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1、基于PSPICE的BUCKConverter反馈环路设计及仿真付洪1：引言：利用计算机辅助技术设计电力电子，可以提高设计效率。本文主要介绍buckconverter的反馈环路仿真。2：索引I：Buck线路LC滤波设计II：反馈环路设计III：PSPICE仿真IV：调试中遇到的问题及解决办法3：Buck线路LC滤波设计在设计滤波电感与电容之前，先假定BUCKConverter基本输入输出特性：Vin―――――20VVout―――――5VFsw―――――25KhzIo――――――5AImin――――――1A由于除反激
2、架构外的其它拓扑，变压器输出均为方波信号，根据平均值算法得到公式：Vin*Ton/T=Vo――（1）根据V=L*dI/dT当Ton阶段VL＝Vin－Vout――（2）（理论依据KVL）对于此类输出滤波器的拓扑，电感选择应保证直流输出电流在满载的十分之一时，电感电流也要保持连续，直流电流等于电感电流PEAK-PEAK值一半的时候对应临界模式。(Ip2-Ip1)/2=1/10*Io――（3）根据2式推出Lo=VL*Ton/0.2*Io将（1）带入Lo＝5（Vin－Vout）VoutT/Vin*IoLo=150uH电容
3、的等效模型内包括ESR与ESL,ESL在500KHZ以上才会有影响，这里可以忽略，假定纹波全由ESR产生。设定电阻性纹波为0.05V,0.05=DeltaI*ESR,DeltaI=1A,ESR=0.05ohm根据电容的RoCo乘积近似为常数，这里取RoCo＝65*10^-6Co=1300uF4：反馈环路的稳定性设计：要使得一个反馈环路稳定，必须具备以下以下2个条件：1：提供所需的相位裕量，通常规定为45度。2：开环增益在剪切频率附近，斜率应该为－13:使系统总开环增益在剪切频率Fco处为0.5：LC滤波器（C带E
4、SR）的幅频曲线。Fcnr=1/2∏在大于Fcnr的较低频率处，Co的阻抗（1/jwC）远大于Resr，在这个范围内，增益是以－2的斜率下降。在较高的频率处Co的阻抗远低于等效阻抗的时候，谐振频率变为Fesr＝1/2∏Resr*Co,此时电路为LR电路，而非LC电路，增益以-1的斜率下降。6：PWM调制器的增益如图所示，从误差放大器的输出端Vea到电感的输入电压V1处的增益称为调制器的增益，用Gpwm表示。当Vea移动到3V三角波的顶部时候，ton/T=1，Vea与V1之间的电压增益Gpwm为Gpwm＝（Vo）/
5、3.由于采样网络的存在，所以在R1,R2处也存在衰减，我们常用Gs表示，因为R1=R2,Gs＝20log（2.5V/5V）=-6dB.7:2型误差放大器的buck反馈系统的设计。I：输出LC滤波器的转折频率为：Fo=1/2∏=403HzII:ESR零点处的频率Fesr=1/2∏Resr*Co=2.5KHzIII:调制器增益Gpwm＝5/3=1.67dBIV:除了误差放大器以外的开环增益为：G=(Glc+Gpwm+Gs)，其中Gpwm+Gs＝－4.33dB.如下图所示：从A点到转折频率B(403Hz)，增益为－4.
6、33dB,B-C曲线的斜率为－2，C-D曲线的斜率变成－1.选取开关频率的的1/5为Fco，即5Khz，在此频率处的增益为－28Db,要使5KHz为截至频率，所以误差放大器在这一频率下所对应的增益应为+28Db,在5KHz处的斜率为－1，所以曲线EFGHF-G点的曲线斜率必须为0.2型误差放大器的水平部分的增益为R7/R5，如果取R7=1K,那么R5=100K假定相位裕量为45度，那么在5KHz的频率下，系统总开环相位滞后为315度。LC滤波器自身引起的相位滞后如下表：Fco/Fesro=5000/2500=2此
7、处的相位滞后为116度，因此，误差放大器只允许有365－45－116＝204度的相位滞后。如下表所示，当K值略小于5时，误差放大器可以满足204度的相位要求。当K＝5时，零点频率Fz＝5000/5=1000Hz,Fz=1/2piR5C2,R5=100K,因此C2=0.016nF;极点频率Fp=5000*5=25KHz,Fp=1/2piR2C3,因此C3=65pF;在此需指出，相位裕量越大，系统环路就越稳定。8：根据以上所得参数，在PSPICE中绘制此反馈环路，具体电路如下图所示观察输出电压及其纹波：纹波控制在0.
8、1V;并且不存在低频振荡，说明此系统相对比较稳定。控制波形（驱动，参考，Vea）Green:驱动BLUE:三角波RED:Vea差分信号。YELLOW：输出电压9：调试中出现的问题系统提示toosmallforISWITCH经查为ABSTOL这个参数的问题因为324里面的ion和ioff是uA所以我们这一块应该比他小IC就是指初始条件电容就是初始电压电感就是初始电流什么时候
