反激设计最牛笔记

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1、【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！反激变换器设计笔记1.概述开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。图1基于NCP1015的反激变换器基本的反激变换器原理图如图1所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合，反激变换器(FlybackConverter)是最常用的一种拓扑结构(Topol

2、ogy)o简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突岀的优点。2、设计步骤图2反激变换器设计步骤接下来，参考图2所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器l.Stepl:初始化系统参数输入电压范围:Vinmin_AC及Vinmax_AC电网频率：fline（国内为50Hz）输出功率：（等于各路输出功率之和）(1)P。=乙门X^outl+^outlXIout2+…初步估计变换器效率：n（低压输出时，q0.7-0.75,高压输0.8~0.85）根据预估效率，估算输入功率：对多路输出，定义KL（n）为第n路输出功率与

3、输出总功率的比值:Kg=¥⑶单路输岀时，KL(n)二：L(范例)Stepl：初始化系统参数——输入电压范围：90〜265VAC——电网频率：fiine=50Hz——输岀：(主路)Vouti=5V,louti=lA；(辅路)Vout2=15V,Iout2=0.1A则：£=乙泊心+乙*42=6.5皿——预估变换器的效率：n=0.8则：匕=比=&2507Kli=0.769,Kl2=0.2312.Step2:确定输入电容CbulkCbulk的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压(85-265VAC),取2-3p

4、F/W;对窄范围输入电压(176~265VAC),取lpF/W即可，电容充电占空比Dch—般取0.2即可。VirmmDC毎个周期只仃T1时间段内，电网对Cbulk电容充取图3Cbulk电容充放电一般在整流后的最小电压Vinmin.DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算lVinmin.DC:V=茁7）2_恥（1-必）rmminDC小卞"加minAC上x（范例）Step2：确定输入电容——宽压输入，取2〜3PF/W：Q业取20pF即可，实际设计中可采用15uF+4.7pF的两个400V高压电解电容并联。贝!J

5、：Cbuik=19.7nFo-•…・计算整流后最小直流电压：打丽dc=』（皿3_家_缪=987V■CbulkxfIine3.Step3：确定最大占空比Dmax反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）o两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初

6、级电流的RMS增大，这将会增大MOS管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。(a).反激变换器简图(b).CCM模式运行(c〉・DCM模式运行图4反激变换器对CCM模式反激变换器而言，输入到输岀的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处(BCM模式)、输入电压

7、最低(Vinmin.DC)、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。如图4(b)所示,MOS管关断时，输入电压Vin与次级反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。最大占空比Dmax确定后，反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到：(5)(6)(7)通过公式(5)(6)(7)z可知，Dmax取值越小zVor越小，进而MOS管的应

8、力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。们应当在保证MOS管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax,来降低次级整流管的电压应力。Dmax的取值，应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%;同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM模式条件下，当占空比超过0.5时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管，设计中zDmax不超过0.45为宜。(范例)Step3：确定