基于软件无线电的超低频接收机的设计研究

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硕士学位论文目录摘要⋯⋯⋯⋯⋯··⋯⋯·⋯”⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．⋯．．⋯⋯⋯⋯⋯⋯IAbstract·················································································-·····II第1章绪论⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯11．1本文的研究背景与意义⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯11．2国内外超低频通信的发展状况⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯31．3软件无线电概述⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯31．3．1软件无线电的产生⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯31．3．2软件无线电的现状及发展⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯51．3．3软件无线电的关键技术⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯61．4本文所做的工作及文章结构安排⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯7第2章超低频接收机中的关键技术及实现⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯82．1天线的原理及实现⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯82．1．1天线的基本原理⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯82．1．2智能天线技术分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯92．1．3天线的实现及分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯112．2采样方式的选择及分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯122．2．1采样方式的选择⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯122．2．2采样的原理分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯132．2．3采样孔径抖动及其影响⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯152．3增益分配及AGC的实现⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯162．4数字信号处理技术的应用⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯172．4．1数字信号的正交检波⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯172．4．2DSP处理流程⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯182．4．3数字滤波器的选取和设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯19第3章超低频接收机的总体设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯233．1超低频接收机的设计要求⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯233．1．1超低频接收机的设计原则⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯233．1．2超低频接收机的设计指标⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯243．2超低频接收机的总体构成⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯243．2．1超低频接收机的结构选择⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯一⋯⋯243．2．2硬件构成模块⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯26 基于软件无线也的超低频接收机的设计研究3．2．3软件构成模块⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯27第4章超低频接收机的硬件设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯284．1射频前端及电源、时钟模块的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯284．1．1射频前端的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯284．1．2电源模块的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯294．1．3时钟模块的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯304．2A／D转换器的选型及设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯314．2．1A／D选型⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯3l4．2．2AD7731的配置及外围电路设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯324．3DSP芯片的选型及设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯354．3．1DSP选型⋯⋯⋯!⋯⋯⋯一⋯⋯··⋯··⋯⋯”⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯354．3．2TMS320VC549的应用设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯364．4接收机的抗干扰措施⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯414．4．1噪声处理⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯414．4．2电磁兼容性处理⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯42第5章超低频接收机中的软件设计研究⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯435．1数字信号的软件解调⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯435．1．1MASK软件解调⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯445．1．2MSK软件解调⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯455．2DSP处理流程⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯455．3DSP软件优化⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯465．3．1编程需注意的问题⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯465．3．2软件编程优化⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯48第6章解调测试及分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯506．1测试方法⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯506．2MASK信号的解调测试⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯516．3MSK信号的解调测试⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯536．4测试结果分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯54结束语⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯55参考文献⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯57致谢⋯”·”··””·”··”···”·”·”··”·”·””·⋯·“···”·”一”“········””·一·”一·一“一·60附录(攻读学位期间所发表的学术论文目录)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯61y『 硕士学位论文摘要超低频通信是海军对潜通信的一种重要通信方式，因为具有在海水中衰减慢、传输稳定和抗干扰能力强等优点而受到重视。由于传统的接收机存在功耗大、体积大和可靠性差等缺点，不利于向小型化、智能化、多功能化和模块化的方向发展，因此必须对接收机的结构进行重大改进。随着数字信号处理芯片、A／D转换器性能的提升和价格的相对下降，特别是软件无线电理论研究的成熟，研制出一种软件化、数字化的超低频接收机已经成为可能。本文依照软件无线电的思想，提出了一种超低频接收机的实现方案，采用射频低通采样技术来实现模拟域到数字域的转换，在数字化以后使用TI公司的TMS320VC549芯片等组成硬件平台。在这个统一的数字信号处理硬件平台上，通过采用不同的软件算法来实现不同类型调制信号的纯软件解调。这样能够在很大程度上使解调模块体积缩小、功耗降低，而且便于扩展解调其它类型的信号。文中讨论并解决了接收天线的设计、采样方式、AGC控制、数字信号处理技术及其算法实现和硬件选型等重要技术问题：提出了一种可行的软硬件实现结构；详细地给出了关键元器件的具体设计方法；对影响超低频接收机性能的可靠性和抗干扰设计进行了详细的分析研究，给出了具体的解决方案；对软件解调算法作了详细的分析研究，并在最后给出了软件测试结果。结果表明该接收机能够正确解调不同类型的调制信号，而且可靠性好，抗干扰能力强，具有较大的实用价值。关键词：软件无线电；超低频接收机；A／D转换器；数字信号处理 ABSTRACTAsanimportantcommunicationmethodthatnavycommunicateswithsubmanne'superlowfrequency(SLF)gainsitsrecognition，foritsslow。reducesinseawater’stability．spreadandstronganti．interferencecapability．Forthereasonofpowerconsume．volumeandreliability，thetraditionalreceiverisnotsuitableforthedevelopmenttominiaturizedintelligentmulti—functionandmodule．Sogreatchangesmustbetakenintheconstructionofreceiver．Now．theA／DconvertchipsandDSPchipshavebetterperformanceandlowerprice，especiallythetheoreticalresearchontheSoftwareRadiohasbeenalreadyripe·AllthesemakeitpossibletodesignakindofSLFreceiverbasedontheSoftwareRadio．AccordingtothethoughtoftheSoftwareRadio，akindofrealizationschemeofSLFreceiverhasbeenputforward．AnalogsignalisconvertedtodigitalsignalbyusingRFdirectlylowpasssamplingtechnology．ThenauniformhardwareplatformisconsistedformTMS320VC549chipofTIcompany,inwhich，differenttypesofmodulatedsignalsaredemodulatedbyusingcorrespondingsoftwarealgorithms·Soitcandecreasethemodule’Svolume，reduceitspowerconsumption,what’Smore,itmakesitpossibletodemodulateothertypesmodulatedsignal·Inthispaper,ithasdiscussedandsolvedthatthedesignofthereceptionantenna，themodeofsampling，AGCcontrolling，digitalsignaltreatmenttechnologyanditsaIgorithmtorealize，andtheselectionofhardwarearchitecture．Andthenakindoffc觞iblesoftwareandhardwareconstructionisputforward，inwhich，theconcretedesignmethodsofkeycomponentsaregivenindetail；Hascarriedondetailedanalysisandrcsearchtothedependabilityandanti—interferencewhichinfluencetheperfbrmanccoftheSLFreceiver,thentheconcretesolutionhasappeared；Hasdonedetailedanalysisandresearchtothedemodulationalgorithmofsoftware，andthetestresuitofthesoftwarehasbeengivenoutatlast，theresultindicatesthatthisreceiverc龃correctdemodulatedifferentkindsofmodulatedsignals，andthedependabilityisgood，theanti．interferenceabilityisstrong．Soitispracticalandcanbeusedwidely．Keywords：SoRwareradio；SLFreceiver；A／Dconverter；DigitalsignalprocessingⅡ 硕1：学位论文第1章绪论1．1本文的研究背景与意义超低频(SLF)通信作为海军通信手段之一，它主要用于对隐蔽于水下深达100米以下潜艇，特别是核潜艇和导弹核潜艇的通信指挥，属于国家战略之用，它可以与现有的甚低频(VLF)通信共同组成海军对潜通信系统。因为潜艇是在水下活动，所以海水直接影响到采用何种方式来对潜通信。由于海水对甚低频及以上频率电波的衰减为每米3分贝左右，且与海域有关，略有偏离。为使下潜深度加深，除提高接收机的灵敏度之外，还可以加大发射功率和天线的有效辐射。由于发射天线庞大的工程造价所限制，增加下潜深度只有加大发射机的功率，但是加大一倍的功率下潜深度只能增加l米左右，靠加大功率不能很好解决下潜深度问题。而超低频通信由于其本身的特点(能以极低的衰减在地面一电离层波道中传播，无需很大的发射功率就能传播很远距离；最为可贵的一点是能够穿透到海洋深处并能穿过厚冰层；而且对大气层的扰动很不敏感，传播稳定【l】)，能很好地解决这个问题。所以为了使潜艇做到隐蔽、机动，在作战时尽量在深水区活动，超低频通信手段就成为唯一的通信手段。超低频的频率范围为30"--300Hz，在这个频段上的通信有以下特点：(1)在海水中衰减慢超低频是指频率范围在30"---'300Hz这个频段内，对应波长为10000"--"1000km的频率。它穿透海水的能力很强，在海水中电波衰减较小，衰减lOdB可下降30米左右。这是其它频段信号所不能达到的，也是超低频水下通信最重要的特点之一o’(2)传输稳定超低频波长很长，可将电离层底部与地球表面看成波导，超低频是在波导中传输，因此衰减很小；同时不易受传播条件的影响，属于恒参通信；不宜受太阳黑子和核爆炸引起的电磁干扰。这也是超低频通信的重要特点之一。(3)抗干扰能力强如要干扰超低频信号，敌方必须建立一个超低频干扰发射台，所输出功率和天线系统造价是相当可观的，一般很难完成如此大的干扰信号。(4)发射机功率大为补偿天线低效率辐射功率，只有将发射机功率加大，因此一般发射机的功率为兆瓦级，将天线设计成天线阵，由若干个发射机构成发射阵功率叠加。 (5)频带窄超低频载频为30,-．-,300Hz，这样低的载频通频带是非常窄的。(6)通信速率慢由于通频带很窄，辐射功率低，可以传输速率比较低，以最小移频键控(MSK)调制为例，发3个字码的报文需要4分钟，选用移相键控(PSK)要快一些。这是制约超低频通信很重要的原因之一，解决的办法一般是通过超低频呼叫潜艇浮上来接收甚低频信号，或在深水区通过内部编码来传递简单短语。尽管系统传输速率很低，不能用来传送紧急行动信息，但采用信息预排和编码技术，就可以在短瞬间发送大量的信息，文献[21表明美国能在5分钟内发送许许多多预排信息中的任何一个，弥补了速率低的特点。正是由于以上这些特点，使超低频通信在传统的对潜通信中必不可少而又不能独立完成任务。传统对潜通信一般需要两个通信系统：一个是超低频通信系统，用于呼叫潜艇，使潜艇上浮到靠近海面来接收甚低频信号；另外一个是甚低频通信系统，用于与潜艇之间传输信息。这样，对潜通信工程浩大，投资费用相当高。为减少费用，提高系统的通信质量，就迫切需要改进超低频通信系统，使超低频通信系统的建造、维护和升级费用大大降低。目前的超低频通信系统是在美国已建成的超低频通信系统的基础上发展起来的，其对潜通信设备的功能主要是由模拟或数字逻辑器件组成的硬件电路完成的，这种通信设备使潜艇相互间的联合通信很困难，而且功能的扩展以及升级换代难度较大，无法适应对潜通信设备小型化、模块化、数字化的发展要求。虽然许多形式的组合电台能使对潜通信设备更加紧凑，计算机技术的引入也使对潜通信设备更加灵活，但这些都不是根本的解决办法。为保证无论何时都能呼叫到潜艇，无需在等待出现通信窗口时再通信，提高潜艇的作战能力。这都需要一种技术更先进、功能更强大的超低频通信系统。1982年初许多大西洋舰队的核动力导弹潜艇就安装了处于研究及试制阶段的超低频接收机来执行巡逻任务。三年后，即1985年5月，由美国地面试验设备公司(GTE公司)新研制的ELF接收机在太平洋舰队的潜艇上成功地进行了试验，整个安装计划于1989年末完成。现在，美国所有潜艇基本上都装备了ELF接收机。它采用先进的^N／UYK-44型军用处理器，可以把接收到的ELF信息进行移码，并能监测最小超报容量的信号强度，以使潜艇指挥官明白是否可以在潜得更深、航速更快的过程中接收到ELF信号。随着现代通信技术、微电子技术和计算机技术的飞速发展，以及软件无线电理论研究的成熟，我们研制超低频通信系统有了坚实的基础，在此基础上设计出～种经济、实用的基于软件无线电的超低频通信系统的条件已经成熟。超低频通信系统包括超低频通信发射台和超低频接收机两部分，本文主要研究超低频接收 硕士学位论文机的研制。1．2国内外超低频通信的发展状况为了对核潜艇和导弹核潜艇进行有效的水下通信，美国最先发展极低频(即超低频)通信，从1958年开始研究，到1968年建成试验台，但由于环境保护、使用土地、经费和必要性等因素，研究计划多次被变动，七十年代几乎停止研究工作，直到1984年才重新确定建造极低频台，于1986年建成投入使用。美国建成的极低频台比原计划压缩了许多，实际建成的美国极低频台天线是南北和东西向，总长度达28英里，架设在地面上9～17米高的木杆上，而不是埋在地下，构造简单，又容易维修。美国在密执安州台址上架设一条南北向和两条东西向呈“F”型的天线。为提高抗毁能力，在威斯康星州又建造了一个类似的极低频台，两个发射台既能单独工作，又能同步组合工作。极低频台原计划安装100部发射机，总功率达几百兆瓦级，经过压缩之后采用四部650kW发射机，同时工作总功率达2．6兆瓦，调制方式是单一的最小移频键控方式(MSK)，载频频率为76Hz。除美国外俄罗斯也已建成超低频台，据西方报道目前已有两个超低频台在工作，载频频率为80Hz，调制方式仍是单一的最小移频键控。英国和法国均在研制中，没有确切信息表明其已建成超低频通信系统。国内在20世纪六、七十年代开始收集国外超低频新技术的发展情报。761厂于1986年根据所收集的资料首先在国内向电广总局、电子部和国防科工委提出进行超低频技术研究的建议和申请，并同时提出了项目研究的可行性分析报告。在1986年12月广州移动通信搿八五一规划会议期间，电子部将<极低频对潜通信体制与技术研究》(编号为19·2·7·2·1)列入“七五"军事电子预研项目。1989年11月，海司通信部在承德举办“八五一至2000年规划会，会议期间，761厂代表提出了进一步开展极低频研究的建议。1992年7月，海司通信部主持了由海军装备论证中心电子所、海军电子工程学院两单位分别承担的(09-4艇综合系统战术技术使用要求》和<极低频通信系统可行性》论证的评审会，作为海军对潜通信的极低频研究工作正式启动。1998年开始正式研制由激励器、数字化固态超低频发射机和接收机组成的超低频系统。2001年3月超低频通信系统草样基本完成。1．3软件无线电概述本超低频接收机之所以采用软件无线电技术，是因为软件无线电技术所具有的灵活性、．开放性等特点，特别适合于接收机向小型化、模块化的方向发展。而且升级方便、简单(选用不同软件模块就可以实现不同的功能，且软件可以升级更3 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究新，硬件也可以像计算机一样不断地升级换代)。同时，还可以通过更新软硬件模块来与其它电台通信，大大延长了接收机的使用周期，增大了接收机的使用范围，也节约了开支。正是基于以上理由，本接收机才采用了软件无线电技术。关于软件无线电的发展、特点和关键技术等知识，具体介绍如下。1．3．1软件无线电的产生无线通信在现代通信中占据着极其重要的位置，被广泛应用于商业、气象、军事、民用等领域。当代无线通信系统很多，如卫星通信系统、蜂窝移动通信系统、无线寻呼系统、短波通信系统、微波通信系统等。各种无线通信系统的调制方式也很多，有AM，FM，LSB，USB，ISB，FSK，PSK，MASK，GMSK，QAM等。其多址方式有：时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)和频分多址(FDMA)等。各种通信系统由于自身的特点而应用于不同的场合，使得本以拥挤不堪的无线频谱面临着新的挑战。由于无线通信具有设备简单、便于携带、易于操作、架设方便等特点，在军事通信领域是不可或缺的通信手段。然而，军用电台往往是根据某种特定的用途而设定的，功能单一，有些电台的基本结构相似，而信号特征差异很大。例如：工作的频段不同，有的在HF频段，有的在VHF、UHF频段，调制方式不同，波形结构不同，通信协议不同，数字信息的编码方式、加密方式不同，等等。电台之间的这些差异极大地限制了不同电台之间的互联互通。而且，由于不同频段的电台只能满足某些特定的要求，无法满足部队各种各样的军事要求，给协同作战带来了困难[31。经过几十年的发展，无线通信有了长足的发展。通信系统由模拟体制不断向数字体制发展，出现了许多数字化接收机，例如，德国R／s公司研制的宽带数字化接收机EBD900，主要用于无线电监视，其工作频率范围为20MHz～2GHz，搜索速度为4GHz／s(25kHz带宽)，动态范围为80dB。又如，英国研制的PVS3800接收机，工作频率为0．5MHz～IGHz，是一种用于电子战环境中的宽带无线电通信监测接收机，可以实现搜索、监听、分析识别等功能；还可以根据需要，通过加载不同的软件，灵活地配置成各种不同的接收机，如PV3830截获接收机，PV3840分析接收机，PV3850监视接收机，等等。这些接收机尽管能覆盖多个频段，但它们只能工作于单一的频段和模式，功能相对较少，灵活性不够，可扩展能力也较差，不同电台之间仍不能完全互通，无法完全满足现代军事通信的需要。为了解决互通性问题，各国军方进行了积极的探索，努力使不同设备既能满足互通的要求，又能满足抗干扰、保密性好的要求：既能使通信设备跟上无线电飞速发展的步伐，又能延长设备的使用寿命。其中一种设想是研制多频段、多功能电台，用一个系列的电台来代替其他所有电台。这个想法固然可以解决互通问题，然而开支庞大，而且其使用寿命也成问题，因为通信技术的发展是相当迅速4 的，过不了多久这些设备就会落伍。、1992年5月，MILTRE公司的JeoMitola首次提出了软件无线电(softwareradio[41)的概念，它是一种实现无线电系统(尤其是通信系统)的新的体系结构。软件无线电的提出是针对现在无线电系统领域存在的一些问题，如多种体系并存，各种标准竞争激烈，频率资源紧张，干扰日益严重等等，特别是由于新器件的发展，使得新的系统层出不穷，产品生存周期越来越短，原有的以硬件为主的无线电系统难以适应这种局面，软件无线电的概念便应运而生。软件无线电的基本概念是在完全可编程的硬件平台上，通过注入不同的软件，构成灵活可变的多模式、多功能传输系统。这样，无线电新系统，新产品的开发将逐步转到软件上来，这是继模拟到数字，无线电领域的又一次重大突破。其中心思想是：构造一个具有开放性、标准化、模块化的通用硬件平台，将各种功能，如工作频段、调制解调类型、数据格式、加密模式、通信协议等用软件来完成，并使宽带A／D和D／A转换器尽量靠近天线，以研制出具有高度灵活性开放性的新一代无线通信系统。可以说这种电台是可用软件控制和再定义的电台。选用不同软件模块就可以实现不同的功能，而且软件可以升级更新，其硬件也可以像计算机一样不断地升级换代。由于软件无线电的各种功能是用软件实现的，如果要实现新的业务或调制方式只要增加一个新的软件模块即可。同时，由于它能形成各种调制波形和通信协议，故还可以与1日体制的各种电台通信，大大延长了电台的使用周期，也节约了开支。有些人也把软件无线电称作为“超级计算机"。软件无线电这一概念一经推出，就得到了全世界无线电领域的广泛关注。由于软件无线电所具有的灵活性、开放性等特点，使其不仅在军、民无线通信中获得了极大的应用，而且将在其他领域如电子战、雷达、信息化家电等领域得到推广，这将极大促进软件无线电技术及其相关产业(集成电路)的迅速发展。软件无线电至今还没有严格而准确的定义，但是可以把它的核心思想归纳为以下两点：宽带A／D／A尽可能地靠近射频端；利用数字信号处理(DSP)技术取代专用集成电路(ASIC)，尽可能多地用软件来定义和实现无线通信的功能，如上下变频、调制解调、编解码、加密和多址等。1．3．2软件无线电的现状及发展软件无线电作为未来通信乃至未来无线电技术的发展方向，世界各国都在进行深入的研究，美国尤其突出[51。美国军方制定了具体的发展计划，来研制三军通用软件无线电台，即基于数字信号处理器、软件可编程、模块化、多频段、多模式，并具有波形重新配置能力的电台一Speakeasy(易通话)。这个研究工作分为几个阶段实施。第一阶段已于1994年8月结束，并向美国代表作了汇报演示，目前正在进行第二阶段的研究工作并已接近完成。它是最早实现的实用软件无线电5 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究系统。易通话电台工作频段为2MHz-～2GHz，利用可编程技术，与15种在役或在研电台兼容，具备AM，FM，PM以及各种数字调制解调方式，含有许多无线电台特定的调制或专用的软件模块，还可以作为各种不同模式电台之间通信的中继转发电台，解决了多种制式电台之间的互通问题。软件无线电在民用、商用等方面的应用也取得了很大的进展。例如已研制成功的220MHz地震遥测系统，采用16QAM的调制方式，信道带宽为20kHz(数据速率达60kb／s)，频带利用率为3b／(s·Hz)。利用此系统的灵活性，能使其中的任何一台无线电设备既可成为标准设备又可成为射频中继器。这样，如果有的设备所处的位置不好，就可用别的设备进行射频中继，把数据以实时方式转发回基地台。因此，利用这种设备不必专门设计中继设备，不但降低了成本，还提高了系统的灵活性。目前人们对软件无线电的研究日趋深入细致，理论上已基本成熟，正在进行各种应用的具体实践。人们已经提出了一些解决关键元器件的方法，目前出现了大量的数字中频产品，尤以Harris公司和Gray公司为代表。Gray公司的产品包括数字发射芯片(GC4114)、数字接收芯片(GCl011A)、数字滤波芯片(GC2011)、数字重采样芯片(GC3011)、宽带数字调谐芯片(GCl012A)，还有四通道数字接收芯片(GC4014)、四通道数字发射芯片(GC4114)等产品。Harris公司的主要产品有可编程数字上变频器(HSP50215)、可编程数字下变频器(HSP500214)、数字下变频器(HSP50214)、数字滤波器(HSP53168)、数字科斯塔斯环(HSP50210)、数字正交调谐器(HSP50110)、数字PSK解调器(HSP50306)等产品。还有高速数字信号处理器TMS320C6x、ADSP21160，高速高分辨率的A／D转换器AD6640、AD9432等都为软件无线电的实现奠定了必要的硬件基础。但有些问题还将继续研究，例如在移动通信中，多频带系统中所需的双工问题，手持式软件无线电设备要小而轻、电池寿命要长、费用要低等软件无线电工程化所带来的一些具体问题。总之，软件无线电是通信领域的一次大变革，软件无线电台的发展不断受到高速DSP、高性能A／D／A技术发展的推动，软件无线电的发展趋势之一，就是解决不同种类的无线通信设备之间的互通能力[vl。另外，它还可以解决两个不同通信网之间的相互通信问题。软件无线电的最终目标，就是既可以工作于GSM网络、AMPS网络，又可以工作于将来的卫星移动通信网络中，最后“无缝"地接入到PCS和多媒体服务网络中去，具有各种各样的访问模式，并能适应各种通信标准和通信格式。结构上分层化和功能上模块化已成为软件无线电系统的发展趋势。1．3．3软件无线电的关键技术软件无线电通信系统按照功能可以划分为三部分：射频部分、中频及基带处理部分以及控制管理和支持部分．关键模块有：多波束智能天线、射频转换、模6 硕f?学位论文数转换、数字中频和基带处理191。(1)智能天线：组合式多频段天线可以覆盖全部无线通信频段。利用智能天线和数字信号处理对接收到的多径信号进行最佳合并，能够降低衰落、提高系统性能和频谱利用率。(2)RF转换技术：RF转换包括天线接收信号预放大、射频中频转换等。因为宽带射频AD还没有商用化，现阶段RF变换采用模拟方式。．(3)A／D、D／A转换技术：信号的中频甚至射频数字化是实现软件无线电的关键之一，此功能通过宽带A／D、D／A转换器实现。中频数字化给中频处理带来了灵活性，同时对A／D、D／A的性能提出了很高的要求。(4)数字中频处理：在软件无线电系统中，数字中频是连接射频和基带信号的纽带，它从信道宽带数字信号中提取所需信道并转换到基带。中频处理对DSP芯片要求很高，可以结合使用ASIC、DSP、FPGA以及一些专用的CPU来完成这部分功能。1．4本文所做的工作及文章结构安排本文利用软件无线电技术的优点，提出了一种新型的超低频接收机的实现方案。文中从超低频接收机的各个功能模块出发，对各个模块所采用的技术和算法进行了详细的分析，给出了具体的实现框图，同时给出了具体的硬件设计方案，最后进行了测试分析。文章结构安排如下：第一章绪论。介绍了超低频通信技术的特点、超低频接收机的产生背景、国内外超低频通信的研究状况和软件无线电的关键技术。第二章超低频接收机中的关键技术及实现。讨论了软件无线电技术在超低频接收机中的实现问题，对天线技术、采样技术、增益分配和数字信号处理等关键技术进行了详细的理论分析并给出了具体的实现方案。第三章超低频接收机的总体设计。提出了超低频接收机的设计要求并给出了接收机的实现方案。第四章超低频接收机的硬件设计与实现。给出了超低频接收机硬件模块的实现方案，主要有模拟前端、宽带A／D、高速数字信号处理及电源等模块的实现。第五章超低频接收机的软件设计研究。对数字信号的软件解调技术和DSP软件优化及分析处理进行了详细的研究。第六章软件解调测试。根据第四章中的硬件结构对MASK、MSK信号的软件解调进行了测试分析。7一厂 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究第2章超低频接收机中的关键技术及实现在本方案中，软件无线电技术在超低频接收机中起着举足轻重的作用，直接关系着超低频接收机的系统性能。本章对超低频接收机中关键的软件无线电技术进行了详细的分析研究，并对其在超低频接收机中的具体应用作了介绍。2．1天线的原理及实现超低频接收机的天线要求灵敏度高，能自动感知干扰源的存在并有抑制其干扰、增强期望信号的能力，还要求与各种无线通信技术标准兼容。所以超低频接收机的天线实际上是一种基于软件无线电的智能天线(SmartAntenna)110】。本方案中天线的基本单元采用鞭状天线，以智能天线技术加以组合，形成一种新型的圆阵天线。它把传统的鞭状天线技术和软件无线电的智能天线技术有机地结合在一起，大大提高了接收天线的灵敏度和可靠性，极大地改善了天线的性能。2．1．1天线的基本原理本地电场在鞭状天线上感应的电压为：K—Eh。cos9(2．1)式中，E为与鞭状天线成9角的电场强度(伏／米)：h。为天线的有效高度(米)。一般来说，对小型鞭状天线，只要地网的径向长度远大于天线高度，就可以使损耗电阻R相当小：但是，电短天线的辐射电阻是极小的，蜀通常是天线电阻的主要部分。在大多数情况下，天线输入阻抗是容性的、且比电阻项大得多。接收天线的几个重要特性是其有效高度、电容和损耗电阻。对于一般电短鞭状天线来说，其有效高度近似等于实际高度的一半。天线的有用功率通常是很重要的。在发射天线中，电流为：1一正玩／【R，+马+吃+．『(L+z工)J(2．2)而输出功率为：乙∥R一雨焉挈哥玎天线的有用功率在谐振时达到最大值。谐振时，Xa一一孔，气一万E而2he2RL(2．3)在此情况下，(2．4)当心一B+局时，有损耗的谐振天线产生最大有用功率，这时，8 硕=i：学位论文尸．．墨笙(2．5)‘础4限+R)有用功率随损耗R，的减小而增大，在实际情况下，特别是对短天线来说，R，<N)，而获得M—N重的增益，对N>M个干扰也能进行明显的抑制。图2．1目适应抽头延迟线天线阵原理图图2．1所示的是一个自适应抽头延迟线天线阵方框图，天线阵有N个阵元，每个阵元有M个抽头和一个数字滤波器，可以控制自己的频率响应。在信号加权合并之前，通过调整各阵元的幅度和相位来控制天线阵的方向图。如果输入信号是工(f)，则天线阵输出可由下式表示：NMy(f)一三三z(f一朋瓦h—ex“一加9)(2·9)瓦是相邻抽头之间的延迟，q一是第111个天线的第m个抽头的因子，抽头共有N·M个，妒是相邻天线阵元接收到信号的相位差，可由下式得出：vN日细，口)一三唿p(-加矾)三％一exp(一扣伊)(2·10)lO 硕=l：学位论文如果∞是一个常数，式(2．10)表示天线阵的方向图；如果口是一个常数，式(2．10)表示频率响应。因此一个自适应抽头延迟天线阵可以在时间域和空间域作为接收、均衡和检测的工具。2．1．2．2干扰消除器的设计接收天线中存在各种噪声干扰，这些干扰直接影响着接收机的性能，因此需要采用各种方法来消除干扰。其中，干扰消除技术是一种很重要的消除干扰方法，它的基本思想是先估计MAI的大小，再从接收信号中减去此估值，然后做出判决。干扰消除可以分为连续干扰消除(SIC)和并行干扰消除(PIC)，本设计中采用PIC方法。PIC在每一阶中并行地检测出信号，处理时延大大减少。为了提高性能，也可以将PIC用多阶实现，一般2至3阶就可以实现相当好的性能。本设计中，我们采用一种软判决的多阶并行部分干扰消除器，如图2．2所示。图2．2多阶并行干扰消除器在这里，我们采用软判决，它具有线形特性，适合于在软件无线电中实现。之所以采用部分干扰消除，是因为在初始判决阶段，对MAI的估计存在一定的不可靠性，部分干扰消除用前一阶的判决结果和本阶干扰消除结果的加权和作为本阶的判决。设钆一是第n阶第k路信号的软判决，L一是其MAI估值，噍是第k路信号的解扩值(含MAI)，则完全干扰消除和部分干扰消除的判决式分别如公式(2．11)、(2．12)所示：饥一一rk一以一(2．11)bk一-P一【气-I,一】+0-p．池一-l(2．12)随着阶数k的提高，对M趟估计的准确程度增加，上述干扰消除项的权值P一增加。这种多阶部分干扰消除方案有效地提高了PIC的性能。2．1．3天线的实现及分析我们将鞭状天线和智能天线技术相结合，提出一种圆阵式天线，其基本单元 L基于软件无线电的超低频接收机的设计研究如图2．3所示，基本单元中的鞭状天线的长度为10米。然后共取5个基本单元部分组成圆阵式天线，其形状如图2．4所示。图2．4圆阵天线的基本组成由于超低频通信的特殊性，使得基本单元中的所有鞭状天线所输出功率的大小、相位均相同。也就是说在理想情况下可以代数相加。按照2．1．1节中所举例子的结果，可得圆阵式天线的输出功率为：匕=5x8x1．07×10。12=4．28x10。11瓦。而要达到同样大小的输出功率，如果直接采用鞭状天线，则其长度需要400米，直径为8米。与圆阵式天线相比，不仅体积大，重量重，而且增加了材料成本；更重要的是采用圆阵式天线，可以利用智能天线技术大大降低噪声的影响，提高天线的灵敏度[131。本方案通过采用这种新型的天线，既缩小了天线的体积、减轻天线的重量，又通过采用智能天线技术，增强了天线的灵敏度，提高了天线的接收效率。这种天线技术主要具有以下几个特点：(1)它是软件无线电技术和智能天线技术的有机结合。(2)在天线确定以后，不同的准则或算法将导致不同的性能【14】，软件无线电的开放式结构使得在天线确定以后还具有改善和更新的能力。(3)在抑制干扰方面，难有一种普遍适用的最佳算法，采用软件无线电技术，可以集多种算法于同一天线系统，以便天线能够对抗各种干扰，提高天线的接收性能。2．2采样方式的选择及分析2．2．1采样方式的选择软件无线电中最基本、最关键的问题是怎样对工作频带内的信号进行数字化。而数字化包括两个方面：一个是采样的精度问题，一个是采样的速率问题。采样精度决定了系统的数据总线宽带，而采样速率决定了系统的结构和处理能力[151。所以在超低频接收机中采样方式的选择是及其重要的。本课题采用的采样方式是射频低通采样方式，这是因为超低频通信的频率相 硕‘l：学位论文当低，只有不到300Hz的频率，对于这样低的频率，A／D转换器的采样速率仅1kHz便足够满足要求了(根据奈奎斯特采样定理)。显而易见，根据当前DSP处理器的处理水平，例如主流的TI低功耗的TMS320的54或55系列DSP的最大运算速度为每秒200M到400M，这对于每秒仅几K的数据流来说，是绰绰有余的。另外，在A／D转换器以前先经过窄带电调滤波器，可以通过控制电压来决定滤波器的中心频率，从而可以减少干扰信号的引入。因此本课题采用这种采样方式。2．2．2采样的原理分析Nyquist采样定理[161：设有一个频率带限信号工(f)，其频带限制在(O，厶)内，如果以不小于厶一2厶的采样速率对x(f)进行等间隔采样，得到时间离散的采样信号x(n)一x(nTs)(其中Ts一1／厶称为采样间隔)，才能从采样信号中恢复出工(f)。上述Nyquist采样定理告诉我们，如果以不低于信号最高频率两倍的采样速率对带限信号进行采样，那么所得到的离散采样值就能准确地确定原信号。其具体分析如下：引入单位冲激函数6(0(也简称为6函数)，构成周期冲激函数p(f)：p(t)一罗6(f—nTs)(2．13)根据6函数的性质：r6(f砌(fy(f)一伊(0)(2·14)式(2．14)中，妒(f)为在原点连续的任意信号，并把p(t)(周期函数)用傅里叶级数展开可得：p(f)．萱qe，鲁时(2．15)式(2．15)中，C．-净”e。争破-糖“夸出81三(2．16)一～厶·■U，乃代入式(2．is)可得为：p(0-去莹7》(2．17)所以对xO)用采样频率兀进行抽样后得到的抽样信号可表示为：x，(f)一pq)·xq)13 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究一B墨尝叫卜=!酬C9re尝脚哪)](2．18)设xq)的傅里叶变换为x(们，则根据傅里叶变换的性质有：已’’咿·z(f)¨x(w—Wo)x，O)的傅里叶变换为x，(叻可表示为：引咖去薹_(w一和(2．19)2去蝥(W--IfM)(2·20)式(2．20)中，M：等。碱。由此可见，抽样信号的频谱为原信号频谱移频后的多个叠加。如果抽样后的频率成分不发生混叠，这时只需要采用一个带宽不小于WH的滤波器，就能滤出原来的信号，如图2．5所示。‘日(川L厂]。a)信号滤波b)冲澉响应图2．5信号重构滤波器图2．5b)所示的理想滤波器对应的冲激响应为：^(f)。Ts·监＆(％f)．孕勋(hf)当厶-2厶时：^(f)-勋(％f)式中，勋O)。型称为抽样函数。根据图2．5(a)有(用符号·表示卷积运算)：工O)一x，(f)·^O)。{罾㈣卟巾∞。隆㈣∞㈣叶“@14(2．21)(2．22) 硕J：学位论文‘一∑z(nTs)[6(t一刀Ts·JIl(f)】·∑xo乃)‘h(t一万乃)一∑xo乃)‘Sa(wⅣt—nTsw．)-罗zO乃)·Sa(w．t-nx)一罗石O乃)·Sa(匍fst一以石)(2．23)式(2．23)即为采样定理的数学表达式，即信号z(f)可以由其取样值工O)来准确表示，Nyquist采样定理的意义在于，时间上连续的模拟信号可以用时间上离散的采样值来取代，这样就为模拟信号的数字化处理奠定了理论基础。2．2．3采样孔径抖动及其影响孔径抖动噪声是采样时最为关键的因数。采样保持电路产生一个极窄的孔径，能在要求的时间里提取输入信号并能在相当长的时间内保持电压恒定，以便进行量化。孔径时间非常短，对ADC来说，通常是微秒量级。孔径的不确定性是由于孔径产生时间的不精确引起的。设输入信号为：’，(f)-asin(2咖)(2．24)其中，A和f分别为信号的幅度和频率。其导数为：．idv．z,C'acos(2咖)(2．25)导数的均方根(rms)值为：业l舢-掣(2．26)一I_’——==-、厶’出l肿√2‘由该式可得出均方误差电压和均方孔径抖动的关系：业L．型(2．27)一_。。'=：●～‘-‘to√2其中，to表示均方抖动时间。孔径抖动噪声引入的信噪比SNR表示为：彳姗础·畦)础-g索)(2．28)从上式可以看出，当采样孔径抖动恒定时，信噪比随输入信号频率的增大而减小。因而，当ADC越往天线端推进，对抖动越是敏感。所以当采样频率选定后，在给定的SNR下，由式(2．28)可得出采样时钟抖动的取值范围。 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究2．3增益分配及AGO的实现由于电磁波在空间传播过程中存在的衰落现象有轻重、电离层的变化有快慢及各种干扰的影响等诸多原因，造成接收机的输入信号强度时大时小，使接收机不能正常工作。超低频接收机在实际工作中，其信号强度的变化幅度非常大，从天线接收下来的信号从不到1pV到几十mV都有可能，接收机的通道必须适应这个变化，这就需要采用自动增益控制(AGC)，用它来产生一个随信号大小而变化的反馈信号去改变接收机的增益[20i，使之随外来信号作相反的变化，以便使各级对微弱信号能够放大到一定水平，对于强信号控制各级放大器使信道不致于发生饱和和阻塞。对于软件无线电超低频接收机，这个尤为重要，AGC要保证A／D转换器不能过载，而又要使信号达到尽可能大的电平以保证量化精度。1．增益分配原则模数转换过程中带来了量化噪声，ADC的非线形将引起谐波失真，由于混叠，落在奈奎斯特频率以上的谐波成分将出现在奈奎斯特频带中，从而影响接收机的噪声水平和动态范围。抖动技术(Dither)可减少这些失真，改善ADC的线形度。这种技术是将宽带噪声附加在ADC输入端，从而在奈奎斯特带宽上提供了一种相对平稳的噪声功率谱。因为宽带噪声的作用，使量化噪声和杂散分量均匀分布，从而改善了接收机的性能。实现这种技术的最简单的方法是采用放大器放大接收机的前端热噪声，把热噪声作为宽带噪声输入ADC。模拟前端的最小增益必须使最微弱的有用信号加上接收机噪声后至少大于一个ADC量化电平，否则，信号将被淹没在噪声之中而不能被恢复[211。这样，可以得到如下的增益计算公式：GAIN-只一只-乞一(．D-l+BW+NF)(d8)(2．29)式中，￡为ADC的量化噪声功率，己为接收机噪声功率，它等于给定的接收机带宽上的热噪声加上接收机噪声系数NF，D。为接收机热噪声功率谱密度，BW为接收机带宽。从上述分析可以看出，软件化接收机中确定增益的总的原则是以ADC为参考点，经前端处理输出到ADC的最小信号电平加上前端热噪声电平至少应大于一个ADC量化分层电平，以此来确定前端的增益。也就是说，不能因为引入了ADC而让其量化噪声成为影响整机性能的因数。2．AGC的设计超低频接收机中的增益可分为模拟和数字两部分，增益分配原则即为增益在模拟和数字部分之间的分配。模拟增益与数字增益的关系是根据系统电平分析加以选择的。最大模拟部分的增益必须足够大到ADC的量化噪声不会使接收机噪声系数或者说灵敏度降到所需极限以下的程度，故在得到足够信噪比之前，AGC动作不得降低模拟增益。随着信号电平的进一步提高，模拟AGC必须使ADC的信号电16 硕．{：学位论文平基本上保持不变。AGC部分的实现框图如图2．6所示。图2．6AGC实现框图从图2．6口---J"以看出，AGC的控制信号是由DSP依据其解调信号的幅度和ADC过载指示，再通过一定算法来产生的，用于控制数字和模拟部分的增益。对模拟部分的增益控制以达到A／D转换器不过载为目的。对数字部分的增益控制以使输出信号保持一定电平为目的。2．4数字信号处理技术的应用超低频接收机中应用了多种信号处理技术，一旦将接收机数字化，这些信号处理技术的原理将发生根本性的变化。本节就这些数字信号处理技术的原理及其在接收机中的具体应用作了详细介绍。2．4．1数字信号的正交检波数字正交检波是超低频接收机的重要技术之一，是对传统接收机的一次重大变革。它与模拟式检波的根本区别在于对信号进行A／D变换后，直接用数字信号处理的方法来对信号进行正交检波，这时I／Q通道只需要有限的带宽，并且每个通道的带宽是相同的。数字正交检波的具体实现如图2．7所示。图2．7数字正交检波原理图从图2．7可以看出，数字正交检波由于直接在中频进行A／D变换，省掉了传统正交I／Q通道中的模拟混频、低通滤波和低频放大部分，克服了用模拟器件实现时I／Q通道的幅度和相位不易匹配的缺点，这样就可以提高系统的信噪比。17厂 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究2．4．2DSP处理流程数字信号处理器(DSP)是整个软件无线电方案的灵魂所在[241。软件无线电的灵活性、开放性、兼容性等特点主要是通过以数字信号处理器为中心的通用硬件平台及DSP软件来实现的。目前的软件无线电接收机大多在中频以下部分采用DSP技术，随着更高速度的DSP技术的出现，将有可能直接从射频开始采用DSP技术处理信号。DSP技术的引入改变了传统接收机的硬件结构【25l㈣。采用DSP的接收机，中频的模拟数字接口由一对高速ADC、DAC组成，核心部分主要是一块高速DSP，外加一块CPU，构成一个开放式模块化结构，接收机利用DSP完成相应的信号解密、滤波、解调等功能。接收到的超低频信号经A／D转换器转换成数字信号后送入DSP处理单元，DSP处理单元的工作是协调具有各种处理功能的实用程序，对接收到的各类调制信号进行软件解调接收。DSP处理接收信号的关键在于能否及时响应来自CPU(主控计算机)的控制命令，实时调用相应的处理程序模块并更新相应的参数，完成CPU所设置的各项功能。DSP对接收信号的处理过程可以用图2．8所示的流程来描述。／ZPU读取接收机、当前状态参数．、L／1LCPU调用DSP弓I导程序1LcPur句DSP发控制命令1L’执执行P、‘＼处理／序／DSP处理程序初始化、设置通信端口和中断模式DSP以中断方式接收串口数据，包括CPIJ控制命令和数据样值DSP相应控制命令的中断程序DSP判断接收机当前工作模式调用相应工作模式的DSP处理子程序进行处理响应串口中断，数据处理结果送CPUa)CPU对DSP的控制流程b)DSP处理流程图2．8DSP处理接收信号流程图从图2．8．-I知，接收机所设置的各种工作模式及解调方式，由CPU以命令格式发送至DSP，DSP通过串行口中断方式接收CPU发送的命令数据以及ADC输出的数字信号，然后，DSP按CPU命令指示，对接收到的数字信号完成各功能的处理。经过DSP解调处理后的数据再由串口发送给DAC，由DAC输出解调接收后的模拟信号。2．4．3数字滤波器的选取和设计设计接收机中抗干扰的重点是设计各种滤波器，即对信号进行处理，提高信18 硕|：学位论文噪比。按实现方式滤波器可分为模拟滤波器和数字滤波器，模拟滤波器的主要功能是：对带外噪声进行抑制，其中包括低通滤波器、高通滤波器和某些频率点上的陷波器；数字滤波器的主要功能是：对带内噪声进行抑制，完全依据现代信号处理技术对信号进行处理。2．4．3．1滤波器的选取1．FIR和IlR的选择数字滤波器有两种基本的类型：有限冲激响应(FIR)滤波器和无限冲激响应(IIR)滤波器【271。本软件化解调器在滤波器的选取上选用FIR数字低通滤波器来完成频谱的提取工作。采用FIR数字滤波器的原因在于，和IIR滤波器相比，FIR滤波器有以下突出优点：(1)FIR滤波器能严格做到线性相位，即能保持滤波器的群延时为常数，这就保证了调相数据经过滤波器之后无相位失真，而IIR滤波器则只能逼近线性相位；(2)由于FIR滤波器是全零点型滤波器，因此它总是稳定的，滤波器的系数具有良好的量化性质，不会因滤波运算的舍入误差而产生极限环振荡现象，而IIR滤波器则不然。2．滤波器类型的选择应用滤波器时，不外乎有两种方法，其一是设计低通滤波器滤去高频成分，留下低频成分；其二是设计高通滤波器，滤去低频成分，留下高频成分。在超低频接收机的实际应用中，由于有用信号是超低频信号，而干扰信号大多是高频成分，所以采用低通滤波。采用第二种方法时，如采用IIR，由于IIR相位的非线性，检测结果会产生幅度失真，所以必须采用阶数较高的FIR，本系统的滤波运算是通过软件实现，高阶滤波器带来的大运算量势必会影响DSP处理信号的实时性，因此不宜采用高通滤波器。由于超低频信号的特殊性，所以决定采用第一种方法，选择FIR低通滤波器可以用较低的阶数(意味着较小的运算量)得到较高的检测精度和较小的延时。2．4．3．2数字滤波器的算法实现本接收机采用FIR滤波器实现数字低通滤波，FIR滤波器的输出序列可以用输入序列与滤波器的冲激响应序列的卷积来表示。理想低通滤波器的冲激响应如式(2．30)所示。^(f)．—si—n—(re—_．t)(一∞《f<+∞)(2．30)o)xt理想低通滤波器的冲激响应的长度是无限的，物理不可实现。在实际设计中，采用合适的时间窗函数，来实现低通滤波。本接收机中滤波器采用矩形窗函数，19 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究加权后得到如式(2．31)所示的低通滤波器冲激响应，以式(2．31)为冲激响应的滤波器其幅频特性不再是理想的矩形。若带宽为∞c，理想低通的时域表达式为：^(f)；—si—n—(_w—ct)(一∞60dB)和对50Hz、lOOHz信号(衰减>30dB)的陷波。设计2个陷波器是为了对两个最大的空间于扰信 硕士学位论文号进行滤波，它们可能就是50Hz、lOOHz信号，如果有更大的干扰信号，可以将这两个陷波器非常容易地改为其它频率点上的陷波器。陷波器可由软件来实现。磊16表qi抑Fcd抑F_亡==]—．__c==='—_t．———叫+＼．掣工脚．．。限，nI01．口‘I：，-_一8⋯’鬯l!印叫-／工I‰髫T'IJD74R。卜J2IlnLM．号r面甚剖嘉T剁图4．2六阶抗混叠滤波器电路图3．数控增益放大器由于超低频接收机所接收到的信号的波动范围比较大(从不到luV到几十mV)，如果采用同一种放大倍率对采样信号进行放大，则可能有的信号幅值会超过要求范围，而有的信号幅值却低于要求值。所以需要根据实测时的电流大小、系统所要求的灵敏度和ADC输入电平的要求，对其进行不同程度的放大，将信号幅值调整到所要求的范围内。本设计中采用低噪声增益控制放大器，放大倍数为1～128倍。图4．3数控放大器电路图4．1．2电源模块的设计接收机的供电系统严重影响接收机的三个重点指标中的二个指标，即灵敏度和可靠性，因此需重点考虑。供电系统采用220V／50Hz的电压，经变压器变为IOV和17V两路，lOV电源经整流、滤波和稳压后分别供打印机及其它数字电路使用。打印机单独使用一个稳压器是为了避免相互干扰。17V电源经半波整流后分为±20V直流，经稳压后分别产生士12V电源。电源模块原理框图如图4．4所示。在设计电源时采用下列措施：装有电源保险和电源指示；变压器固定在机壳 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究上，降低电源模块重量；发热量大的稳压块经散热器安装在机壳上，内部不用通风装置；除变压器和散热器安装在机壳上外，其它电路集成在模块l上，而电源检测电路单独在另一模块上，即故障检测与主体分开；变压器之前加专用电源滤波器，消除共模和差模干扰；放大器的电源使用二次稳压，以减少电源干扰，放大器电路专设电源频率及高次谐波上的滤波电路。在模块1中，10r交流电源经桥式整流，电容滤波后变为+12V直流，经稳压块输出+5V供打印机使用，稳压块包含在模块1内，+12V直流经稳压块2稳压为+5V，供各模块数字电路使用。17V交流电源经半波整流产生±20V直流，它们再经稳压器3和稳压器4产生±12V稳压直流，供各模块使用。电源3E模块1滤波。XLllW散热器图4．4电源模块方框图4．1．3时钟模块的设计由于超低频接收机所接收的信号及其微弱，易于被噪声等干扰中断，加之接收机受所处深度的影响，并不总是具备接收条件，所以接收机收到的信号可能时常间断。由于超低频通信码元速率低，若以传统的同步方式从接收信号提取同步信息，每次信号中断后的同步恢复(尤其是码元同步和帧同步)将经历很长的时间，从而导致错过一些信息的接收。为使接收机在信号中断后尽快地恢复接收同步，有必要使用外部时钟来维持信号中断期间的码元同步和帧同步并加快载波同步的恢复过程。一般情况下，若要求接收机在信号中断后几秒钟的情况下维持同步，设通信中断时间为1秒，载波频率为80Hz，同步恢复准确度要求为±0．5个载波周期，则接收机对同步维持时钟的精度要求为：．I(，+h)")xl／f一叫s0．5xl／80=争fⅣ／fIs6．25x10q这样的要求用石英晶体振荡器便可达到。但若以信号中断时间100天计算，在同样载波频率80Hz，同步恢复准确度为±0．5个载波周期的条件下，接收机对同步维持时钟的精度要求为：I(厂+Af)xlOOx24x3600／f一100x24x3600ls0．5xl／80=争lⅣ／厂Is7．23x10。10这样的频率稳定度，目前只能采用原子钟。本方案采用铷钟。系统在发射端和接收端采用相同准确度的原子钟作为定时标准，在发射端，发射信号的频率由原子钟为基准产生，在接收端利用原子钟为基准有效维持接收 硕士学位论文的准确同步。原子钟的方框图如图4．5、图4．6所示：图4．5发射端示意图图4．6接收端示意图4．2A／D转换器的选型及设计在实际设计A／D系统时，应充分考虑ADC的外围电路。例如ADC的驱动放大器应选择得合适，因为它的直流和交流误差直接影响ADC的性能，而且它的输出噪声应比较小；由于信号在传输过程中幅度衰落比较大，因此前端应具有自动增益控制功能电路，还应具有输入相位和保护电路，这样才能保证ADC的正常采样：ADC的采样时钟的相位抖动要很小，否则会产生较大的孔径抖动[361，从而降低SNR；采样时钟电路中应尽可能地与数字电路中的噪声源隔离等。4．2．1A／D选型A／D变换器的任务是完成信号由模拟域到数字域的转换，是一个关系到整体性能的关键部件。A／D性能指标主要有信噪比、无寄生动态范围、A／D转换位数、采样速率等指标。根据这些指标可以确定本设计中A／D转换器的选择原则如下：(1)采样速率的选择为防止带外信号影响带内信号，A／D转换器的采样速率应取为：￡≥2厶(4—1)(2)采用分辨率较好的A／D转换器器件的分辨率越高，所需的输入信号的幅度越小，对模拟前端的放大量的要求也越小，它的三阶截点就可以做得较高。A／D的分辨率主要取决于器件的转换位数和器件的信号输入范围。转换位数越高，信号输入范围越小，则A／D转换器的性能越好。在选择A／D转换器时一定要注意信号输入范围，尽可能选输入范围小的A／D转换器，这样可以减轻前端放大器的压力，有利于提高动态范围。(3)A／D转换器的转换位数越高越好由于A／D转换器的动态范围指标主要取决于转换位数，A／D转换器的转换位数越多，其动态范围越高。31 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究(4)根据环境条件选择A／D转换器的环境参数A／D转换器的环境参数主要是功耗和工作温度。在选择A／D转换器时，其功耗应尽可能低，因为器件的功耗太大会带来供电、散热等许多问题。(5)根据接口特征考虑选择合适的A／D转换器输出状态在本设计中，考虑到超低频通信的特殊情况，根据Nyquist采样定理以及抗混叠滤波的具体情况，要求A／D的采样率为1KSPS左右。在A／D器件上，一些价格较低廉的产品完全能满足本方案的性能要求，典型的产品如：AD公司的AD9432(12位，100MSPS)，AD6640(12位，65MSPS)，AD7731(24位，400KSPS)等。根据上面的选择原则，考虑到本方案中的信号是超低频信号，其频率及带宽均很低，而且采用24bit的A／D转换器对输入信号数字化的动态范围可大大提高，对模拟电路部分增益要求也比较低，从而减少了模拟放大电路引入的噪声，同时对有源滤波器的要求也相应降低。所以采用采样速率不是很高但能满足本方案要求的AD7731芯片。AD7731是一种单片式的24位模数转换器，内含采样保持电路和基准源。它由单电源供电，TTL／CMOS兼容电平输出，采样速率为400KSPS，其信噪比的典型值为86dB，功耗为25mW。可以看出该器件的最高采样频率等指标都高于要求，这是为了组建一个接收平台以兼容甚低频信号的考虑。而且该器件的价格也在可以接受的范围以内，尤其值得一提的是该器件工作时的功耗仅为25mW，对本方案来说非常理想。4．2．2AD7731的配置及外围电路设计4．2．2．1AD7731的配置AD7731是美国ADI公司开发的具有低噪声、高通过率等特性的∑一△模数转换器141]。它可直接接收来自传感器的输入信号，适合于测量具有广泛动态范围的低频信号，可广泛应用于应变测量、温度测量、压力测量及工业过程控制等领域1421。AVmVVaaREFIN(一)REFIN“)NCAINI^IN2^IN3^IN4^IN5^n婚^伽I)GNDPOL丽RESET图4．7&D7731的内部结构功能框图S1"DBYSnlc矾叫蔗盖K，T瞰眦涨西嘣哪 硕1：学位论文AD7731的内部结构功能框图如图4．7所示，从图4．7可以看出：AD7731内部包含∑一△ADC、静态RAM的定标微控制器、寄存器组、时钟振荡电路、数字滤波器和双向串行通讯端口等。寄存器组由12个片内寄存器组成，通过串行口访问这些片内寄存器可以灵活设置器件的工作方式，并且还可以获取重要的状态信息和模数转换结果。片内寄存器组的工作状态主要由通信寄存器来控制，通信寄存器也可以被称为控制寄存器，它既可以进行数据传输，也可以控制其它寄存器的工作方式，其控制字如表4．1所示。表4．1通信寄存器控制字CR7CR6CR5CR4CR3CR2CR1CR0表4．1中，只有当WEN置O时，寄存器才能进行写操作，其余七个位才有效；CR6和CR3必须置0才能确保AD7731正确进行工作：CR5和CR4是读写方式位，用来决定寄存器的读写方式；CR2～CR0是寄存器选择位，用来选择其它寄存器。用来选择工作寄存器的通信寄存器控制字共有三种有效方式，如表4．2所示。表4．2寄存器控制方式方式W方式Y方式Z寄存器(十六进制)状态寄存器102030数据寄存器l12l31方式寄存器122232滤波寄存器13N／A移位寄存器15N／A增益寄存器16N／A本设计中，CR7、CR6和CR3均置0，其余各位由DSP中的软件根据寄存器的具体工作方式和工作状态来确定。4．2．2．2AD7731的外围电路设计数据采集电路设计的关键是正确处理输入信号，选择合适的外围电路，合理的接口电路以及电源和地的处理。包括布线、电源去耦及接地等技术。AD7731的高速集成使得其外围电路设计变得较为简单。下面给出了各部分电路的具体设计。1．模拟输入电路的设计一般A／D变换器之前要用运算放大器来驱动。AD7731的差分输入方式使用射 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究频变压器，以减少信号失真，、A／D变换器模拟输入端电路如图4．8所示。模}-江AINI(+)AD7731AlNl-图4．8AD7731差分模拟输入电路内部具有2．5V的基准源。模拟中频信号由阻抗为50Q的同轴电缆输入后，直接经阻抗变换比为4：1的射频变压器以差分方式送入AD7731。由于AD7731的输入阻抗为900Q，为了阻抗匹配，经阻抗变换比为4：l变压器后，在差分输入端AIN和／AIN之间要并联一个270Q的电阻。2．时钟电路的设计时钟设计是外围电路设计的关键，首先选用了高稳定度恒温晶体振荡器作为时钟基准信号，由整形电路变为TTL电平，其频率为IOMHz，整形电路由LMl61H芯片完成。以此作为时钟源。其次，时钟传输路径由于频率高，所以布线线宽宽：AD7731的时钟输入支持单极性和双极性两种方式，由于差分输入方式能获得较好的性能，故在设计中采用了此方式。时钟差分输入与模拟差分输入类似，数字时钟源经100Q的限流电阻，由阻抗变为4：1的射频变压器耦合至时钟差分输入端MCLKIN和MCLKOUT。图4．9中给出了该部分电路。图4．9AD773I时钟差分输入电路3．电源及地的设计电源采用线性电源，将照明电降压为lO伏和17伏，经整流、滤波、稳压后，输出+5伏，供各数字模块使用。^／D器件是一个模数混合器件，模拟电路部分与数字电路部分使用不同的电源。模拟部分使用独立的电源供电。数字部分和系统内其它数字电路共用一个数字电源。由于本系统采用流水线结构，模拟电源和数字电源分别由外接电源供给。为保证电源电压的稳定，采用了两片三端稳压管7805。电源部分设计，电源去耦合是必然要考虑的问题，通常的做法是在离电源引脚尽可能近的地方使用一个高质量的钽积低阻抗的电容接地去耦、旁路低频噪声，使用微波瓷片电容减少高频噪声。 硕士学位论文对地的处理，尽管AD公司声称AD7731可采用单一数字地即可，不必将数字地与模拟地分开。为慎重起见，设计时依然采用了模拟和数字两种地面。模拟地与数字地分开，最终在单点地(singlepointground)处连接在一起。4．采样保持电路的设计A／D转换器在转换期间，要求输入的模拟量应保持不变，以保证A／D转换的准确进行。另外，采样保持器对系统精度有很大影响，特别是对一些瞬变模拟信号更为明显。因此，本设计中变化范围较大的超低频采样信号应送至采样保持器进行保持。本接收机中的采样保持器采用集成采样保持器LF398。LF398采用了双结型场效应管技术，具有许多优良的特性，如：工作电源范围宽，可在供电电压±5V～±18V下工作；电压跟随时间短(<10l临)，输出电压零点可调；下降率低；高精度的直流误差(BLHB—≥^HX隔离由于Am27C512是EPROM，因此数据是单向的，从EPROM流向TMS320VC549。TMS320VC549与Am27C512的接口示意图如图4．13所示。 硕士学位论文-__●●l●●__目l自自lE____-目ll_I|E目_目目_目目=目|I_E目目=E目___-●_自E目___l-I_●l●___●-I_●l●_ll_．D0一D727C512A0以1ECE＼OE、74LVC16245D0～D7TMS320VC549A0～A16STR且l、图4．13TMS320VC549与EPROM的援口4．3．3．3存储器接口设计1．内部存储器接口设计TMS320VC549芯片有丰富的内部快速存储器，使用内部存储器可以全速运行，达到芯片的最高速度。因此，充分利用内部存储器可以使DSP系统的整体性能达到最佳。下面介绍TMS320VC549的内部RAM的设计方法。总体而言，TMS320VC549内部具有16K字的RAM和4K字的ROM。芯片内部RAM和ROM可根据PMST寄存器中的OVLYDROM位灵活设置。在数据区中，OOH,-一5FH为存储器映射寄存器，60H～7FH为双寻址RAM(DARAM)，80H～IFFFH为DARAM(分为4个2K×16块)，2000H一--7FFFH为单寻址RAM(SARAM)(分为3个8KX16块)．当DROM=l时，内部的C000H--一FFFFH同时被映射在数据区。当OVLY=I时，内部的80H～1FFFH和2000H--一7FFFH同时被映射为程序区。FF80H开始存储固有的中断矢量，当芯片工作在微计算机模式时，C000H开始的16KROM也被映射到程序区。这里，DARAM是指在一个周期内，可以对这些RAM，进行一次读和一次写，或可以对这些RAM读两次。本设计中尽量采用内部RAM，具体设置如下：(1)将芯片的MP／MC＼接地，使芯片工作在微计算机方式；(2)设置OVLY=I，使片内的80H"--7FFFH既映射在程序区，又映射在数据区；(3)设置DROM=I，以便在程序区内访问片内ROM区。此时，程序区和数据区是重叠的，因此在软件编程时应注意程序区和数据区的划分。2．外部存储器接口设计除了内部16KRAM和4KROM之外，TMS320VC549还可以扩展外部存储器。其中，数据空间总共为64K(0000H,-。FFFFH)，I／O空间为64K(0000H"--'FFFFH)，程序空间为8M。8M程序空间的寻址是通过额外的7根地址线(A16～A22)实现的，由XPC寄存器控制。图4．14所示为采用128KRAM实现分开程序区和数据区的接口方法，采用程序选通线(PS＼)接外部RAM的A16地址线实现。因此，程序区为RAM的前64K(0000H～FFFFH)，数据区为RAM的后64K(10000H一-1FFFFH)。 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究图4．14分开的程序和数据空间配置4．3．3．4通信接口设计通过串口电路中的RS232电平转换芯片，TMS320VC549可以利用串行通信协议同主机系统通信，RS232转换芯片可以把异步通信硬件电路的3．3V电压转换为主机系统可以接受的信号，然后通过9芯串行口DB9同主机进行串口通信。川+U19C41luF匕C39l’u。u+圹v，—_．1+nIUI--。luF一15；n^，n，，．2—L：州u’+’=F!±：n～”^3⋯11UUI’√J‘旦一IOIH∞4旦一IOOUTC2-5．￡l—_』．n-．_，，，6’1■■几Y·n10—⋯，-700M．耵【～I；帕9l勉小87rnU．口Y1tIFo忆1uF图4．15串口通信电路原理图在的硬件电路设计中，还有许多问题要注意，如信号幅度的有效控制，系统的稳定性分析以及(每秒执行百万条指令)的分配问题等，这里就不一一加以分析了。总之，软件无线电中技术起着举足轻重的作用，技术的优化应用直接决定了软件无线电的性能价格比。在目前的中，对于本方案是一种较好的选择。其总体应用框图如图4．16所示。 硕士学位论文图4．16TMS320VC549应用框图4．4接收机的抗干扰措施接收机的工作环境是很恶劣和复杂的，因此其可靠性、安全性就成为一个非常突出的问题。在超低频段存在着各种各样的噪声干扰，其中包括雷电噪声、电力设备噪声、天线噪声等。对接收机的干扰还包括潜艇内部电力干扰，其它设备的干扰。另外接收机内部还存在电力干扰、模块之间干扰以及前级放大器的热噪声等。因此接收机如何处理以上各种干扰是成功的关键。4．4．1噪声处理超低频接收机的噪声中，雷电噪声是最难处理的噪声，由于它比信号要强3～12dB，也就是说信号完全淹没在噪声中。为了处理这种噪声，我们可设计削波器削去该噪声的20％"-80％以上，即在信噪比为--3dB时，削去20％。而在信噪比为一12dB时，削去噪声的80％，这方面主要借鉴美国处理该噪声的经验，采用硬限幅器、削波器和穿孔器，利用软件来实现非线形噪声处理。经过削波器处理后的信号再进行傅立叶分析，即对频谱进行平坦性分析，并与标准MASK信号比较，若频谱内有尖峰(除△f点外)，可利用预加重滤波器将频谱内的干扰尖峰消除。整个处理是一个复杂的数学运算过程。针对深海的通信方式的特殊性，逆海洋滤波器应加在所有滤波器之前，用来消除海洋色散影响，因为由于海水颜色的色散关系，信号频谱在到达接收天线时，已发生了变化，为了纠正频谱变化，必须加入逆海洋滤波器。逆海洋滤波器需根据海水中天线深度进行设计。工作环境条件(水深、航速)由模拟量通过A／D变为数字量，供计算机处理，其具体参数在实验中可由计算机软件方便地修改。在信号的传输区域中(如图4．17中的A、B、C传输区域)选择合适的信号带宽将有利于信号传输。本文中，利用软件设计带通滤波器，优点在于该滤波器参41 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究数灵活可调。本机中带通滤波器按六阶巴特沃斯滤波器设计，有30组可供选择的参数，通带宽度r(1----30Hz)可变，可有效抑制宽带噪声，有利于整机的灵敏度指标。除此之外，进入接收机的噪声还包括潜艇内部电力设备的噪声干扰，可通过陷波器(带阻滤波器)对50Hz、100Hz、150Hz三个频率点重点处理，由于潜艇内部电源频率稳定度较差，因此每个陷波器要有一定带宽，特别是在150Hz点上，噪声频率范围在142．5Hz至157．5Hz之间，需要设计多节陷波器来抑制噪声。G100150200图4．17信号传输模型图潜艇内部设备间的相互干扰可以通过屏蔽技术加以抑制。地磁场对接收天线的扰动也会影响接收机的噪声指标，接收天线在水下活动，切割地磁场产生电流，也会形成扰动电噪声。这些噪声主要通过仔细设计接收天线加以减小。4．4．2电磁兼容性处理根据本接收机体积小的特点进行特殊的电磁兼容性设计，其基本框图如图4．18所示。接收机电磁兼容接地技术lJ布线技术III菸茇麓II电磁屏蔽Il设置布局线路电磁兼容性设计印制板布线及组装II浮地技术III线路隔离lI对称传输元器件电磁兼容性考虑瞬态抑制二极管接收机电磁兼容性试验图4．18电磁兼容设计流程图元器件防静电 硕】j学位论文第5章超低频接收机的软件设计研究软件无线电具有灵活性、可扩展性等特点，这主要是因为软件无线电的所有功能都是用软件来实现的。通过软件的增加、修改和升级就可以实现新的功能。本章主要介绍超低频接收机中的软件解调和软件优化等技术处理，最后给出了超低频接收机DSP实现的主要程序流程图和测试分析。5．1数字信号的软件解调软件无线电接收机几乎所有的功能都将由软件来实现f5¨，解调也不例外。在数字信号中，解调方法大致有相干解调和非相干解调二类。一般而言，相干解调性能比非相干解调好。因为非相干解调的一种方法——包络检波法，在输入为小信噪比的情况下，存在“门限效应"；另一种非相干解调法——对FM解调的鉴频器法也有类似的“门限效应"。软件无线电中的数字信号解调是用软件来实现的‘5刀，一般采用数字正交解调法。尽管调制模式多种多样，但实质上调制不外乎用调制信号去控制载波的某一个(或几个)参数，使这个参数按照调制信号的规律而变化的过程。载波可以是正弦波或脉冲序列，以正弦波信号作为载波的调制叫做连续波调制。软件无线电数字正交解调的通用模型如图5．1所示。。胁』1F垒业-瞄赫r1竺，一解S(n)。回调解调输迫算法矧n哟厢I-J-Dcl竺!!-7、6厂—1L，!图5．1数字正交解调的通用模型对于连续波调制，已调信号的数字表达式为：sO)一AO)eos[o,O)n+o(n)】(5·1)调制信号可以分别“寄生一在已调信号的振幅A(n)、频率∞O)和相位o(n)中，相应的调制就是调幅、调频及调相这三大类熟知的调制方式。由于频率与相位有着一定的关系，为便于分析，可将式(5．1)改写为：sO)一a(n)cos[∞。一+m(厅)】(5·2)式中，Wc表示载波的角频率。所以有：S(刀)一爿O)cos【mO)】cos(吐刀)-A(n)sin[O(n)】sin(吐刀) 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究一X，O)cos(∞。万)一XQ(n)sin(o)。丹)i其中：X，0)一A(n)cos[dp(n)】x口O)=AQ)sin【①O)】这就是我们所希望获得的同相和正交两个分量，根据x，0)x口O)，就可以对各种调制样式进行解调。调频(FM)解调的算法如下：厂0)一m0)一①O一1)⋯c留【篇】-arctg。丽Xo(n-1)．j(5．3)在利用相位差分计算瞬时频率，即f(n)=中0)一oQ一1)时，由于计算①O)要进行除法和反正切运算，这对于非专用数字处理器来说是较复杂的，在用软件实现时也可用下面的方法来计算瞬时频率厂O)：厂0)=中O)；—X—t(n—)X—_'o(n—)—-X—；F(n—)X—Q(n)(5．4)x；O)+x丢O)对于调频信号，其振幅近似恒定，不妨设x；O)+xQ20)一1，则：／(n)一x，O)x二O)一工jO)xQ0)一X，O)ⅨQO)一XQO一1)卜IX，O)一工，O一1)]xQO)一X，O一1)xoO)一石，O)XQO一1)(5．5)由于超低频接收机系统都是数字调制的，因此这里只讨论数字调制信号的解调问题。因为MSK调制方式的信息传输效率高，而MASK方式具有频带窄、能谱集中、发送信号包络恒定等特点，所以本方案采用MSK和MASK两种调制方式，这也是国外同类设备所采用的。5．1．1MASK软件解调信号表达式：s0)-罗口．gO—m)cos(面o。刀+九】(5．6)式中，口，为输入的码元，口．∈{0工2，一．，M一耐。MASK解调类似于ASK解调，对信号进行正交分解，得同相和正交分量：同相分量：xtO)一罗口．90一m)cos($0)正交分量：XQo)一∑口．go一历)sin(九)然后可计算瞬时幅度A(n)得：彳o)一乒丽面而一艺吣。一胁)(5．7)在计算出瞬时幅度彳O)后，再进行抽样多电平幅度判决，即可恢复出传输的码元信息。．] 硕士学位论文5．1．2MSK软件解调信号表达式：㈨一薹{彳。酬(肌+寺钿加+‰】)式中，T为码元持续时f,-j；口。为输入的码元，口．iB+1,-1。X。是为保证相位连续而加入的相位常数，并且当口艉ia。一l时，有X。一X．-l；当a用≠a用．I时，有X。一X。-l----．m,rz"。MSK解调类似于FM解调，对信号进行正交分解，得同相和正交分量：同相分量：X-o)-∑彳。g(n一朋)Cos(寺口J，l，l+‰)正交分量：施o)一∑彳。go—m)sin喙口棚+‰)按照式(5．3)计算瞬时频率厂研)：川叫，c留端)-口，cfg(端)一∑e踟+‰)(5·8)在计算出瞬时频率，O)后，对，O)抽样判决，ep可恢复出码元。5．2DSP处理流程DSP处理的流程如图5．2所示，本流程模仿单处理器情况，流程主要由一个循环和两个消息处理子程序组成。主循环(，谳、)＼／LI。审一从数据队列中取—卟频段数据◆数字唐蝴◆子频段蜘影黼髋向扫描进程发准备接收数据信息◆J向扫描进程发送I卿皴j龉消息处理扫描进程发来设置消息扫描进程发来ADC调谐好消息根据要栅^DC上返回图5．2DSP处理流程图^D甜勘僦◆向^D嘞搜蚜群命令◆读取采样后数据◆叫吨蝴完，彬待处理数据队列◆返回 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究两个消息处理子程序当扫描进程发来消息时提供服务。当用户设置扫描参数后，扫描进程向DSP发送包含参数信号的消息，DSP进程获得消息后立即转入服务子程序。其中最重要的参数是频率分辨率，DSP进程根据它决定一帧数据的长度(rap采样持续时间)；信号处理的参数有算法选择参数，如EFT是否加窗、是否平均等。子程序完成对ADC的初始化，包括输入耦合方式、设置时钟、设置数据格式等；以及当扫描进程发来调谐好的消息后DSP进程转入消息处理采样服务子程序，子程序完成一个频段的采样并读取采样数据。DSP的主要任务是数据处理，因此主循环的工作是对待处理数据队列中的数据进行处理。队列中每个元素是一帧信号采样值。当队列不空时，DSP流程取出队首的一帧数据进行信号处理(信号处理流程图如图5．3所示)，处理完后向扫描流程发消息通知其准备接收频域数据，随后传送数据。接收信号匹配滤波N相关检澜蟹号为07．≥匝数据加入检测数组儇组初聍逸塞璧■童∑相关值计算!臻拶号为l?／设置新的判决门限相关值》门限的次数加1j∑相关检测符号置为1查找最大相关值其对应数据为起始点图5．3数字信号处理部分流程图一解分一一成部一]皇完理一一一测处一●N二勰一N黧卜一＼限／》丫，。．．，．．上一值＼／关＼ 硕士学位论文5．3DSP软件优化DSP的编程可以采用汇编和C语言。对于本系统来讲，主要考虑代码的执行效率。由于本系统中采用的TMS320VC549是流水线结构的，在一个时钟周期可以同时处理多条指令，因此对于汇编语言来讲要提高效率就要很好地安排流水线。而对于C语言来讲，如何进行代码的优化也是一个关键问题。5．2．1编程需注意的问题1．流水线冲突在TMS320VC549中采用了深度为6级的流水线操作，因此流水线冲突不可避免。一般情况下，当发生流水线冲突时，由DSP自动插入延迟解决冲突问题。但有些情况下TMS320VC549无法自动解决冲突问题，需要程序员通过调整程序语句的次序或在程序中插入一定数量的NOP来解决。如果在调试程序时不能得到正确结果，而又找不出程序错误时，就应该想到是否发生了流水线冲突，解决方法是在合适的位置插入一个或几个NOP指令。有关何时需要插入NOP指令，可参考相关资料。下面举两个例子予以说明。(1)SSBXCPL：CPL=INOP-NOPLD27H，A(2)ORM#8H，PMST：置DROM=INOPLD*AR3，A：从片内ROM读数据2．编译模式选择在STl状态寄存器中，有l位编译器模式控制位CPL。CPL用于指示在相对直接寻址中采用哪种指针。当CPL=O时，使用页指针DP，当CPL=I时，采用堆栈指针SP。注意在切换模式时可能引起的流水线冲突。3．指令对存储器的要求有些指令对存储器是有特殊要求的。例如：MACXmen，Ymen，src，dst这条指令中，要求Xmen和Ymen存储器是双寻址的，因此在使用这条指令时，必须保证前面2个操作数位于片内的DARAM中。47 5．2．2软件编程优化DSP芯片的开发，就软件而言，虽然用DSP芯片的汇编语言编写程序是一种比较繁杂的事情，而且用汇编语言开发基于某种DSP芯片的产品的周期都相对较长，软件的修改、升级也很困难。但DSP程序的特点就是大量计算量集中在--,J,部分的代码上，因此，使用C语言和线性汇编语言的混合编程是非常必要的：算法中含有的带有大量乘加性质的运算，如滤波器的实现，使用汇编程序，以提高效率；算法中的流程部分，如算法主控段，则可采用C语言形式，更易理解与实现。这样编写程序，不仅开发速度快，可读性好，而且程序的修改和升级变得十分方便。用C语言在DSP上实现一个算法比较容易，但是要实现一个高效的算法，还要做大量的优化工作。在TMS320VC549中C语言的优化可以通过使用优化编译器来达到。VC549编译器提供了一个优化编译器。采用优化编译器可以生成高效率的汇编代码，从而提高程序的运行速度，减少目标代码的长度。在一定程度上可以认为，C编译器的效率主要取决于C编译器所能进行优化的范围和数量。C编译器的优化方法可以分为两类，即通用优化和特定优化。1．通用优化主要包括：(1)简化表达式、优化数据流、删除公共子表达式和冗余分配。这里主要是对表达式进行简化，检查并除去冗余分配，删除公共子表达式以避免对以计算过的结果进行重新计算。(2)优化分支与简化控制流。编译器对程序的分支状态进行分析，重新安排运行顺序，并删除不必要的分支与冗余的条件，删除不可能被运行的程序代码，以避免分支之间的跳转。非条件分支与条件分支的组合将简化为单独的条件分支。如果条件分支中的条件在编译时就能确定，那么条件分支将被删除。对C语言中的switch条件语句也将进行同样的分析。一些条件分支可能被完全忽略，一些简单的控制流结构被简化为条件指令，避免了不必要的分支。(3)循环体优化以及函数的行内扩展。DSP对循环进行优化主要内容包括：对循环有关的变量进行优化，将在循环体内固定不变的变量移到循环体外等。DSP的C优化器还支持函数调用的行扩展。这不仅节省了函数调用的时间，而且为其它优化提供了方便，因为函数调用的行扩展子函数与主函数成为一个整体。2．特定优化主要包括：(1)优化寄存器变量的使用。编译器最大限度地将地址寄存器作为指针，以优化寄存器变量的使用。对于数组结构转化为循环变量时产生的指针，这种优化尤为有效。(2)效率最优的寄存器分配。编译器根据变量和中间值的类型与它们使用 硕=I二学位论文频率来对寄存器进行分配。在循环体内的变量比其它变量有更高的优化等级，相互之间不覆盖的变量可以被分配给同一寄存器。(3)自增寻址模式。对于木p++这样的指针表达式，VC549可以采用高效的自加寻址模式。在许多场合，在循环中数组值被逐个使用。如：for(i=O；I，=N；++i)a[i]⋯；这时，编译器通过自增寄存器变量指针把数组参数转化为间接寻址参数。(4)块重复。在VC549中，编译器支持采用RDTB进行过零循环。编译器能检测计数器控制的循环并通过高效的块重复的形式用VC549实现。(5)延迟跳转、调用与返回。TMS320VC549支持部分延迟跳转调用与返回指令。它们分别为BD，CALLD和RETD，使用延迟指令与不使用延迟指令比起来可节省两个指令周期。(6)安排局部变量的位置。对局部变量的访问是通过将AR2指向该局部变量，然后访问AR2来完成的。如果局部变量之间分布不够紧凑，而且进行连续访问，程序需要通过ADRK或SBRK来调整AR2。如果这些要进行连续操作的变量是连续分布的，那么可以通过a+或a一来调整，而无需使用ADRK和SBRK指令。编译器正是利用这一优点，将必须连续操作的变量连续分布。(7)消除不必要的LDPK指令．在对全局变量进行操作时，编译器首先要确定页指针值是否正确。如果不正确，需要先用LDPK指令装载正确的页指针值，为了避免执行不必要的LDPK指令，编译器先对在本模块中定义的全局变量进行分析，确定全局变量在页中的位置。当连续对本模块中定义的全局变量进行操作时，编译器仅在执行完所有的本页内的全局变量后，而且发现非本页内的全局变量时才加一条LDPK指令。 基于软件无线屯的超低频接收机的设计研究第六章解调测试及分析6．1测试方法依照第四章所设计的硬件，对MSK和MASK信号进行解调测试。测试方法如下：1．首先是数据源的获得，即数字化后所产生的数据的采集数据采集的框图如图6．1所示：图6．1数据采集方法数据采集的原则：～D转换器的输入应具有特定的幅度，即不使～D转换器过载，又应该使其最大幅度接近其满刻度以取得最大量化精度。使用的～D转换器AD7731满刻度输入范围为峰值2．5伏，可以通过设定信号源的幅度来达到这个要求。使用的A／D转换器精度最大为16BIT(--229376到229376)，为给顶部留足裕量，应该使获得的数据范围在一225000至tJ+225000之间。可以通过观察数据文件中的数据来方便地判断是否达到上面的要求。将数字化后的数据记录成为一个待处理的数据文件，这有着特别的考虑，这样可以得到一个可靠的、可重复的、易观察分析的、统一的信号输入来源。对于用实际接收机的信号进行处理时尤为重要。2．处理分析部分处理分析的总框图如图6．2所示。图6．2测试部分框架处理分析中要分析的数据来源是数字化后的信号来源和各种信号解调的输出，在图中标记探针的搿夕"处将作为监视点供取出数字序列数据以供分析，如 硕上学位论文图6．3所示。图6．3数据监视、获取点处理分析模块的任务：可以进行算法的功能测试和实时性测试。应当指出，对经过D／A转换器和LPF后的信号的示波器的观察仅仅能定性分析，比如简单信号的恢复质量、波形的好坏等，并不能得到定量的指标分析的结果。因此本测试分析的重点放在D／A转换器之前的数字域的信号，这样可以对观察点的数字域信号进行频域分析等来获得定量的指标信息。取出数据的方法：对于输入处理单元的数字信号，可以方便地由从～D转换器获得的数据文件中提取。对于处理单元输出的数字信号可以利用CCS中的端口到指定硬盘文件的绑定功能，它能将端口输出的数据映射入用户自己指定的数据文件。这样就可以省去复杂的逻辑分析仪而同样对输出点处的数字信号进行监视、跟踪和存储。例如D．OUTPUT等处的数字信号进行监视、跟踪、存储。3．观察显示数据的方法为了方便观察，所有数字信号的显示均不采用柱状或点状图的方式而是采用0阶保持的显示方式。注意：这里所有的数字信号，本质上都是一定抽样率的抽样数字信号，在0阶保持的显示方式中出现平顶是正常现象，不要和模拟信号的削顶等失真现象相混淆，事实上只要信号幅度距离16bit有符号数的能表示的最大幅度(-32768～+32767)有适当的距离，加上内部算法可以保证结果不会溢出。比如下面的60Hz信号的解调输出，因为它是lkHz速率的抽样信号，经过O阶保持方式显示看起来像是矩形波一样，但是它是离散信号，只要其数字域的频谱纯，经过低通滤波器后的连续波会变成形状良好的正弦波，并不造成削顶或溢出的任何失真。对于MSK解调的分析，为了方便观察隔直流前的信号是否溢出等原始的情况，显示的解调输出数字序列都是未经隔直流处理的数据。4．分析数据的方法既然已经从各个数据监视点获得了数字信号序列，就可以用各种软件，包括自编软件进行分析，本文利用MATLAB进行FFr等数字信号序列的分析任务。6．2MASK信号的解调测试，测试信号输入：输入信号为65Hz调制，载波为100Hz的MASK已调波，调制度为5l 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究100％。经设定幅度，该调制波经过^／D转换器数字化以后，D—INPUT处的信号波形如图6．4所示。⋯l⋯⋯⋯_⋯lⅢ⋯⋯⋯州㈣j州嚣毒?I彩霞匿隧l勉整鳞懿痉缝凌笼黝国兹貔酝澎耄珑缓戳豳兹缓墟勉凌纽黝甏彩甥翕貔缎缓貔缎耄爱缓图6．6MASK信号的频谱分析] 6．3MSK信号的解调测试测试信号输入：输入信号为65Hz调制，调制度30％，该调制波经过A／D转换器数字化以后，即D-INPUT处的信号波形为：图6．7MSK调制信号的抽样图输入信号幅度符合要求，A／D转换器既保持了适当精度，又没有过载危险。图6．8是这个信号经解调后产生的结果，在D—OUTPUT数据点取得。图6．8iiSK调制信号的解调结果注意该信号是抽样数字信号，正如前面声明的那样，其出现平顶是正常现象，不要和模拟信号的消顶或者失真相混淆。图6．9为上面信号经FFr得到的频谱分析(纵坐标单位为dB，横坐标为KHz)。图6．9MSK信号的频谱分析 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究6．4测试结果分析通过波形观察配合FFr的定量分析可以看出，对于MASK和MSK的调制信号，接收机都能正确进行解调，而且增益波动均小于0．1dB，达到了设计要求的指标，经过对数据流的监视未产生溢出告警，解调的各项指标符合预定的要求。这证明了该接收机可对各种调制信号进行正确的解调，具有很好的实用性和推广价值。] 硕士学位论文结束语近年来，超低频通信由于其在军事方面尤其是在海军对潜通信方面的重要性而得到了飞速发展，包括美、俄等国在内的世界大国均投入了巨大的人力、物力来进行超低频通信系统的研究，现有的文献资料表明：除了美国、俄罗斯已建成超低频通信系统外，法国、德国等国都正在加紧研制超低频通信系统。为赶上世界发展水平，我国也已于20世纪90年代开始进行超低频通信系统的研究。软件无线电以其高度的灵活性、体系结构的开放性、全面可编程的适应性以及最大的经济性，正在成为无线通信的重要发展方向之一。人们普遍认为软件无线电将突破传统的无线电台以功能单一、可扩展性差的以硬件为核心的设计局限，并向人们展示出一种新型的、功能灵活多样的、以软件为主体的设计方法，而且将使无线通信，甚至整个无线电领域产生重大变革。随着现代通信技术、微电子技术和计算机技术的不断发展，特别是软件无线电技术的理论研究的成熟，我们研制超低频通信系统有了坚实的理论基础。在此基础上设计出一种经济、实用的基于软件无线电的超低频通信系统的条件已经成熟。在论文准备期间，本人对软件无线电中的天线技术、数字滤波技术、数字正交检波技术、采样技术、AID技术、DSP技术以及软件解调等方面的多种技术进行深入的分析和研究，并查阅了大量的国内外相关的文献资料。通过对软件无线电技术和超低频通信技术的深入研究和探讨，结合国内外有关超低频通信的实际情况，本文在以下方面作了一些有益的探索：(1)对超低频接收机的产生背景和国内外超低频通信的研究状况进行了详细地分析研究，并对软件无线电的原理及发展等相关的技术进行了深入的探讨。(2)讨论了软件无线电技术在超低频接收机中的实现问题。首先在分析了多种天线技术的基础上，提出了一种新型的接收天线并作了详细的理论分析；其次对接收机的采样方式问题进行了分析研究，给出了具体的采样方案，并对采样可能引起的影响作了具体分析；再次对增益分配原则作了分析，并给出了AGC的实现方案；最后对接收机中的数字信号处理作了详细介绍，给出了具体的数字检波方案和DSP处理流程图，对数字滤波器的选取和算法实现进行了研究，并给出了滤波器的仿真图。(3)提出了超低频接收机的设计要求并对基于软件无线电的超低频接收机的结构选择进行了探讨，之后给出了超低频接收机的实现方案，包括硬件模块和软件模块。这对于我们跟踪和赶上世界超低频通信领域的先进通信技术有一定实践意义。 基于软件无线电的超低频接收机的设计研究(4)给出了超低频接收机的硬件模块实现方案，主要包括：模拟前端、宽带A／D、高速数字信号处理等模块的实现，其中对A／D和DSP器件的选型和设计作了重点介绍，最后对接收机的可靠性和噪声处理作了分析研究，给出了具体的解决方案。(5)对数字信号的软件解调技术进行了介绍，并对DSP软件优化和分析处理进行了详细的研究，给出了具体的基于DSP的软件处理流程图，并对软件解调进行了测试分析，介绍了具体的测试方法，对MASK信号的解调进行了仿真，并对结果进行了分析。本文所研究的超低频接收机具有可靠性高、集成度高、系统成本低及很强的灵活性和适应性等优点，同时向数字化、软件化、智能化方向发展，能真正应用于对潜通信系统中，既有理论高度，又具备很强的实用性、新颖性，从而将理论和实践完美地结合了起来。尽管已经初步完成超低频接收机的方案设计工作，但由于软件无线电是一门新兴的技术，又属于研究的热点，新技术层出不穷，加上我们的工作中不可避免地存在许多问题和不足，所以我们仍然需要继续努力，结合实际情况进一步完善和改进超低频接收机的研制方案。未来超低频接收机的改进主要在以下几个方面进行：(1)本文对方案作了硬件设计工作，需要进一步完善和调试电路，尽可能地简化硬件电路，优化设计，优选器件；(2)本文中的理论研究从原理上证明了软件无线电概念应用到超低频接收机中的可行性和正确性，在实际应用中，还需要继续关注和把握具体的实际情况，完成相应的应用软件模块的编写工作以及对硬件进行适当改进；(3)由于超低频通信主要应用于对潜通信中，所以保密通信是一个重点和难点，本文未涉及这方面的工作，还需要研究相应的更精确的、智能的算法，并编写相应的软件模块，在未来的超低频接收机中实现。(4)扩展超低频接收机与其它体制电台的通信问题，还要进一步研究。 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基于软件无线电的超低频接收机的设计实现致谢首先我要最衷心地感谢我的导师曾文海副教授。曾老师博大的胸怀、严谨的治学态度、渊博的理论知识、丰富的实践经验以及慈父般的宽容和关爱给我留下了深刻而又美好的印象，使我终生难忘，同时也为我今后的发展道路指明了方向，并将使我终身受益。本论文的产出过程自始至终都得到了曾老师的悉心关怀，从论文的选题到科研课题的确定，从论文的整理到最后的审稿定稿无不倾注了曾老师的辛勤汗水。感谢北京机械工业大学的贾永乐教授，在项目期间给我的具体指导，教我解决问题、分析问题的方法及许多其它帮助。赵祥工程师帮助我克服了许多实际工作中所遇到的困难，在此也表示感谢。感谢室友周中武、胡雁、朱颜青、孙建业、李培强和谭享波，感谢他们两年来对我每晚挑灯苦读的理解和宽容；感谢我的同学好友唐仕斌、陈洁平、孙辉军、万全和崔春来等对我的鼓励和各种帮助。感谢我的家人及朋友丁郑蓉，他们在课题期间，给予了我许多生活上的关心及遇到困难所给予的精神鼓励和安慰，这使得本课题和论文得以顺利完成。还要感谢所有关心我、帮助我、支持我，但这里没有提及的人们，谢谢你们l所有这些都将会使我在今后的人生道路上更加信心百倍地挑战自我、挑战极限、追求卓越、创造辉煌l李泽文二零零四年二月 硕士学位论文附录A攻读学位期间所发表的学术论文目录[1]李泽文，曾文海．基于软件无线电的超低频接收机的应用研究．湖南大学学报(增干U)，2003，30(6)：41—43[2]李泽文，曾文海．软件无线电技术及其在超低频接收机中的应用研究．现代电子技术，2004，27(5)：45—47[3]李泽文，曾文海．AD7731及其在超低频接收机中的应用研究．中国仪器仪表。2004，(3)：41-4361