调整内埋式转子的设计参数，可以充分利用其凸极性(即利用电机的磁阻转矩)，来改进电机的输出和调速特性。凸装式和嵌入式结构可以使电机的电机常数做得比较大，这样可以减小转子的转动惯量，从而减少电机的机械时间常数，提高电机的响应性能。其工作原理是当永磁同步电机通入由三相逆变器经脉宽调制的三相交流电源后，电机的定子绕组会产生一个空间旋转磁场，它与转子永磁磁钢所产生的磁场相互作用，产生与定子绕组旋转磁场方向一致的旋转转矩乜刀。当电磁转矩克服了转子本身的惯量以及由永磁同步电机转子中永磁体磁钢的存在所产生的阻尼转矩时，电机就开始运动起来，并且不断加速直至定子旋转磁场带动转子永磁体磁钢一起同步运行。2．2永磁同步电机的数学模型永磁同步电机和带转子励磁绕组的同步电机数学模型是相似的，为了分析简单化起见，本文作以下假设“”：(1)忽略铁芯饱和效应；(2)不记涡流和磁滞损耗；(3)转子上无阻尼绕组，永磁体也没有阻尼作用；(4)电机各相绕组电阻相等R。=R。=Rc=R；(5)电机的反电势是正弦的。 武汉理工大学硕士学位论文2．2．1永磁同步电机静止三相坐标系(ABC)模型三相永磁同步电机示意图如图2—2嘲，电机对数为l。图中定子三相绕组用一、B、c三个线圈来表示。因为实际的三相绕组是嵌放在定子槽中的，故三相绕组的轴线在空间是固定的。¨为转子上安装永磁磁钢的磁场方向，电机转子以口的角速度顺时针方向旋转，口为y，与A相绕组间的夹角，口=tot+a0，其中，见为t=0时刻的夹角。B[圣]=暖昙墨]隆]+4毫三荔攀E]+p[{；；]Q一，，14 武汉理工大学硕士学位论文转子磁链在气隙中呈正弦分布，转子磁链在三相绕组中的投影分别为：I妒?I『cos(a)]I∥I="lcos(伊一2，r／3)I(2—4)够j【cos(O+2Jr／3)J式中，％为转子永磁体磁链的最大值，对于特定的永磁同步电机y，为一常数。由上面的分析，永磁同步电机在三相静止坐标系下的电压方程为一组变系数的线性微分方程，不易直接求解。我们常用更为简单的等效的原型电机来替代实际电机，并使用坐标变化方法，以方便分析和求解㈨。单纯从矩阵运算的角度而言，变换是任意的，电压和电流变换的矩阵可以相互独立。但是从电机分析的方面，为保证变换前后两个坐标系中的变量所表示的系统总功率相同，必须采用恒功率变换。恒功率变换的条件为：f*u’=i'u(2-5)式中，f。和“‘为变换后的电流和电压矩阵；f和甜为原有的电流和电要矩阵。设e和cf分别为电压变换矩阵和电流变换矩阵，根据文献推倒，若选定的电压变换实数矩阵e为正交矩阵，则恒功率变换的条件是q=q，即电压、电流变换有相同的变换矩阵㈨。2．2．2静止三相坐标系(爿8c)到静止两相坐标系(口一少)变换永磁同步电机静止三相坐标系到静止两相坐标系的变换简称Clarke变换，其变换原理示意图如图2-3所示，图中a相绕组同三相中的A相绕组重合，∥相绕组与口相正交嘲。图2-3Clarke变换 武汉理工大学硕士学位论文若三相绕组中每相绕组的有效匝数均为以，而两相绕组中每相绕组的有效匝数均为Ⅳ。，根据相变换必须保证变换前后绕组中电流产生的磁势守恒，则得到式(2-6)。髓：％NA喝co即sl／3石傩+2i7c蕊c帆osl／3∞，r52乃庀∽6，UBN口=一i8N^设以=砜，则式(2-6)可变为：经过分析，当k为√2／3时，三相静止坐标系到两相静止坐标系的相变换的电压电流变换矩阵相同且均为正交矩阵，因而满足恒功率交换。得到的三相静止坐标系到两相静止坐标系的相变换矩阵和两相静止坐标系到三相静止坐标系的相变换矩阵分别如式(2-8)和式(2-9)所示。其中，变换前的坐标用下角标表示，变换后的用上角标表示。c篾如刹凋∽s，镒2凡z磐苏l浯9)两相静止坐标系到三相静止坐标系的电压和电流变换为式(2-11)』“仙c2嘴‰(2-10)Ik=c簋0。p二篙‰∽11)1锄。：嗡f。跖皑1u将式(2-10)代入式(2—1)，可得到永磁同步电机在两相静止坐标系下的电压方程，但它仍是一组变系数的线性微分方程。因此，还需要在两相静止坐标系的基础上进一步变换。。。‘∽书阜卜卞扛弘眈卜卸“．k．b． 武汉理工大学硕士学位论文2．2．3两相静止坐标系(口一∥)到两相旋转坐标系(d—g)变换永磁同步电机两相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换简称Park变换，其变换原理示意图如图24所示。d—q坐标系同口一声坐标系同为正交坐标系，并f1．d—q坐标系以埘的转速相对于口一声坐标系顺时针旋转。其中口为d轴轴线同g轴轴线的夹角阍。其中，m为电机转子转速，口=硝+ao，岛为初始时刻d轴轴线同瑾轴轴线J心=睨。。8秒一％8m口(2-12)【N／q=镌sin0+N／口cosO刚c絮os_O-sin口蚴陋㈣fcos0一sin001c笳=lsin0cos00I(2—14)l01J17 武汉理工大学硕士学位论文l01J协二器。cz一㈣般嚣dqO。浯忉瘫莓摹辚]㈣。， 武汉理工大学硕士学位论文电磁转矩方程恤1为：7二=P。【∥diq一矿口‘】=P。眇，iq+(三d—Lq)‘i口】(2-20)式中，P。为电机磁极对数，妒r为永磁体产生的磁链，乙，‘为直交轴电感，‘，‘为直交轴电流。定子电流空间矢量t与定子磁链空间矢量虬同相，且定子磁链与永磁体产生的气隙磁场间的空间角度为∥，则㈦$?11131拿3(2_21)h2l‘将式(2—21)代入式(2—20)，可得乙=磊[％‘一yqid]=p．￥l／i,sin∥+寺岛(乙一乞)宰s洫2声(2—22)由式(2-22)可以看出，永磁同步电机输出转矩中包含两个分量，第一项是由两磁场互相作用所产生的电磁转矩L，第二项是由凸极效应引起，并与两轴电感参数的差值成正比的磁阻转矩Z。2．3永磁同步电机的矢量控制策略矢量控制最初是针对异步电机提出的。其工作原理和方法同样适用于永磁同步电机。永磁同步电机矢量控制技术的基本思想是建立在坐标变换及电机的电磁转矩方程上，通过对定子电流矢量的相位和幅值的控制来实现永磁同步电机的转矩控制，即通过控制d—q轴电流，经过矢量变换或坐标变换来实现的。其优点在于不论在高速还是低速的情况下，只要系统给定了在该转速下所需要的电流波形，电机电流均能很好的响应，电机的响应性能也十分优异⋯。从式(2-22)中可以看出，当永磁同步电机永磁体产生的磁链妒，和直交轴电感岛、工。确定后，电机的电磁转矩乙便取决于定子电流矢量‘，而‘的大小和相位取决于屯和f。。因此，只要控制‘和t便可以控制电机的转矩。一定的转速和转矩对应于一定的e和f：。永磁同步电机矢量控制系统框图如图2-5所示，从图可知，通过分别比较控制永磁同步电机的电流实际值‘、‘与给定值e、e，实现其转速和转矩控制。并且，‘和f。独立控制，便于实现各种先进的控制策略‘”。19 武汉理工大学硕士学位论文图2-5永磁同步电机矢量控制系统框图根据永磁同步电机的具体应用的要求不同，可以采用的控制方法主要有：‘=0控制、cos=1控制、恒磁链控制、最大转矩／电流控制、弱磁控制、最大输出功率控制等㈨。当电动汽车正常行驶时，电机转速处于基速以下运行，在定子电流给定的情况下，屯=0，由式(2—20)可得电磁转矩7二=以{f，，‘，这样只要控制f。的大小就能控制转速和转矩，实现矢量控制；当电机转速在基速以上时，由于永磁体的励磁磁链为常数，电机感应电动势随着电机转速成正比增加，电机感应电压也跟随提高，但是电机相电压和相电流的有效值的极限值受到与电机端相连的逆变器的直流侧电压和逆变器的最大输出电流的限制，所以必须进行弱磁升速⋯。通过控制屯来控制磁链，通过控制‘来控制转速，实现矢量控制。在实际控制中，屯、f。不能直接被检测，所以必须通过实时检测到的三相电流和电机转子位置经坐标变换得到。本系统采用屯=0和弱磁控制相结合的矢量控制策略。2．3．1id=o控制当屯=0时，电机相当于一台他励直流电机，定子电流中的直轴分量等于0，且定子磁动势空间矢量与永磁体磁场空间矢量正交，芦等于90度；电机转矩只有永磁转矩分量瓦，此时乙=乇=以妒，iq。当‘=0时，‘=‘，在产生所要求转矩的情况下，只需最小的定予电流， 武汉理工大学硕士学位论文从而使铜耗下降，效率提高。对控制系统而言，只要检测出转子位置(d轴)，使三相定子电流的合成电流矢量位于口轴就满足要求了。当满足ia=0时，由电机的电压方程和转矩方程”1可得到电机的最高转速为：J_______●__●______________________●__●●________●●_●●________●●__●_一∞。，=“h，√(p。∥，)2+(乙厶／y，)2(2—23)式中，Ⅳ。为逆变器可提供的最高电压。由式(2—23)，可知，采用ia=0控制时，电机的最高转速受逆变器可提供的最高电压和电机的输出转矩两方面的影响。其特点是控制简单，定子电流与电磁转矩输出成正比，无弱磁电流分量㈨。2．3．2弱磁控制由于新材料技术的发现，高剩磁密度口，和高矫顽力只．的永磁材料应用于电机，一方面，电机在相当大的程度上已不怕电枢反应的去磁作用，允许在直轴上流过较大的去磁电流；另一方面为了使电机运行于高速区，拓宽电机系统的调速范围，在电压型逆变器驱动的电机系统中，电机端电压不可能提高的情况下，减弱电机磁场使电机转速升高的方法，即弱磁控制，可以使电机运行在额定转速以上。永磁同步电机弱磁控制思想来自于他励直流电机的调磁控制，当他励直流电机端电压达到极限电压时，为使电机能恒功率运行于更高的转速，应当降低电机的励磁电流，以保证电压的平衡。永磁同步电机的励磁磁动势由永磁体产生而无法调节，只有通过调节定子电流(即增加定子直轴去磁电流分量)来维持高速运行时电压的平衡，以达到弱磁扩速的目的⋯。1)弱磁控制的原理当永磁同步电机采用逆变器供电时，电机的电枢电流f。和端电压1,1要受逆变器直流母线最大电压u一和逆变器的最大输出电流，一的限制“”。因此，得到：‘=√f；+弓≤，，。“(2—24)“=√“；+“；≤【，。。(2—25)当直流母线电压为％时，Y型连接的电机可达到的最大基波相电压有效值的极限值Ulim为：‰：{晕：华(2—26)％m2西孝2右蟛一 武汉理工大学硕士学位论文由电机的电压方程可以推导出：”=4(R，ia—OJLqiq)2+(R，iq+daLaid+国少，)2r——‘‘———————————’————‘————’——’———————●=√(见‘～爿：‘)2(只‘+．k‘+∞∥r)2(2—27)由于电机一般运行于较高速度，电阻远小于电抗，电阻上的电压降可以忽略不计，因此，式(2-27)可简化为：Ⅳ=叱√(珐)2+(屯+甜，／厶)2(2—28)式中，P=上。／厶为永磁同步电机的凸极系数。由式(2-28)可知，当电机电压达到逆变器所能输出的电压极限时，即当甜=Ⅳ。时，要继续升高转速只有靠调节‘和己来实现。增加电动机的直轴去磁电流分量和减少交轴电流分量，以维持电压平衡关系，都可以得到弱磁效果。两种弱磁方式的能力分别与相应的直轴、交轴电感直接相关。为了保证电枢电流不超过电机相电流的极限值，增加直轴去磁分量，交轴电流分量就相应减小。由式(2—24)和式(2—28)可以看出，在‘一己平面上，最大电流极限是以(O，0)为圆心，半径固定的圆，称电流极限圆；随着电机转速的提高，最大电压极限是以(一∥，／Ls，O)为中心的椭圆，称为电压极限椭圆。电流矢量‘必须位于电流极限圆内，否则电枢电流不能跟随绘定电流，永磁同步电机的调速性能将下降。在电机低速运行段，电压极限椭圆较大，电流控制器输出电流能力主要受到电流极限圆的约束，限制了永磁同步电机低速时的输出力矩。在高速阶段，电压极限椭圆不断缩小，电压极限椭圆成为逆变器输出约束的主要方面，从而限制了永磁同步电机的调速运行范围．最小端电压弱磁控制原理图见图2—6。．W乃一／，兀mb／／／／／／恒转矩轨迹人N极|!『!【图2-6最小端电压弱磁控制原理图 武汉理工大学硕士学位论文采用弱磁控制可以扩展永磁同步电机的调速范围，在高速阶段避免电流控制器饱和，即提高高速运行时永磁同步电机矢量控制系统的调速性能。图2-6中，a点为电动机在转速吼时可以输出的最大转矩(电压和电流均达到极限值)，对应转矩为乙。；转速进一步升高至％(％<％)时，最大转矩／电流轨迹与电压极限椭圆相交于b点，对应转矩为7乙(丁乙>7乙)，若此时定子电流矢量偏离最大转矩／电流轨迹由b点移至c点，则电动机可输出更大的转矩7■，从而提高了电动机超过转折速度运行时的输出功率；同时。直轴去磁电流增大，降低了永磁体产生的气隙磁场，达到了弱磁控制的目的。为了实现弱磁控制，只有采取特殊的控制方法才能迫使电流矢量f．从a点向c点移动。2)弱磁控制区域的确定在永磁同步电机矢量控制系统中，正常转速运行范围内能够采用不同的电流控制策略，采用这些电流控制方法时，随着电机转速的升高，电流控制器很快就会进入饱和⋯1。在电流控制器饱和时，必须采用弱磁控制策略，使输出电流能够跟踪给定电流，保证永磁同步电机能够输出给定力矩。进行弱磁控制时，首先必须确定弱磁控制区域，即确定永磁同步电机何时采用弱磁控制。电流控制器的饱和是由于电机的反电动势升高，当电机的端电压达到逆变器能够输出的最高电压，电机电流不能跟随给定电流而引起的。定义电机的端电压比K为电机负载情况下的端电压和空载时的端电压之比，则：r———————：———————————————=_，，”国√(卢kfg)2+(三d屯+∥r)2A=一=——2————————————————————1∞Vf∞V|，，．．．．．．．．．—．．．．．．．．．．—。．．．．．．．．．．．．．．一=三生√(p‘)2+(id+妒r／厶)2(2—29)∥，’比较式(2—28)和式(2—29)，可以看出，在永磁同步电机电枢电流控制中，只需要监视端电压比，即可确定电流控制器是否饱和，从而确定弱磁控制区域。当K≤“。／(珊∥，)，则电流控制器不饱和；当K>lllim“印∥，)，则电流控制器饱和，必须采用弱磁控制策略。本文选择的弱磁控制区域方法，只需检测电枢电流，因此方法非常简单。并且，该方法与非弱磁段的电流控制方法无关，适用于不同的电流控制方法，揭示了电流控制器饱和的本质特点。3)基于最小端电压比的永磁同步电机弱磁控制策略 武汉理工大学硕士学位论文电机的端电压比反映了逆变器的电压输出能力，端电压比的增大是引起电流控制器饱和的原因，为了获得永磁同步电机的最大调速范围，充分利用逆变器的电压输出能力。该弱磁控制策略的算法表示如下：，(‘，‘)=(以)2+(毛+’吁，毛)2+研乙一见(竹‘+毛岛‘一zjA)】(2—30)式中A为拉格朗日乘子。对上式分别求偏导数，令其等于0，并对所得方程式求解，可得到在最小端电压比电流控制下的交、直轴电流的关系如下：拈堕!鱼鳖二生二迎!!垡!：±竺：竺二!塑(2埘)l。=·—————————————--—-———————二二——————————————————————————————————————一LZ—JlJ。2(p—n4)弱磁控制的实现永磁同步电机弱磁控制有多种实现方式，本系统设计了最小段电压比电流控制的方法。基于最小端电压比弱磁控制系统图如图2—7所示。图2．7基于最小端电压比弱磁控制系统图2．4PID算法研究2．4．1PID算法原理PID控制器作为最早实用化的控制器已有50多年的历史，由于它结构简单易懂，实现方便，控制效果好等先决条件，PID控制器现在仍然是应用最广泛的工业控制器。PID控制器由比例单元(P)积分单元(I)和微分单元组成(D) 武汉理工大学硕士学位论文组成⋯1。其输入P(，)与输出“(f)的关系为：∞)喝∽蝎扣沙+岛警(2-32)它的传递函数为：G(J)：掣：髟+生+％(2—33)正ts)51)比例环节(P)主要用于成比例反应控制系统的偏差信号et，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。比例系数K。的作用是加快系统的响应速度，比例系数越大，系统响应速度越快，系统的调节精度越高，但容易产生超调，甚至会导致系统的不稳定；比例系数过小，会降低系统调节精度，系统响应速度变慢，调节时间变长，系统静态、动态性能变坏。2)积分环节(I)主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分时间常数乃的大小，乃越小，积分作用越强。3)微分环节(D)主要用于加快系统动作速度，减少调节时间的作用。微分作用过强，可能引起系统的振荡。数字PID控制算法一般可以分为位置式PID控制算法和增量式PID控制算法。本系统采用增量式PID控制算法㈨。PID控制算法原理图见图5-1所示。图2-8PID控制算法原理框图将式(2—32)进行离散化处理得到式(2-34)：k“I=K尸PI+K，∑PJ+足。(口I—Ft—1)+“o(2—34)f=o式中：j0、K，、足。——比例、积分、微分系数；k——采样系数；蜥——第k次采样时刻的计算机输出值； 武汉理工大学硕士学位论文ek、ek-i——第七次、k-1次采样时刻输出的偏差值；‰——开始时刻PID控制时的原始值。把k和k一1代入式(2-34)并相减，得到增量式的PID控制算法：Au(k)=KP血(露)+玛P(．i})+KD[Ae(k)-Ae(k-1)】(2-35)式中ae(k)=e(k)一e(k—1)2．4．2PID参数整定在PID参数进行整定时如果能够有理论的方法确定PID参数当然是最理想的方法，但是在实际的应用中，更多的是通过凑试法来确定PID的参数。1)参数整定规则增大比例系数P一般将加快系统的响应，在有静差的情况下有利于减小静差，但是过大的比例系数会使系统有比较大的超调，并产生振荡，使稳定性变坏。增大积分时间I有利于减小超调，减小振荡，使系统的稳定性增加，但是系统静差消除时间变长。增大微分时间D有利于加快系统的响应速度，使系统超调量减小，稳定性增加，但系统对扰动的抑制能力减弱。在凑试时，可参考以上参数对系统控制过程的影响趋势，对参数调整实行先比例、后积分，再微分的整定步骤。2)参数整定方法首先整定比例部分。将比例参数由小变大，并观察相应的系统响应，直至得到反应快、超调小的响应曲线。如果系统没有静差或静差已经小到允许范围内，并且对响应曲线已经满意，则只需要比例调节器即可。如果在比例调节的基础上系统的静差不能满足设计要求，则必须加入积分环节。在整定时先将积分时间设定到一个比较大的值。然后将已经调节好的比例系数略为缩小(一般，缩小为原值的0．8)，然后减小积分时间，使得系统在保持良好动态性能的情况下，静差得到消除。在此过程中，可根据系统的响应曲线的好坏反复改变比例系数和积分时间，以期得到满意的控制过程和整定参数。如果在上述调整过程中对系统的动态过程反复调整还不能得到满意的结果，则可以加入微分环节。首先把微分时间D设置为0，在上述基础上逐渐增 武汉理工大学硕士学位论文加微分时间，同时相应的改变比例系数和积分时问，逐步奏试，直至得到满意的调节效果。2．5空间矢量脉宽调制原理2．5．1SVPWM原理空间矢量脉宽调制(sVPwM)，也称为磁链跟踪控制，是把逆变器和电机作为～个整体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制PWM电压。SVPWM的特点是易实现交流侧正弦化、开关损耗小、调频范围广、调速方法灵活⋯。电压源逆变器等效电路图如图2-9所示。反之，S，=0。功率开关的8种组合相应的输出电压如表2-1所示m3。矿csas西＆，=唇·+口+口2，[三]。。一。。，21I』|；(¨隐+№2)其中：口刮z一：一昙+宰_，27 武汉理工大学硕士学位论文表2-1功率开关组合状态最墨&U《UwUcNO0O01T／"一二1U出詈％O01一=V出j1r7詈屹1r0l0一：u出一了u出j，；％{％O1一；％j10O；％1r1r—ju出一了u出lOl；％2／'T三U出—jV出1O；％l1lO0U=Um／2，矿=U女／2，W=一U☆／2y(Il。)=U+Va+Wa2)(2—37)=厣。c圭+孚D代入不同开关模式，可得图2-10所示的电压空间矢量。Vo(OOO)图2，10电压空间矢量 武汉理工大学硕士学位论文其中，ro(ooo)和r,011)称为零矢量，其余6个矢量成为有效矢量。当V为零矢量时，电压空间矢量幅值为0，当V为有效矢量时，电压空间矢量的幅值为压／3U,,。以扇区3为例，设两个相邻有效矢量为乃和K，零矢量Vo，合成新的矢量为p0，其作用时间分别为乃，乙，ro。合成新矢量坐标关系如图2—11所示：％乃图2．11合成新矢量坐标关系合成新矢量表达式如下：巧乃+％乙+％To=‰‰(2—38)且时间关系满足：ro+乃+乙=7■(2—39)式(2—34)、式(2-35)联立，求解可得：7；=簪ksill(生3口)(2-40)jU女”1‘、。乙=等"M(2-41)瓦=乙一正一乙(2—42)其中，式(2—40)、式(2—41)、式(2—42)代表三个矢量作用时间。2．5．2SVPWM开关模式方案一：由软件确定开关模式，其电压矢量作用顺序为：vo(ooo)专v,000)_K(110)j■(111)j％(1lo)斗■000)丰％(ooo)功率器件的开关频率为工=1／7k，开关频率正即常规PWM调制中的载 武汉理工大学硕士学位论文波频率，其开关模式见图2—12。在此方案中，需把SVPWM的计算结果(包括矢量选择和作用时间)，转化成每相管脚相对应的脉宽作用时间，分配到相应的比较寄存器中进行实现。：瓦／4：‘／2％／21&／2：L／2：霉／2：To／4lP聊lPwM3尸聊5％(ooo)V6(1lO)K(1lO)％(ooo)V_．(100)巧(111)v。(100)图2．12软件开关模式方案二；由DSP硬件EV模块确定开关模式，其矢量作用顺序为：一(100)专圪(110)斗巧(111)j圪(100)峥匕(100)功率器件开关频率为z=詈芝：，其开关模式见图213。：I，2：乙／21to／2：L／把／2jPWMl卜—}．—十-—十—H：卜——H．I～3目H目IPWM5JIlIL“L．o：：!．I：圪(110)V6(110)V,(100)f7(111)vAloo)图2．13硬件开关模式对比方案一与方案二可以得到：(1)合成新矢量时，方案二只需2／3的开关频率，大大降低了开关损耗。30 武汉理工大学硕士学位论文(2)在相同的中断周期丁．姗条件下，由于方案一零矢量拆分成更细的等份，最终电机电流谐波好于方案二。但是是以牺牲开关频率为代价的。(3)在相同的开关频率，条件下，方案二具有更短的中断周期，电机电流谐波好于方案一。(4)硬件开关模式由DSP自带硬件模块完成，具体实现方式上较为简单。2．6本章小结本章着重分析了永磁同步电机的结构特点，并通过坐标变换方法得到了永磁同步电机的数学模型。在其数学模型的基础上，通过对矢量控制分析，确定了电动汽车在低速行驶，即电机转速在基速以下时，采用‘=0控制；当电动汽车在高速行驶，即电机转速在基速以上时，采用基于最小端电压比的弱磁控制；然后对闭环控制系统中电流、速度控制的PID算法进行了研究，最后介绍了永磁同步电机空间矢量控制原理。 武汉理工大学硕士学位论文第3章电动汽车驱动控制系统硬件设计永磁同步电机作为电动汽车的驱动电机，其控制系统的好坏直接影响到整个系统的性能。永磁同步电机控制系统硬件设计是本系统设计的重点之一。硬件设计要求整个硬件电路安全可靠、功能强大、灵活方便，有利于调试和监控。本章设计了驱动控制系统的主电路、检测电路、保护电路以及通信电路等。3．1驱动控制系统总体结构从硬件角度出发，永磁同步电机、主电路、PWM驱动电路、信号检测电路、核心CPu，人机交互电路构成了整个控制系统的硬件组成，如图3一l所示。直流二=嘉TPUVIPM1型竺卜智能功率模块电压采样PMSM电压保护检测l】隔离驱动ll电流采样电子油门电子档位上位机k—叫RS232／d)CIN3PWMIl～6,M)CIN0／d)CIN6／d)CrlqITMS320XINT!LF2407AQEPTX，RXPDPIND0～D7FO液晶显示故障检测图3-1系统硬件总体结构本课题设计的电动汽车永磁同步电机控制系统由的永磁同步电机(PMSM)和DSP为核心的控制器构成。矢量控制算法由TI公司生产的定点DSP 武汉理工大学硕士学位论文1Ms320LF2407A实现，直流电源由500V蓄电池提供。功率模块为三菱公司生产的IPM模块PM75CLA060。电机采用三线连接方式，零序电流为零，控制系统只需测量两相电流，另一相可以计算得出。相电流i。和t分别通过两个霍尔电流传感器LT58-T7检测，带宽可达100KHZ，线性度<1％。电流信号经过低通滤波处理后送入DSP的ADC(模拟数字变换器)。同时，直流侧的电压和电流也通过互感器检测并处理，送入DSP的ADC。电机的转速信号由光电编码盘测量，经电平转换后送入DSP的QEP(正交编码电路)。控制系统可以根据转速的不同采取不同的测速方式，以保证控制系统在整个调速范围内都能获得足够的转速测量精度。DSP的6路P删输出经驱动、隔离后，用于驱动IPM。DSP的内部变量值通过一个四通道DAc转换成模拟信号，送至示波器，可以观测矢量控制算法中各个变量情况。此外，人机交互电路主要包括液晶和键盘接口电路，允许用户在调试过程中与控制器之间进行信息交互，如输入给定信号、更改PID参数等等。通过DSP内部的10位AD通道采集电子油门的信号；通过I／o口输入电子档位信号等。通过RS232模块将DSP中的各数据传入上位机，记录、保存和分析这些信号，为驱动控制系统的调试改进提供实际依据。3．2DSP控制器TMS320LF2407A简述DSP芯片的主要供应商包括TI公司、AD公司、AT&T公司和Motorola公司。其中，TI公司的DSP芯片的市场占有率近50％，国内也广泛采用⋯1。TMS320LF2407A是基于TMS320C2XX型16位定点数字信号处理器的新型DSP控制器。它是11公司1997年针对新一代交流电机数字控制而推出的。它采用高性能CMOS技术，使得供电电压降到3．3V；基于改进的哈佛结构，40M1PS的执行速度使得单指令周期仅为25ns。它具有高速信号处理和数字控制功能；同时还集成了单片电机控制应用方案所需的外设功能，能有效的减少系统元件数量。LF2407A片内的事件管理器支持为电机提供高速、高效和全变速的先进控制技术。另外还有47个可编程I／O引脚。TMS320LF2407A的功能框图如图3—2所示。TMs320LF2407A片内存储空间丰富，有高达32K的FLASH程序存储器，高达1．5K字的数据／程序RAM，544字双口RAM和2K字的单口RAM。除支持片内存储器之外，TMS320LF2407A还可以扩展192K字外部存储器，其中 武汉理工大学硕士学位论文64K字程序空间，64K字数据存储空间和64K字I／O寻址空间㈨。3．2．1DSP的特点和资源外部总线16图3-2LF2407A功能框图1)TMS320LF2407A内核CPU：(程序运算核心)(1)32位中央算术逻辑单元(2)32位累加器(3)16位并行乘法器(4)3个定标移位器(5)8个16位辅助寄存器和一个用于数据存储器间接寻址的专用算术单元2)存储器(程序存储和数据处理)(1)544字×16位片内数据／程序双口RAM(数据交换)(2)16K字×16位片内程序FLASH(脱机状态程序存储) 武汉理工大学硕士学位论文(3)224K字×16位最大寻址范围(4)外部存储器接口模块，16位地址总线和位数据总线(5)支持硬件等待状态3)程序控制(1)四级流水线操作(2)八级硬件堆栈(3)六个外部中断：功率驱动保护中断3．2．2系统设计中所用的DSP硬件资源1)事件管理器(EVA／B)模块每个24x器件都包括两个事件管理器EVA和EVB，每个时间管理器模块包括通用定时器、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路。LF2407A上有4个通用定时器，每个通用定时器可通过定时器控制寄存器配置，有上溢、下溢、周期、比较四种中断资源。同时GP定时器为其他子模块提供时基，Tl和T3适用于所有比较单元和PWM电路，T2和T4适用于捕获单元和正交脉冲计数操作㈨。全比较单元利用可编程的死区控制电路编程产生6路PWM波形生成的输出。带死区控制的PWM输出对长度为0～2048个CPU时钟周期，脉冲宽度的变换量最小为一个CPU时钟周期。可响应功率驱动保护中断。LF2407A的4个比较器可以产生四个附加的独立比较或高精度PWM波形。捕获单元提供对不同事件或跳变的捕获功能，可编程实现捕获上升沿跳变和下降沿跳变。当捕获输入引脚检测到跳变时，T2或T3被捕获并存储在两级FIF0堆栈中。两个捕获输入端CAPl／2可用于正交编码器脉冲的QEP电路接口。2)ADC模块模数转换模块包含两个带内置采样保持电路的lO位串行模数转换模块，多达16路模拟输入通道。可选择最多8个通道的独立工作双排序器模式或级连之后工作在一个最多可选择16个通道的排序器模式。LF2407A有两个二级FIFO结果寄存器用于存放转换结果。模数转换可由多个触发源启动，基准电压(<3．3V)由外部提供⋯1。3)SCI模块 武汉理工大学硕士学位论文SCI模块是一个高速、同步串行I／O口。它通常用于DSP控制器与外部设备或另一个处理器之间的通讯，支持多处理器通讯。为确保数据的完整性，SCI对接收的数据进行间断检测、奇偶性、超时以及帧出错的检查。3．3主电路设计主电路是永磁同步电机的能量来源。主电路主要是指整流环节和三相逆变环节，在整流环节中本系统采用500V直流蓄电池提供电能，不需要整流，逆变环节则采用了智能功率模块(IPM)。IPM是先进的混合集成功率器件，由高速，低耗的IGBT芯片和优化的门极驱动及保护电路构成。本系统选用了三菱公司IPMPM75CLA060，其额定电压和额定电流分别为600V和75A。由于IPM内部集成了IGBT的驱动电路，所以在使用时可将DSP输出的PWM信号经光耦隔离之后直接输出mM，IPM隔离驱动选用高速光耦HCPL4504。同时，IPM要求为内部的IGBT驱动电路提供四路相互独立的+15V直流电。其中A、B、c三相桥臂的上管各用一路电源，而三相桥臂的下管则共用一路电源。PM75cLA060隔离驱动电路如图3．3所示。PM75CLA060内部具有SC(短路)、OC(过流)、UV(欠压)、OT(过热)四种自保护电路。如果以上四种电路中有一种动作，三相桥臂中的六个IGBT就会马上关断，同时IPM会输出一个对应的故障信号以便通知DSP控制器。在IPM中A、B、c三相桥臂的每个上管都分别有独立的SC、OC、UV、OT保护电路，而三相桥臂的下三管则共用一个保护电路，所以整个IPM模块中共有4个保护信号输出，它们分别是UF0、V。、wFo和FO。这四路信号在输出给外部器件时也要先经过光耦隔离。在设计系统的控制电路时可将这四路信号综合为PIPM信号输出到DSP的PDPINT引脚，以便故障时及时封锁DSP的PWM信号。3．4反馈检测电路设计检测电路目的就是为了将要检测的各种信号，经过转换变成DSP可以识别的数字信号。检测电路分为电流检测、电压检测和速度检测。这些信号都是通 武汉理工大学硕士学位论文过外围的电路接口接入DSP的外围电路接口，然后根据相应的设置，读出检测2R04K5TJ_1CoIuFI]翮oopd赴mlm幽．Un}鬻曜ANODENC坚竺：∑纠⋯．赢广。■：帮1NPWMl62融。fj110lIPWMII2R42n—!IlO{iuVcc赠耍坐—博君而—一一100pFvVcc珏—朝抽．．——上J100pFwVccir西一盟翠嫠—峙器≯o‰盹ICATHODEfNCHCPL4504蚓躲啪啪阿到裕硎咖11型菇面面蚓Nc眦R“47—。。。。。号1N。C“’“008PM75CLA0602Br2Iv+22v-23U“V25W图3—3PM75CLA060隔离驱动电路到的具体数值。1)电流检测电路本系统采用北京莱姆公司生产的LEM霍尔电流传感器模块检测电流，其型号为LT58．S7，工作电压为±15V，原边额定有效值电流50A，副边额定有效值电流50mA。由两个LEM模块检测A相、B相的电流，得到电流信号。经过转换电路，变成0～3．3V的电压信号，输入到DSP的A／D模块把它交成相应的数值，并保持在数值寄存器中，电路图见图3-4。图中VR3电阻是用来调节信号幅值的，VR4电阻是用来调节信号的偏移量的，通过这两个电阻的调节，可以将信号调整到0～3．3V之间，在将其送入DSP。即酐呲ⅢPNuvw觇‰‰堇霎‰潲‰一=釜装孟蒜4旷蓑孤意臻olg赫‰ 武汉理工大学硕士学位论文图中的稳压管是为了防止送入DSP的信号超过3．3V，而损坏DSP。-5V图3-4电流检测电路2)电压检测电路直流电压检测电路由接在整流器输出端的霍尔电压传感器LV28一P来检测直流母线电压，它的原理是原边电压通过原边电阻转换为原边电流，该电流产生的磁通量与霍尔电压经放大产生的副边电流通过副边线圈所产生的磁通量相平衡。副边电流精确地反映原边电压。电压检测电路如图3—5。3图3．5电压检测电路在实际应用中，霍尔元件的输出有一定的漂移。通过对霍尔传感器数据的分析，发现了如下规律：(1)不同元件的零漂数值不一样；(2)零漂的幅值随时间逐渐减小；(3)经过一段时间后，零漂的数值基本稳定。为了精确测量电流和电压，需要抑制零点漂移，并作出相应补偿，本系统采用软件补偿的方法。 武汉理工大学硕士学位论文3)速度检测电路对于交流电机调速，电机转速的测量是构成速度闭环控制的一个极其关键的环节。TMS320LF2407A具有正交解码电路和捕获单元，它们可直接与光电编码器相连，通过编码器输出脉冲检测出电机运动方向及速度“”。按照脉冲与对应角度的关系，光电编码器通常分为增量式光电编码器、绝对式光电编码器以及将上述两者结合为一体的混合式光电编码器三类。增量式光电编码器实际上是由脉冲发生器及其相应电路组成的测角传感器。脉冲发生器与被测轴硬性相接，转轴每旋转一周脉冲发生器输出一固定的脉冲数，因而其输出脉冲的频率与转速成正比。本系统选用国产LEc增量式脉冲编码器。输出X、Y、Z三相信号。X和Y两相信号每转输出脉冲数相同，但两者相位相差90度，通过检测哪一相超前得到转向，控制信号控制可逆计数器对脉冲进行向上或向下计数。z相信号又称为零位信号，每转仅输出一个窄脉冲，在要求定位的场合使用这一信号。从脉冲编码器输出的信号需经过光电耦舍隔离和施密特非门整型后输入到DSP中，其电路图见图3-6。‘jNL'图3-6光电脉冲编码器输出图TMs320LF2407A与测速相关的管脚只要有2组，其中第一组包括：CAPI／QEPl，CAP2／QEP2。正交解码电路与捕获单元共享两个输入引脚，因此需要正确配置捕获控制寄存器CAPCON来使能正交解码电路并禁止捕获单元，从而把相应的管脚分配给QEP电路。其中QEP电路内部设有转向判别和倍频功能，不再需要其它辅助电路，接口电路设计非常简单。QEP配合以LF2407A功能强大的通用定时器，可灵活应用于各种测速的方法。 武汉理工大学硕士学位论文本系统采用T2通用定时器作为QEP电路的时基。设置T2为定向增／减模式，并以正交编码脉冲电路作为时钟源。两列正交编码输入脉冲两个边沿都被正交编码脉冲电路计数，因此，产生的时钟频率是每个输入序列的4倍，并把这个时钟作为配的输入时钟。3．5保护电路设计本系统主电路的逆变器采用了三菱公司的IPM作为开关元件，通过对其有规律的通断来实现对输出电压和频率进行控制，保证注入定子的正弦电流产生的磁通势与转子磁场实时保持90。，从而实现永磁同步电机的矢量控制。要使系统能够正常运行必须要有电压和电流保护⋯。1)过流保护电路过流是引起功率器件被损坏的主要原因之一。在主电路进行电流检测时，一旦检测到主回路的电流过流时，应该立即封锁控制信号输出，通知DSP关断所有控制信号并报警。电流过流检测保护电路在硬件上采用带回差的施密特触发器，电流给定值和检测值同时送给带回差的比较器，当检测值超过上限时就关断IPM，并采取相应的措施。图3—7为A相电流保护电路图。(其他相电流保护电路与此电路相同。)图3-7A相电流保护电路2)过压保护电路由于存在电流变化di／dt过大形成尖峰电压等产生过压原因，为使系统稳定运行必须设计电压保护电路。当电压超过允许的范围时，将会烧毁功率器件或者电机定子绕组。因此在发生过压时必须立即关闭输出信号。并同时报警。图3-8为过压保护电路。 武汉理工大学硕士学位论文一12V图3-8过压保护电路3)上电保护电路在实际应用中系统上电时直流母线电压的迅速上升会对储能电容以及IPM产生较大冲击，为此本系统设计了一个上电保护电路。当系统上电时，交流电在整流后经电阻R14对电容C6充电，直流母线电压等于电容两端电压从OV开始缓慢上升，这样就有效地避免了电压尖峰的产生。但是，系统正常运行时R14的存在会造成很大的能量浪费，所以可在R14的两端并联一个功率管Q3，当系统上电稳定后，通过DSP的I／o口给出一个信号使功率管Q3导通，将电阻R14短路以减小功耗。图3—9为系统上电保护电路。直≮R1出”流母线电压图3-9上电保护电路4)系统保护电路系统出现过流、过压和功率驱动模块故障等被视为严重故障信号。电路保护是针对检测结果进行的。当故障出现时，保护电路动作，一方面直接封锁控制信号输出，另一方面通知CPU，由CPU关闭控制信号，实现停机并给出显示信息。这要求把各路故障信号输入TMS320LF2407A的I／O口，由DSP来判断是何种故障并给出显示信息。图3—10为系统保护电路。把故障信号输入DSP的PDPINT引脚，当引脚PDPINT被拉低时，会产生一个外部中断，这时所有4J 武汉理工大学硕士学位论文的DSP的事件管理器输出引脚将被硬件设置为高阻态，整个芯片停止工作，达到保护的目的。PaICPOVPIPM+5V+5V习胁睡TLP52莩‰R16审10KDSP伊DPINT图3—10系统保护电路3．6汽车档位油门电路设计3．6．1油门给定电路设计本文采用滑动变阻器模拟汽车"油f-1，通过改变滑动变阻器的阻值控制电机输出转矩的改变，从而实现汽车的启动、加速和爬坡等动作。电子油门给定如图3-i1所示。由运放组成的跟随电路保证电位器VR7的电位精确的送入ADC转换电路引脚ADCIN6。因此，通过改变电位器VR7电位可连续调节给定油门。图3一11电子油门给定3．6．1档位给定电路设计本文采用DSP的I／O口模拟汽车档位来实现汽车的前进、倒退、空挡和停车等动作。汽车档位给定电路如图3一12所示。IOPEI模拟低速档位，IOPE2模拟中速档位，IOPE3模拟高速档位，IOPE4模拟反转档位，IOPE5模拟空转档位，IOPE6模拟停车档位，而且六个I／O口 武汉理工大学硕士学位论文通过或门后送至DSP的外部中断XINTl。即：+3．3VGNDIKX$反转空转停车高速中速低速A：XTNT74ALSUU图3一12汽车档位给定电路在初始状态时，IOPEl～IOPE6通过排阻接地，；当拉动开关上相应档位的开关时，IOPE接通+3．3v电平，变为高电平。由式3-1可知，OUT也为高电平。此时OUT引脚连接的外部中断引脚XINTl捕获上升沿脉冲进入外部中断，在中断程序中通过查询IOPEI～IOPE6等I／O口的状态，确定输入的档位，从而进行相应的操作。3．7DSP与上位机通信电路设计TMS320LF2407A器件内部包括串行通讯接口SCI模块M。SCI模块支持CPU与其他使用标准格式的异步外设之间的数字通讯。它通常与计算机组成主从机系统，它们分工完成不同的任务。其中，DSP主要用来完成电机定子电压、电流的采集并对它们进行A／D转换、坐标变换、矢量控制的复杂运算和PWM 武汉理工大学硕士学位论文输出，计算机模拟电动汽车中的多种监控仪表，主要完成结果显示、数据备份。本文选用MAX232器件完成DSP串行通信接口与RS232串行口之间进行异步通信。MAX232芯片功耗低、集成度高，+5V供电，具有两个接收和发送通道。由于TMS320LF2407A采用+3．3V供电，所以在MAX232与DSP之间加了TI公司提供的典型电平匹配电路。整个接口电路简单、可靠。在进行SCI通信前，必须执行相应的初始化程序，设定DSP与微机具有相同的波特率。SCI接口电路见图3一13。+5VHIi⋯～C1．VCC|ll^。，；f1．}C3ld。IlQfmUiD、8。∞；砌列p虾C2+C4IC2-GNDT1loT¨yIqrInYnRX下1mT10T210T2IR37350一LTXR38T200T20650图3．13SCI接口电路3．8模拟汽车仪表电路设计本文采用TMl2232液晶模块模拟汽车的速度、转矩仪表，用以实时显示当前电机的转速、转矩。其接口电路如图3一14所示。TMS320LF2407ATMl2232图3—14SEDl520接口电路 武汉理工大学硕士学位论文TMl2232液晶模块内嵌SEDl520液晶驱动器。它是一种点阵图形式液晶显示驱动器，它可直接与微处理器相连，集行、列驱动器于一体，因此使用起来十分方便，作为内藏式控制器被广泛应用于点阵数较少的液晶显示模块。本系统充分利用1Ms320LF2407A的丰富VO口，通过SEDl520驱动液晶片。3．9本章小结本章主要讨论了电动汽车永磁同步电机控制系统的硬件设计。首先介绍了整个控制系统的总体设计，然后介绍了核心控制单元1MS320LF2407A的硬件资源。最后重点分析了控制系统的主电路、保护电路、检测电路、SCI串行通信电路以及人机接口电路。 武汉理工大学硕士学位论文第4章基于矢量控制的驱动控制系统软件设计电机控制系统软件的设计一般应该满足实时性、可靠性和易修改性的要求。C语言程序编码量小，简单易懂，开发周期短，但是编码重复率高；汇编语言执行效率高，但是编码量大。为兼顾程序易读性和运行执行速度，本系统的软件是采用模块化程序结构，以C语言为主体开发，以便提高软件的编写效率，同时方便控制功能的进一步扩展。而对于一些必要的底层操作则可采用内嵌汇编语言的方式实现。4．1DSP软件一般设计特点本系统的软件开发平台是1rI的DSP开发软件包——CodeComposer2000。在此平台上开发DSP的C语言应用程序，需要以下四种基本文件：c语言文件、汇编语言文件、头文件和命令文件。c语言文件包含应用程序；一般程序的复位和中断向量需要用汇编语言编写；头文件定义了DSP内部寄存器的地址分配；命令文件重要定义堆栈、程序空间分配和数据空间分配等。有了这4种基本文件后就可以在调试环境里将C语言源程序编译创建为可执行的目标文件⋯。4．1．1公共文件目标格式为了标准化软件开发流程，TI采用COFF文件格式(CommonObjectFileFormat)。采用这种目标文件格式更利于模块化编程，并且为管理代码段和目标系统存储器提供更强有力和更加灵活的方法。基于COFF格式编写汇编程序或高级语言程序时，不必为程序代码或变量指定目标地址，这为程序编写和程序移植提供了极大的方便。一个完整的程序通常要将若干个模块链接起来。使用命令文件(CommandFile)，链接器(Linker)可对输入的模块迸行正确的组织，确定目标系统的内存空间，以及各个模块的段(Section)在内存中的分配。COFF系统允许模块化地进行系统开发，不必考虑硬件。当程序的一些模块的代码被修改，或者硬件设计发生变动时，不需要对程序的地址进行修改。COFF文件格式鼓励程序 武汉理工大学硕士学位论文员在编程时运用基于代码块和数据块的观念，而不是一条条命令或一个个数据，这使得程序得可读性和可移植性大大增强。在COFF格式中，文件的基本单位是段(Section)，所谓段就是占用连续空间的一组数据或是代码。C2xx系列的程序段分为初始化(Initialized)段和未初始化(Uninitialized)段两大类。初始化段可以是程序代码，也可以是程序中用到的常量、数据表等，而未初始化段通常是变量。下面介绍几种常用的段的定义：(1)．text默认的初始化程序段，通常包含有可执行代码；(2)．data默认的初始化数据段；(3)．bss默认的非初始化数据段，通常是为非初始化变量预留空间；格式：．bsssymbol，sizeinbytes【，aligenment】．symbol指向预留空问的第一个字节，并与变量名相对应。可以被其他段引用或是定义为全局变量。sizeinbytes指定预留空间的字节数，即段的长度；aligenment默认值为4个字节合成一个单元。(4)．thsect为已命名的非初始化段预留空间(5)．sect生成初始化的已命名段，可以包含数据也可以包含代码。4．1．2Q格式表示方法TMS320LF2407A是定点16位的DSP，因此在对含有小数的实数进行运算时，必须对数据进行规格化处理，即采用Q格式表示小数⋯。如果一个16位数被规格化为Q。格式，则它的一般表达式为：z=一b15一膏x215一f+b14一Ⅳ×214一f+⋯+6。+6一l×2_I+⋯+b一芷×2一r(4—1)例如，对于16进制数1000H，如果用Qo格式表示为4096，如果用Q15格式来表示，则为：0．125。这样，一个数的小数部分影响数的精度，而它的整数部分影响数的动态变 武汉理工大学硕士学位论文换范围。在设计时既要保证足够的精度，又要保证足够的动态范围，这是一对矛盾。如上例中，Q15格式可以表示的精度为2。15，但是表示的数的范围为一l～+1。因此在软件设计时，必须兼顾好两者的关系。Q格式数据间的运算必须遵循以下原则：(1)加减运算——必须保证参与运算的数据是相同的Q格式。(2)乘运算——鱿格式的数乘以Q。格式的数，运算结果的数为既+。格式(3)除运算——仍格式的数除以Q8格式的数，运算结果的数为级一，格式4．2软件主程序设计4．2．1软件系统结构系统软件流程图如图4-1所示。软件充分利用了DSP丰富的软、硬件资源，并根据模块化编程思想，将系统软件按照功能划分为几个独立的模块。软件分为主程序和定时中断程序其中主程序主要包括程序初始化、档位和油门给定检测、运行标志位检测、速度实时显示程序；中断服务程序是整个软件系统的核心，它包括SVPWM模块、PID模块、采样模块、故障中断模块和SCI中断模块。图4-1系统软件流程图 武汉理工大学硕士学位论文‘系统在完成程序初始化之后，进行档位查询、计算油门给定量。档位有停、空、倒、低速、中速和高速六种档位，当挂停车档时，电机停止转动；当挂空挡时，电机给定转矩为零；当挂倒档时，电机反转；挂低速档时一般执行汽车启动以及爬坡等需要大转矩的动作。通过采样油门电路的电位值，可以精确的计算出驾驶员要求的电机输出转矩。接着判断电机运行标志位RunFlag是否为1，是则继续执行；否则输出零电压矢量。主程序死循环用于实时显示速度值。本系统软件设计采用多个中断服务程序进行中断调用的编程方案，中断服务程序是用于实现控制算法、通讯、以及故障服务，它是整个软件设计的核心。通过中断定时调用实现SVPWM算法及控制功能。SVPwM中断服务程序通过Tl定时器的周期中断启动，从而输出脉冲信号控制永磁同步电机：SCI中断服务程序完成与上位机的通讯功能。故障中断服务程序主要完成系统保护功能，电机超速、IPM故障信号以及刹车信号都可以作为本中断源。4．2．2初始化程序程序初始化模块完成电机参数的给定、系统各变量的定义以及寄存器初始化工作，包括CPU时钟初始化、I／O端口初始化、中断向量初始化、Watchdog初始化、定时器初始化、AD初始化、寄存器初始化等。”。在本系统中，晶振时钟频率为20Mttz。控制程序设定控制周期为1009s，死区时间设为4娜，开放T1、T3中断、PDINT功率保护中断和外部中断。设置T2为正交编码脉冲为时钟源，开放QEP功能。设置SCI端口，波特率为115200。设置AD转换为立即启动模式。EVA比较寄存器设置使能，用于产生SVPwM。该控制系统初始化程序应注意以下几个方面：(1)程序开始之前，应将各寄存器工作状态清零；(2)设置中断向量表，监视保护DSP硬件工作状态；(3)设置看门狗程序，监视包括控制程序运行状态；(4)在程序开始运行时应对控制系统设置初始状态，使系统产生电流电压及速度反馈，从而处于正常工作状态。 4．3中断服务程序设计4．3．1PWM中断PWM信号中断服务程序是本软件设计的核心。程序初始化之后，DSP的运行由中断服务程序控制。PWM中断程序用来实现电流采样及控制、转速计算、坐标变换以及SVPWM调制，其所有功能由电流采样模块、电机转速模块、矢量控制坐标变换模块、PID控制模块和SVPWM模块实现。PWM中断服务程序流程图如图4-2所示。图4-2PWM中断服务程序流程图1)电流采样及滤波由上一章硬件设计中定子电流采样电路可知，电流信号转换为电压信号经过电平偏移后转换为单极性直流电压O～+3V电压。在软件计算中，须经过一定的算法把采样值转换为实际的电流值参与运算。 武汉理工大学硕士学位论文在初始化程序中，把ADC控制寄存器l(ADCTRLI)的CONTRUN位设置为1，就可以设置AD转换为连续转换方式，在这种方式下，ADC模块自动按照事先设置的顺序对所选的通道进行转换，并把结果存到相应的RESULTx结果寄存器中，中断程序可以随时访问结果寄存器，取得最新的电流f。和『B参与运算。由于转换是自动运行的，因此可以有效的减少对AD干预而引起的不必要的开销，提高程序的运行速度。由于来自电流传感器的信号是从电机主回路检测的大电压大电流信号，因此其检测环境十分恶劣，干扰严重，因此必须采用相应的抗干扰措施。在本系统的电压转换电路中，采用了Rc低通滤波器可以有效的滤掉一些高频干扰噪声和工频干扰，取得不错的效果。但是，由于干扰的随机性，其频谱往往很宽，采用硬件抗干扰措施，只能抑制某个频率段的干扰，仍有一些干扰会侵入系统，造成程序紊乱。因此除了采取硬件抗干扰方法外，还要采取软件抗干扰措施㈨。数字滤波器是将一组输入数字序列进行一定的运算而转换成另一组输出序列的装置，测量信号的数字滤波器流程如图4—3所示。图4．3模拟信号数字滤波设数字滤波器的输入为x(抑)，输出为，，(咒)，则输入序列和输出序列之间的关系可用差分方程式表示为Ny(玎)=∑％X(n—tO-Y,b。g(n-K)(4—2)《；0g=l从式4-2可以看出，当前输出r(n)与现在的和过去的输入、过去的输出都有关，称为递归型数字滤波器。如果令b。=0，则输出只与现在的和过去的输入有关，成为非递归型数字滤波器。在本系统的电机控制中，采用的是防脉冲干扰平均值滤波法，属于非递归型数字滤波器嘲。防脉冲干扰平均值滤波法的算法是：对连续采样的tq个数据进行排序，去掉其中最大和最小的两个数据(被认为是受干扰的数据)，将剩余的数据求平均值。原则上聆的取值越大越好，但是在电机控制系统中，为了加快数据处理和控制的速度，一般取”=4。 武汉理工大学硕士学位论文图4—4给出了实现防脉冲干扰平均值滤波算法的程序框图图4．4防脉冲干扰滤波程序流程图2)转子位置和转速检测转子位蜀和转速检测使通过安装在电机上的光码盘来获得的，其输出经过光耦之后连接到DSP的QEPI、QEP2电流，在软件设计中通过访问QEP相关的计数器T2CNT就可以获得绝对的脉冲数。测量正交编码脉冲的方法有：M法、T法和M--T法。一般M法用于中高速检测或长时间的采样系统；T法和M--T法用于高频采样系统。本系统采用的是M法测速原理，即在某一采样时间T内，对脉冲编码器输出的脉冲计数，从而得到与转速成正比的脉冲数m，若脉冲编码器一周输出P个脉冲，则测量的转速为：疗：60m(，，min)(4—3)pT31SVPWM实现SVPWM产生原理和算法已经在第二章作了详细介绍，SVPWM产生的具体步骤如下：(1)计算新矢量的角度，其递增关系如下： 武汉理工大学硕士学位论文口=盯+mz0．册(4—4)式中，国=2nf，厂是输出频率。(2)根据角度瑾所在的区间，选择有效矢量巧和％。(3)根据有效矢量巧和吒作用的先后次序，决定磁场的旋转方向，即决定电机正转或反转。(4)计算得到有效矢量巧和圪的作用时间。(5)把上步计算结果分配给DSP的比较寄存器。通过中断产生SvPwM。顺时针旋转SVPWM如图4-5。匕圪K巧圪■图4-5顺时针旋转的SVPWM由图4—5可知，产生顺时针旋转SVPWM调制用到定时器l和两个全比较寄存器CMPRl、CMPR2，从而产生两次全比较匹配。三角形为定时器l，SVDIR位表示矢量旋转顺序，即电动机的旋转方向。D2、DI、DO这三位表示起始有效矢量。DTPHl、DTPH2、D，rPH3分别表示产生的3路SVPWM调制波形，然后通过反相器产生对应的另外三路DTPHll、DTPH22、DTPH33，最后通过死区比较单元生成最终的PWMl～PWM6信号，其程序流程见图4—6。图4-6SVPWM子程序流程图 武汉理工大学硕士学位论文通过TMS320LF2407A开发板软件调试，得到SVPWM脉冲信号波形如图4．7所示，低通滤波后得到正弦波如图4—8所示。图4—7SVPWM脉冲信号波形图4-8低通滤波后正弦信号波形4．3．2故障保护中断电机运行过程中，出现过流、过压以及IPM故障时，触发故障保护中断，封锁PWM脉冲信号。该中断是优先级最高的中断，一旦进入此中断，DSP会由硬件封锁PWM信号输出，避免故障继续恶化。其流程图见图4-9。4．3．3档位输出中断图4-9故障保护中断流程图外部引脚中断用于档位变化时改变转矩的给定值。当操作者改变档位时，会在外部中断引脚产生电平变化。外部中断引脚在捕捉到上升沿电平后，会进入此中断。在该中断服务程序中，DSP通过检测与档位相连接的I／O口的电平 武汉理工大学硕士学位论文状态判断操作者换成何种档位，进而改变速度给定值。4．3．4SCI通信中断软件系统与上位机之间通过SCI方式实现通讯。TMS320LF2407A串行通信软件设计可以采用查询和中断两种不同的方式，其中查询方式是在查询到相应标志位置为时，就执行相应的动作。这种工作方式要在串行口和接口电路之间进行数据交换、状态和控制三种信息，它使DSP陷入等待和反复查询，其DSP的利用率收到严重影响。在中断方式下，DSP启动串行口后就不再询问它的状态，依然执行自己的主程序，实现DSP与串行口的并行工作。当串行口产生中断时，先向DSP申请中断，DSP响应中断后就暂时中断自己的程序，执行相应的串口中断服务程序，执行完后又返回主程序，它能使信息得到及时处理。本文采用中断方式实现SCI通信。通信模块的波特率设置为l15200bps，全双工URAT通信模式。数据格式为：1位起始位，1位停止位，8位数据位。双缓冲接收和发送，并设置接收中断。DSP采用中断接收方式，当有数据进入DSP的RXBUF时，DSP发生中断，进行读数据操作。当数据收完后，DSP进行判断数据是否正确，如正确，发送“OK”至PC机，告知其接收正确，通信完毕。4．4本章小结本章主要介绍了电动汽车用永磁同步电机控制系统的软件设计。首先介绍了软件开发平台CCS和DSP编程一般原则及定点DSP的Q格式。接下来结合俐s320LF2407A硬件资源，阐述了此控制系统软件的设计和实现方法。根据软件的功能，将其划分为主程序和中断服务程序两个模块。最后详细描述了PWM中断服务子程序、故障中断服务子程序、档位中断子程序以及SCI通讯中断子程序设计方案。 武汉理工大学硕士学位论文第5章永磁同步电机模糊自整定PID控制算法研究智能控制是-f3新兴的交叉学科，模糊控制和神经网络控制是该学科发展和研究的关键技术内容，二者以强鲁棒性、不需要控制对象精确数学模型等优点在电机控制领域中得到了广泛关注。模糊集合概念最早由美国教授L．A．Zadeh于1965年首先提出，1974年英国教授E．H．Mamdani首先将模糊集合理论应用到工业控制中，将由模糊控审《语句组成的模糊控制器成功运用于锅炉和蒸汽机控制，取得了良好控制效果。这一开拓性工作，标志着模糊控制理论和技术的诞生。三十多年来，模糊控制从理论和技术上都取得了长足发展，成为自动控制领域中非常活跃而又硕果累累的一个分支咖。本章研究的模糊自整定PID控制是将模糊控制策略在永磁同步电机控制中的应用，根据控制量给定值与反馈值的偏差e和偏差变化率ec，按照模糊控制规则，实现实时自整定PID控制器参数的控制方法。5．1模糊控制原理模糊控制的基本思想是以人的控制经验作为控制基础，用模糊控制器来实现对控制系统的控制作用。1。模糊控制器是模糊控制系统的核心，它并不是采用精确的数学公式表达，而是采用由模糊条件语句构成的模糊语言构建完成。一个模糊系统的性能优劣，主要取决于模糊控制器的结构、所采用的模糊规则、合成推理算法以及模糊决策的方法等因素。模糊控制器由模糊化接口、知识库、推理算法、去模糊化接口四个基本部分组成。其结构框图如图5一l所示⋯。1)模糊化接口将输入量由精确量模糊化的过程，它主要包括两方面作用：(1)量程转换：把输入信号的物理范围转化为相应论域；(2)模糊化：输入采样的精确量转化为模糊量。2)知识库知识库包含应用领域的知识和控制目标，它由数据和模糊控制语言控制规 武汉理工大学硕士学位论文图5．1模糊逻辑控制系统框图则组成。数据库用于存放各变量所对应的论域以及这些论域上所定义的全部模糊子集定义。规则库用于存放用模糊语言变量表示的模糊控制规则。它是基于设备操作者的经验和自觉为基础的，决定了模糊控制器控制性能的好坏。3)推理算法推理是从一些模糊前提条件推倒出某～结论，这种结论可能存在模糊和确定髓种情况。通常把隶属函数的隶属度值视为真值进行推理。4)去模糊化由于系统控制量必须是精确量，而模糊推机推理得到的控制结果是一个模糊量，因此，需要在推理得到的模糊集合中取一个能最佳代表这个模糊推理结果可能性的精确值输出。．5．2模糊控制器设计1)模糊P1D参数自整定控制器结构模糊PID控制器以误差e和误差变化Pc作为输入，可以满足不同时刻的e和ec对PID参数自整定的要求，利用模糊控制规则在线对PID参数进行修改。其结构图如图5一图5-2模糊自整定PID控制系统57 武汉理工大学硕士学位论文该控制器设计的核心是总结工程设计人员的技术知识和实际操作经验，针对K，、X，、K。三个参数分别建立对应的模糊控制规则表。然后将e和ec变化范围定义为模糊集上的论域并确定各模糊子集的隶属度，应用模糊合成推理设计PID参数的模糊矩阵表。由模糊控制器输出PID参数的增量AK，、AKl、△足。，修正PID控制器的参数K，、式，、K。，保证电机在不同的运行状态下都能具有良好的动、静态性能。结构图中的PID控制器采用增量式算法，其算法公式见式(2—35)。PID参数自整定公式如下：KP(七)=KP(．i}-1)+△KP(七)(5一1)XJ(七)=K，(Ji}-1)+AK，(k)(5-2)XD(七)=．—KD(七一1)+△KD(七)(5—3)2)模糊化接口设计模糊控制器输入变量P和ec首先要通过量化因子转换到输入变量论域范围，在根据相应的隶属函数转换到模糊控制器输入论域中。常采用的隶属函数可采用吊钟型、梯形和三角形，吊钟形最为理想，但是计算复杂，实践证明，用三角形和梯形函数其性能与吊钟型相比并没有十分明显的差别，为了简化计算，本文均采用三角形隶属函数，输入变量论域定义为：{e)={ec)={一6，一5，一4，一3，一2，一1，0，l，2，3，4，5，6)理论上，论域中元素个数越多，控制精度越高，但会造成更大的计算量，因此划分不必过细，为了确保各模糊子集由较好的覆盖率，通常论域范围大于等于6即可，在论域上取7个模糊子集：NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB分别表示负大，负中，负小，零，正小，正中，正大。3)模糊推理机设计在控制过程中，不仅要考虑给定值和实际值的误差P，同时也要考虑误差变化率ec，因此采用的模糊推理方法可以表述为：lfeisAandecisBthenAKPisC，AK，isD，AKDisE模糊控制规则是模糊控制器的设计核心”，可以根据电机控制经验和大量仿真实验的到。模糊控制规则如表5-1、表5—2、表5—3所示。58 武汉理工大学硕士学位论文表5-1△足，模糊控制规则表义NBNMNSZoPSPMPBNBPBPMPSZOZoNMPBPMPSZONSPMPSZONSZOPMPSZoNSNMPSZoNSNMPMPSZoNSNMNBPBZOZoNMNB表5·2AK，模糊控制规则表＼NBNMNSZOPSPMPBNBNMNSZONMNBNMNSZONSNBNMNSZOPSZONMNSZOPSPMPSNMNSZoPSpMPBPMZoPSPMPBZOZoPSPMPB表5-3AKD模糊控制规则表八NBNMNSZoPSPMPBNBPSNSNBNMPSNMPSNSNBNMNSZoNSZoNSNMNSZoZONSZOPSZOZoZOZoZOPMPBNSPSPBPMPSPB 武汉理工大学硕士学位论文4)解模糊设计模糊控制器输出控制量有三个，分别是比例系数控制量△K，、积分系数控制量AK，和微分系数AK。控制量。三个控制量论域均采用三角形隶属函数，在论域范围内同样等分为7个模糊子集。”。解模糊方法通常有以下几种：(1)最大隶属度法：就是将输出量模糊集合中隶属度最大的那个元素作为清晰值输出，若有多个极值，则取这些极值的平均值作为清晰值输出；(2)中位数法：该方法将输出模糊集合的隶属函数曲线与横坐标围成区域的面积均分点对应的论域元素作为清晰值输出；(3)加权平均法：以控制作用域上的点甜，对控制作用模糊集的隶属度“(M)为权系数进行加权平均求得清晰值输出。该方法考虑到论域中每一元素的作用，其计算公式如下：∑峨鸬(M)群。=j=L————一(5—4)∑“(q)式中，。1甜。为清晰化输出量；U．为输出变量的取值；麒(材，)对应于“，的隶属度。本文采用的加权平均法进行解模糊。5．3闭环系统仿真模型在Matlab／Simulink环境下，利用其模块库，在分析了永磁同步电机数学模型的基础上，给出了永磁同步电机的建模方法。永磁同步电机仿真系统采用速度、电流双闭环控制方案。其中，速度环采用模糊自整定PID控制，电流环采用传统PID控制。根据模块化建模思想，将整个控制系统分割为各个功能独立的子模块。其中主要包括：模糊自整定PID控制器模块、电流P1D控制器模块、PWM实现模块、坐标变换模块的仿真模型。通过这些功能模块的有机整合，就可在Matlab／Simulink中搭建出永磁步电机控制系统的仿真模型，实现双闭环的控制州”3。 武汉理工大学硕士学位论文基于模糊PID参数自整定控制系统结构图如图5—3所示。图5．3模糊自整定PID电机控制系统模型1)速度模糊PID控制模块2)电流PI控制模块图5．4速度模糊PID仿真模型图5-5电流PI仿真模型 武汉理工大学硕士学位论文3)PWM逆变器模块4)坐标变换模块Outl图5-6PWM逆变器仿真模型图5—7坐标变换(幽／筇)仿真模型 武汉理工大学硕士学位论文In3图5-8坐标交换(abclgp)仿真模型5．4仿真结果及分析在Simulink环境下搭建本文仿真系统，按照工程设计方法的最小谐振峰值准则大致确定PID控制器的初值，分别为：17．2、9、0．1，速度给定值为1000rad／s，即阶跃信号的幅值为1000。在2s时给系统加入一阶跃干扰信号(此干扰信号相当于负载干扰)，系统在各控制器作用下的输出响应如图5—12所示，其中曲线l和曲线2分别为采用模糊自整定PID和常规PID控制算法的控制结果。1200}／-冀线。{1000著“171鲁B∞#1孑lj图5-9系统阶跃响应曲线图从图中可以看出，采用模糊自整定PID控制算法超调量很小，同时它比常规PID提前近ls达到稳定状态，而且能有效地抑制干扰，在受到干扰信号后仅用0．8s就可恢复原来地稳定状态，相比之下，常规PID需1．12s才能重新达到稳态，而且最大偏差几乎是采用模糊自整定PID控制器的2倍。可见，模糊自整定PID控制器动态性能以及抗干扰性能方面均大大优于常规PID控制器。为验证永磁同步电机的动态响应，本文对电机启动，电机稳定运行时转矩负载突变以及电机运行时速度给定突变等情况进行仿真实验。 武汉理工大学硕士学位论文1)电机启动时仿真结果(‘=0控制)电机启动时，给定初始速度1200md／s，转矩为10N*m，其响应曲线如下：图5-10电机启动定子电流图5-11电机启动转速响应图5—12电磁转矩输出图5—13电机输出功率由波形可知，在电机启动的瞬间，定子电流迅速变化，转速逐步升高电磁转矩与电流有关也迅速增大，当电机启动完成后，各变量趋于稳定。2)电机突然的到一负载转矩的仿真结果(ia=0控制)仿真假设电机在稳定运行时突获一负载转矩。其响应曲线如下：图5一14电机转矩突变定子电流图5—15电机转矩突变转速响应由波形可知，系统响应迅速，定子电流由原先的稳定工作状态发生变化至 武汉理工大学硕士学位论文另一稳定工作状态。由于负载转矩增大，电机输出转速减小。3)电机转速突变时的仿真结果(‘=0控制)电机在稳定运行中，速度发生突变，其响应曲线如下：图5-16电机转速突变定子电流图5一17电机转速突变电磁转矩输出由波形可知，电机输出转速减小，定子侧电流增大，负载转矩增大。系统响应迅速，在0．02s内迅速恢复稳态。4)弱磁控制仿真结果电机端电压不可能提高的情况下，减弱电机磁场使电机转速升高的方法，即弱磁控制，可以使电机运行在额定转速以上。给定转速4000rad／s．其仿真曲线如下：图5-18电机弱磁控制下定子电流图5—19电机弱磁控制下转速响应根据最小端电压比弱磁控制算法，确定永磁同步电机的弱磁控制范围。由波形可知，定子侧电流接近极限值，最大限度的利用了逆变器的容量，电机的调速范围有了明显的提升，速度响应很快，满足电动汽车超车等方面的要求。从仿真结果上看，证明了弱磁控制的正确性。 武汉理工大学硕士学位论文5．4本章小结本章采用Matlab的模糊控制工具箱和Simulink仿真软件进行了模糊自整定PID控制器的设计和动态仿真，在Simulink环境下搭建了永磁同步电机的恒磁控制和弱磁控制仿真系统。建立了模糊自整定PID控制器模块、PID控制器模块、PWM实现模块、坐标变换模块的仿真模型。考虑了电机在启动过程、负载转矩突变过程和车速突变过程三种状态下的情况。从仿真的波形可以得出：模糊自整定PID控制在动态性能和抗干扰性能上明显优于传统PID控制，电机在启动时，电流波动不大，可以迅速进入稳定状态；当负载发生突变时，转矩动态响应快，很快恢复稳定状态；在弱磁控制模式下，电流工作于近极限值状态，输出功率为最大功率。从仿真结果上看，电机工作状态符合相应运行情况下的特性，验证了仿真的正确性。也验证了第2章提出的永磁同步电机‘=0和弱磁控制策略的可行性。 武汉理工大学硕士学位论文第6章总结与展望电动汽车的交流调速驱动系统是电动汽车的关键技术之～。本论文系统分析了电动汽车用永磁同步电机的物理模型和数学模型，研究了空间矢量控制的基本原理，并设计了基于TMS320LF2407A型DSP的控制电路，并通过实验验证了SVPWM控制算法，通过Simulink仿真验证了模糊自整定PID控制算法的有效性。具体的研究工作如下：(1)通过对目前较为常用电机如直流电机、异步交流电机、永磁同步电机、开关磁阻电机，新一代电机以及它们的控制方法进行了系统的分析，结合作为电动汽车驱动电机的要求，选用永磁同步电机作为电动汽车驱动电机，采用空间矢量控制和模糊自整定PID控制策略对永磁同步电机控制。(2)研究了永磁同步电机的空间矢量算法。结合电动汽车的工作要求重点分析了‘一O控制策略以及最小端电压比弱磁控制策略。确定了在电机低速工作时采用‘一0控制策略，电机在高速工作时采用弱磁控制策略。(3)设计了以TI公司TMS320LF2407A型DSP为控制核心的全数字矢量控制控制器。TMS320LF2407A的高速运算能力保证了复杂控制算法的实现。根据DSP的外围资源，设计了相电流采样、母线电压采样、串行通信、档位、油门给定电路以及速度显示电路。逆变器采用三菱公司的智能功率模块PM75CLA060，并设计了相应的保护电路。(4)采用C语言与汇编语言混合编程完成了电动汽车空间矢量控制算法的实现，并且利用了TI公司的CCS编译环境进行了编译调试，验证了其子程序的正确性。(5)研究了永磁同步电机传统PID控制算法和模糊自整定PID控制算法，利用M卸AB，Simulink建立了系统仿真模型，通过对仿真结果分析，验证了模糊自整定PID控制算法的先进性，以及电动汽车用永磁同步电机矢量控制系统的可行性。本文将矢量控制技术和模糊控制技术应用于永磁同步电机这一具体控制对象，实现电动汽车交流驱动控制系统的数字控制。对于本课题的全商腱丌，以 武汉理工大学硕士学位论文下工作有待于进一部研究和完善：(1)本课题中，整个控制系统的电流模型是关键环节，建立精确的电流模型，以及由于电动汽车的特殊工况，采用较高动态性能，抗干扰性更强的控制策略，有待于进一步探讨和研究。(2)针对电动汽车用电机控制系统要求，建立电机损耗与控制量之间的数学模型，优化电动汽车用电机控制系统的运行效率，延长电动汽车的一次续驶里程等问题将成为重要研究方向。(3)考虑到电动汽车自身结构特点，采用无速度传感器矢量控制是电动汽车实现实用化、工程化的必经途径，也是矢量控制系统发展的方向。由于笔者自身水平及时间有限，对该课题中的许多方面没有进行深入研究，因此，论文难免存在不成熟和欠妥的地方，敬请各位老师给予斧正。 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武汉理工大学硕士学位论文作者在攻读硕士学位期间发表的学术论文苏义鑫，谷峪．一种基于ZigBee技术的无线网络接口模块的设计与实现，科学时代，2007，4：121～123 武汉理工大学硕士学位论文致谢本论文是在导师苏义鑫教授的悉心指导和热情鼓励下得以完成的，在整个课题研究过程中，苏老师不仅为我提供了很好的科研条件，而且在百忙之中给我耐心、细致的指导，并帮助我解决许多实际问题。从论文的立题、理论研究、到论文撰写的整个过程，处处浸透着导师的心血。在攻读硕士学位期间，苏老师在学习、生活等各方面都给予我无微不至的关怀与指导。苏老师渊博的知识、严谨的治学态度、求实的工作作风、勇于探索的精神以及对科学孜孜不倦的追求，使我受益匪浅，永远值得我学习。在完成硕士学业期间，得到了张丹红教授的热心指导和帮助，在此表示诚挚的感谢!感谢朱腾明、王勤、王子毅、邓荣钦、黄强、李鹏、魏敦军、游珍珍等同窗学友们在学习和工作方面给予我的关心和帮助，我将怀念三年来我们一起走过的日子。感谢我的亲人，是他们的不断鼓励、无私的支持，使我能够完成这么多年的求学历程。最后，对评审本论文的各位专家、学者表示衷心的感谢!