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时间:2020-03-17
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1、同步升压转换器设计中MOSFET的选择要素分析2012-02-22中心议题:同步升压转换器设计中MOSFET的损耗分析同步升压转换器的MOSFET选择策略解决方案:最优化门极驱动电压最优化电源输入电压最优化工作条件在个人计算机应用领域,随着为核心DC-DC转换器开发的同步升压转换器的开关频率向着1MHz-2MHz范围转移,MOSFET的损耗进一步增加。鉴于大多数CPU需要更大的电流和更低的电压,这种问题被复杂化了。如果你考虑其它支配损耗机制的参数,如电源输入电压和门极电压,我们就要处理更为复杂的现象。但是,这并
2、不是问题的全部,我们还会遇到可能造成损耗极大恶化并降低电源转换效率(ξ)的二次效应。这些二次效应包括击穿损耗和因像电容和电感等效串联电阻(ESR)、电路板电阻及电感、MOSFET封装寄生电感所这样的寄生电阻引起的损耗。其它二次损耗机制是MOSFET的电极电容之间的充电和放电,包括门极-源极间电容(Cgs)、米勒门极漏极电容(Cgd)和漏极-源极间电容(Cgs)。随着频率越来越高,因体二极管反向恢复造成的损耗会更为显著,必须加以考虑。现在,很显然选择同步升压转换器的MOSFET不再是一项微不足道的练习,它需要可靠
3、的方法来选择最佳的组合,并结合对上述所有问题的深入理解。本文将详细地讨论所有这些效应并将向您演示如何作出这种选择。传导损耗由于电流流过MOSFET的Rdson会产生器件的电阻损耗,图1所示的MOSFET的损耗M1和M2可以由下列两个方程来计算:其中:PCHS=高侧(HS)MOSFET传导损耗;PCLS=低侧(LS)MOSFET传导损耗;Δ=占空周期≈Vout/Vin;Iload=负载电流;Rdson=MOSFET开电阻;Vin=电源输入电压;Vout=输出电压。因为ΔandIload由应用来决定,Rdson必须
4、选择为尽可能地小。图1:简化的同步升压转换器显示了MOSFET的寄生电感。动态损耗动态损耗是由HS和LSMOSFET开关造成的损耗,这些损耗可以通过下列两个方程来计算:其中:PDHS=HSMOSFET动态损耗;PDLS=LSMOSFET动态损耗;tr=上升时间;tf=下降时间;fs=DC-DC转换器开关频率;Vd=体二极管开电压;其它参数与上述参数一致。显然,我们需要把MOSFET的上升和下降时间最小化。这两个参数取决于于米勒电容,它通常由门极-漏极间电荷(Qgd)来表示,其中,Qgd越低,就会导致MOSFET
5、的开关速度越快。LSMOSFET中的开关损耗与传导损耗相比宁可忽略不计,因为Vin为12V而Vd大约为1V。在这种情形下,对HSMOSFET我们必须选择具有尽可能最低的Qgd。通过隔离Rdson做不到这一点,因为它们每一个都取决于裸片的面积。大多MOSFET制造商设计MOSFET器件时满足了HS或LSMOSFET的要求,但是,实际上打击了开关速度和MOSFET开电阻之间的折衷要求,即Qgd和低的Rdson。图2:HSMOSFET功率损耗,Z轴是X轴电流和Y轴开关频率的函数。图2所示为HSMOSFET的功率损耗。
6、显然,大电流和高频率的组合会快速导致高损耗。对MOSFET的正确选择是从根本上关注整体的高电源转换效率(ζ)和高可靠性。反向恢复损耗另外一种损耗机制是因为体二极管恢复造成的损耗。这是由于HSMOSFET使“打开”状态进入体二极管所致。体二极管要无限长时间才能关闭,在这段时间HSMOSFET就会出现损耗。反向恢复损耗可以由下列方程计算:其中:Qrr=反向恢复电荷。此外,这种损耗机制依赖于开关频率fs,因为它是某种形式的开关损耗。尽管反向恢复因LSMOSFET体二极管所致,损耗却发生在HSMOSFET中。在此,对L
7、SMOSFET的选择准则是获得尽可能最低的Qrr及合适的Rdson。图3:因反向恢复造成的功率损耗。击穿损耗当LSMOSFET由门极驱动器关闭而HSMOSFET正被打开时,就会遇到击穿损耗。在转换期间,门极-漏极间电容通过由Cgd和Rg//Cgs组成的潜在的分压器把漏极电压耦合到门极。如果这个耦合电压大于门限电压Vgth,那么,LSMOSFET将为打开,从而产生一条流过HS和LSMOSFET的低阻的电流通路,最终造成过度损耗。支配相对于地的门极电压的方程如下所示:其中:Vg(t)=门极电压;a=漏极电压的摆率;
8、Rg=包括门极驱动器的总门极电阻;Cgs=门极与源极之间的电容;Cgd=门极与漏极之间的电容;显然,Cgd越大,则耦合电压越大。图4:击穿。取上述方程的极限为:即无限大的摆率给出方程:上述方程表达了无交叉传导情况下的理论最坏情形。如果在最坏情形的参数范围内—即最小Cgs、最大Cgd和最小Vgth—MOSFEI满足这种条件,那么,在任何应用中都观测不到交叉传导。图5是一张示波器的图形,其
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