同步整流选择最优化的mosfet

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1、为同步整流选择最优MOSFET应用笔记，版本2.0，2010年5月为同步整流选择最优MOSFET应用笔记2.3版，2009年5月为同步整流选择最优MOSFET1.导言电源转换器的封装密度日益提高和节能标准越来越严格，要求不断提高电源级的能效。隔离式电源转换器的次级整流产生的严重的二极管正向损耗是主要的损耗，因此，只有利用同步整流（SR），才可能达到很高的能效水平。用MOSFET来替代二极管引发了新的挑战——优化系统能效和控制电压过冲。本应用笔记介绍了面向英飞凌OptiMOS™3解决方案的优化表（适用于30V、40V、60V、75V、80V、100V、120V和150V等

2、应用），有助于选择最佳MOSFET。图1.二极管整流与同步整流之比较2.同步整流基础知识要选择最优MOSFET用于执行同步整流，必须充分理解MOSFET的功率损耗机制。首先，必须区分开随负载而变化的传导损耗与基本保持不变的开关损耗。传导损耗取决于MOSFET的RDS(on)和内置体二极管的正向电压VSD。随着输出电流的提高，传导损耗（RDS(on)损耗）也会相应地增加。为确保两个SRMOSFET之间的互锁，以避免出现贯通电流，必须实现一定的死区时间。因此，在开启一次侧之前，必须关闭相应的MOSFET。由于该MOSFET正在传导全部续流电流，因此，这些电流将不得不从MOS

3、FET通道，转而流向内置的体二极管，并由此产生额外的体二极管损耗。体二极管的导通时间很短，仅为50ns至100ns左右，因而，当输出电压比体二极管的正向电压高得多时，这些损耗可以忽略不计。应用笔记2.3版，2009年5月为同步整流选择最优MOSFET取决于电源转换器的开关频率和输出负载，开关损耗对MOSFET的总功率损耗有很大影响。MOSFET开启时，必须对栅极进行充电，以产生栅极电荷Qg。MOSFET关闭时，则必须将栅极中的电荷放电至源极，这就意味着，Qg将消散在栅极电阻和栅极驱动器中。对于特定MOSFET解决方案，栅极驱动损耗会随着RDS(on)的降低而增加，因为裸

4、片越大，Qg就越多。在总开关损耗中占很大比例的另一种损耗与MOSFET的输出电容Coss和反向恢复电荷Qrr有关。MOSFET关闭时，必须将Qrr移走，并且必须将输出电容充电至次级变压器电压。这个过程会导致反向电流峰值，同时，电流交换环路也会产生的感应电压。所以，这些电量将被转移至MOSFET的输出电容，加上之前存储的电量，将由此产生电压尖峰。这些电量将触发LC振荡电路。LC振荡电路的性能取决于印刷电路板的感应系数和MOSFET的输出电容Coss。LC电路的寄生串联电阻将减弱振荡。由于这种在关闭过程中产生的感应电量直接取决于MOSFETCoss（相应地，当输出电容被充电

5、至次级变压器电压时，则为输出电荷Qoss），因此，总Coss决定了关闭过程中产生的电容损耗。对于栅极电荷也是如此，Qoss会随着RDS(on)的降低而增加。因此，总是能找到可以实现最高效率的传导损耗与开关损耗之间的平衡点。大致上，对于OptiMOS™3产品而言，Qrr可以忽略不计，因为其对总功率损耗的影响微乎其微。在这种情况下，Qrr仅被视为MOSFET体二极管的反向恢复电荷，而数据表中的Qrr则是按照JEDEC标准测得的，因此，除体二极管Qrr之外，还包含MOSFET的部分输出电荷。此外，其他因素也会导致应用中的实际Qrr值低于数据表所提供的Qrr值。数据表中的值是在

6、对体二极管施以允许的最高MOSFET漏极电流、体二极管导通时间长达500μs并且di/dt值固定为100A/μs的条件下测得的。在实际应用中，最典型的情况是，电流仅为最高漏极电流的三分之一左右甚至更低，体二极管导通时间在20ns至100ns范围内，并且di/dt可能高达800A/μs。3.优化同步整流MOSFET要优化SRMOSFET的效率，必须找到开关损耗与传导损耗之间的最佳平衡点。在轻负载条件下，RDS(on)传导损耗占总功率损耗的比例极低。应用笔记2.3版，2009年5月为同步整流选择最优MOSFET在这种情况下，在整个负载范围内基本保持不变的开关损耗是主要损耗。

7、但是，当输出电流较高时，传导损耗则成为最主要的损耗，其占总功率损耗的比例也最高，请参见图2。图2.功率损耗构成与输出电流的关系在选择最适当的MOSFET时，必须特别注意RDS(on)的值范围，如图3所示。当RDS(on)超出最优值时，总功率损耗将随RDS(on)的提高而线性增加。但当RDS(on)降至低于最优值时，总功率损耗也会因输出电容的快速增加而急剧上升。此外，在图3中可以看出，可实现最低功率损耗的RDS(on)值范围相当宽。在本例中，当RDS(on)在1毫欧姆至3毫欧姆范围内时，总功率损耗始终大致相同。但是，在此范围之外，RDS(o