反激变换器设计笔记

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1、------------------------------------------作者xxxx------------------------------------------日期xxxx反激变换器设计笔记【精品文档】第1章反激变换器设计笔记开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。图1基于NCP1015的反激变换器1.1概述基本的反激变换器原理图如图1所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～6

2、0W）开关电源应用场合，反激变换器（FlybackConverter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。1.2设计步骤【精品文档】【精品文档】图2反激变换器设计步骤接下来，参考图2所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。1.Step1：初始化系统参数------输入电压范围：Vinmin_AC及Vinmax_AC------电网频率：fline（国内为50Hz）------输出功率：（等于各路输出功率之和）（1）------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取～，高压输出时，η取～）根据预估效率，估算输入功率：（2）对多路输出

3、，定义KL（n）为第n路输出功率与输出总功率的比值：（3）单路输出时，KL（n）=1.【精品文档】【精品文档】（范例）Step1：初始化系统参数------输入电压范围：90～265VAC------电网频率：fline=50Hz------输出：（主路）Vout1=5V，Iout1=1A；（辅路）Vout2=15V，Iout2则：------预估变换器的效率：η则：KL1，KL22.Step2：确定输入电容CbulkCbulk的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W即可，电容充电占空比Dch一

4、般取0.2即可。图3Cbulk电容充放电一般在整流后的最小电压Vinmin_DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算Vinmin_DC：（4）（范例）Step2：确定输入电容------宽压输入，取2～3μF/W：Cbulk取20μF即可，实际设计中可采用15μμF的两个400V高压电解电容并联。则：CbulkμF。------计算整流后最小直流电压：【精品文档】【精品文档】3.Step3：确定最大占空比Dmax反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CC

5、M模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初级电流的RMS增大，这将会增大MOS管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。图4反激变换器对CCM模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM【精品文档】【精品文档】模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM模式

6、与CCM模式的临界处（BCM模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。如图4（b）所示，MOS管关断时，输入电压Vin与次级反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。最大占空比Dmax确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：（5）（6）（7）通过公式（5）（6）（7），可知，Dmax取值越小，Vor越小，进而MOS管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。

7、因此，我们应当在保证MOS管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax的取值，应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM模式条件下，当占空比超过0.5时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V（NCP1015）的MOS管，设计中，Dmax不超过0.45为宜。（范例）Step3：确定最大占空比Dmax------