晶体管放大电路的高频响应.ppt

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1、5.5晶体管放大电路的高频响应共射(共源)放大电路的带宽由于Miller效应而减小。要想增加带宽，就应该减小或消除Miller效应。本节将讨论的共基（共栅）放大电路能减小或消除Miller效应。本节还会讨论射极（源极）跟随器的高频响应。5.5.1共基放大器的高频响应图5.20共基极放大电路图5.21高频小信号等效电路当<

2、电流源，用表示。当1/>>Rs//RE//rb’e时＝这样，输入回路和输出回路的等效电路分别如图5.23（a）、5.23(b)所示。5.23(a)5.23(b)求决定的上转折频率求和决定的上转折频率对图5.22，用网孔分析法或节点法可得到电压增益函数:[例5.9]目的：求共基极放大器的上转折频率。电路如图5.20所示，电路参数为V+=5V，V-＝-5V，Rs＝0.1k，R1＝40k，R2＝5.72k，RE＝0.5k，Rc＝5k，RL＝10k，CL＝15pF。晶体管参数为＝150，VBE(on)=0.7V，VA＝，Cb’e＝35pF，Cb’c＝4pF。求该

3、放大器的上转折频率。解：由直流分析可得ICQ=1.02mA，gm＝39.2mA/V，rb’e＝3.82k。由决定的上转折频率为由Cb’c和CL决定的上转折频率为（主极点频率）如果没有负载电容CL，则说明：共基放大电路的上转折频率fH由Cb’c决定。从原理上看，因为共基极放大器没有Miller效应，所以它的上转折频率一般比共射极电路要高。图5.24是一个共射－共基两级放大电路。输入信号从共射极电路（Q1）输入，Q1的输出信号作为共基极电路（Q2）的输入信号。Q2的输入阻抗很小，作为Q1的负载，从而大大降低了的Miller效应[见式（5.29）]，即大大减小

4、了Miller电容CM，从而提高了共射极电路的带宽。图5.24共射—共基电路图5.25是一个带负载的射极跟随器。其高频小信号等效电路如图5.26所示（忽略Rbb’）。图5.26中，RB＝R1//R2，RL’＝RE//RL。5.5.2射极跟随器的高频响应图5.25射极跟随器图5.26高频小信号等效电路用网孔分析法或节点分析法可求得（忽略CL）：(5.42)两个极点：一个零点：（5.43)(5.44)(5.45)[例5.10]目的：求射极跟随器的上转折频率。电路如图5.25所示。电路参数为V+=5V，V-＝-5V，Rs＝0.1k，R1＝40k，R2＝5.72

5、k，RE＝0.5k，RL＝10k。晶体管参数为＝150，VBE(on)=0.7V，VA＝，Cb’e＝35pF，Cb’c＝4pF，求该电路的上转折频率。解：由例5.9可知ICQ=1.02mA，gm＝39.2mA/V，rb’e＝3.82k。由式（5.43）可得由式（5.44）可得由式（5.45）可得由于零点和极点非常接近，它们可以近似抵消。所以fH=fH1=398MHz说明：1）射极跟随器的带宽远高于共射和共基放大电路，属于宽带电路。2）由于零点的绝对值比极点的绝对值还小，所以用开路时间常数法（若不考虑零点）来计算上转折频率会不可靠。3）若考虑负载电容CL，

6、由式（5.43）、式（5.44）和式（5.45）可知，它只会影响其中一个极点p2，式（5.44）变为若CL＝15pF，则fH2=132MHz;若CL＝150pF，则fH2=35.8MHz。此时，fH2为主极点频率，射极跟随器的上转折频率为35.8MHz，仍然比较高，这说明射极跟随器的带负载能力比较强。5.6多级放大器的转折频率的计算方法对n级放大器，设各单级放大器（考虑了后级对前级的负载效应后）的上、下转折频率分别为fL1、fL2、…、fLn和fH1、fH2、…、fHn。下面分三种情况讨论多级放大器的上、下转折频率的估算方法。1．如果fL1、fL2、…、

7、fLn中最大的（如fL1）比其它大很多（如4倍以上），则总的下转折频率近似等于该最大的单级下转折频率，即fL=fL1。类似地，如果fH1、fH2、…、fHn中最小的（如fH1）比其他小很多（如4倍以上），则总的上转折频率近似等于该最小的单级下转折频率，即fH=fH1.2．若各单级放大器存在主极点且零点与极点相差很大（如小于下转折频率或大于上转折频率4倍以上），且各单级放大器的上、下转折频率相同，则当n=3时，fH=0.51fH1;fL=1.96fL1。3.若不满足以上条件，则转折频率需要借助计算机软件或硬件系统或系统函数来获取。5.7小结1、放大电路的频

8、率响应频率响应中频增益转折频率上转折频率fH下转折频率fL带宽fBW=fH-fL