毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现

《毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现》由会员上传分享，免费在线阅读，更多相关内容在学术论文-天天文库。

西安电子科技大学学位论文独创性(或创新性)声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。本人签名：盛墨日期丝堡：L兰9关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。本人签名：导师签名：琏基盏2嶂日期竺鱼!：兰9 摘要IUllIlUIIIM11111IIIY2380399近年来，毫米波雷达应用范围不断扩展，且受到日益关注。本论文以毫米波测量雷达信号处理系统为背景，介绍了雷达具有的脉冲多普勒(PD)体制和步进频率(SF)体制的主要算法，并讨论了雷达信号处理系统的设计与实现。本文首先论述了毫米波雷达的发展现状，分别介绍了两种体制下雷达的基本理论和算法，研究了一种适用于低速运动目标的步进频像拼接算法。然后，结合系统的信号形式，设计了FPGA+DSP架构的雷达信号处理系统，该系统由实时信号处理硬件平台和计算机显控平台两部分组成。最后，详细阐述了信号处理系统软硬件各模块的实现，系统采用FPGA实现核心控制，DSP完成信号处理算法，通过USB接口完成显控平台与硬件平台的通信，实现信号采样、实时处理、数据传输、显示等功能。关键词：脉冲多普勒步进频率实时信号处理系统硬件平台显控平台 AbstractInrecentyears，themillimeterwaveradarhasbeenwidelyusedinmanyfieldsandreceivesincreasingattention．Underthebackgroundofmillimeterwavedetectingradarsignalprocessingsystem，theprinciplesandalgorithmsofPulseDopplermodeandSteppedFrequencymodeoftheradarareintroducedandthedesignandrealizationoftheradarsignalprocessingsystemisdiscussed．Inthisthesis，fundamentalprinciplesandmainalgorithmsofthetwomodesareintroducedrespectively，andanewapproachofstepped丘equencyrangeprofilingmethodforlowspeedmovingtargetisstudied．Subsequently，thereal-timeradarsignalprocessingsystemisdesignedbasedonFPGAandDSParchitecturewhichisconsistofareal-timeradarsignalprocessinghardwareplatformandacomputerdisplayconsole．Finally，therealizationofhardwareandsoftwaremodulesisillustratedindetail．ThecontrolfunctionisaccomplishedintheFPGA，algorithmsareimplementedintheDSP，andcommunicationfunctionbetweencomputerdisplayconsoleandhardwareplatformisachievedthroughUSBinterface．Thefunctionsofsignalacquisition，real-timesignalprocessing，datatransitionanddisplayarefulfilled．Keywords：PulseDopplerSteppedFrequencyReal-timeSignalProcessingSystemHardwarePlatformDisplayConsole 目录第一章绪论⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．11．1研究背景和研究现状⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯11．2论文内容与安排⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯2第二章脉冲多普勒体制信号处理算法⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯52．1引言⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯52．2脉冲压缩⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯52．2．1脉冲压缩的原理⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．52．2．2脉冲压缩的数字实现⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．72．3动目标检测(MTD)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯82．4恒虚警检测处理(CFAR)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯102．5比幅单脉冲测角⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯一1l2．6本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．13第三章步进频率体制场景一维成像算法⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯153．1引言⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．153．2步进频信号的数学模型⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．153．3参数选择和成像冗余⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．173．3．1步进频率雷达参数的选择⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯173．3．2成像冗余产生和特点⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯183．4速度的影响⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．193．5像拼接算法的实现⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．2l3．5．1同距离选大法⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯2l3．5．2一维场景像拼接算法⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．233．5．3仿真和实测数据验证⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯263．6本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯。⋯⋯⋯⋯28第四章信号处理系统方案设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯294．1引言⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．294．2信号形式⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．294．3系统设计要求⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．304．4硬件设计方案⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．314．5软件设计方案⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．324．6本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．33 毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现第五章信号处理系统各模块实现⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．355．1引言⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．355．2FPGA逻辑设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯355．2．1FPGA的模块划分⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯355．2．2主状态控制模块⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯365．2．3A／D配置和采样模块⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯375．2．4脉冲压缩模块⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯。395．2．5USB通信接口模块⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯405．2．6链路口传输模块⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．445．2．7总线传输模块⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯455．3DSP程序设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．465．4显控平台程序设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．495．4．1USB驱动设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯495．4．2显控界面设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯505．5本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯。52结束语⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯53致谢⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．55参考文献⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．57作者在读期间的研究成果⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯59 第一章绪论1．1研究背景和研究现状毫米波的波段频率是30GHz至300GHz，传播时主要有四个衰减相对较小的大气窗口，窗口对应的中心频率分别在35GHz、94GHz、140GHz和220GHz。毫米波段低端邻近厘米波段，具有厘米波段全天候的特点，可以穿透雨、雾、烟、尘埃进行探测，气象适应性好；其高端邻近红外波段，具有红外波段的高分辨的特性，角分辨率高、多普勒分辨率高，因此被广泛应用【lJ。毫米波雷达波长短、频带宽、天线波束窄、隐蔽性好、鉴别动目标能力强，同时还具有良好的抗干扰性能和反隐身性能。近年来，毫米波雷达持续发展，应用领域已经覆盖了高分辨成像、地面战场侦察、战地监视、导弹末制导、近程防空、火控和跟踪、机载防撞、靶场测量、空间目标探测和战场敌我识别等多领域⋯。其中，在直升机、巡航导弹和反坦克制导武器中，毫米波雷达己被广泛使用。20世纪60年代，英美等国家开始出现毫米波波段雷达。80年代，人们认识到毫米波全天候和战场的适应性，出现了新的毫米波研究的热潮，从1986年至1994年，美国国防部发起并主持了一项1～100GHz军用微波、毫米波单片集成电路计划(MIMIC)，要求毫米波电路成本低、性能好、体积小、可靠性高和具有批量生产能力。该计划的顺利实施并完成，直接推动了毫米波技术的飞跃发展IzJ。1998年7月“长弓海尔法”空地毫米波导弹开始装备阿帕奇直升机，它是美国陆军的重要武器装备之一，包括直升机主旋翼顶部的毫米波雷达和导弹的毫米波雷达两部分，由毫米波雷达主动制导，可以在发射前或发射后锁定目标，具有发射后自动寻的能力和全天候作战能力，可使载机发射导弹后立即隐蔽，最大限度地减少向敌火力暴露的时间，提高了直升机的生存能力。2004年，俄罗斯完成的“劲弩．52”双频毫米波火控雷达，主要用于导航监视和武器制导，为卡一52、米一28等各型武装直升机提供全天候、全天时作战能力。直升机能采用自动地形跟随和回避技术进行超低空飞行，并可以探测400m以外的电力线，并在空对地模式下可以完成目标探测和定位、动目标显示、数据跟踪、地形测绘、地形跟随和规避。2004年底开始批量生产的硫磺石导弹是英国MBDA公司研发的一种先进的3mm毫米波雷达主动寻的制导反坦克导弹。雷达可以提供高分辨率的目标回波图像，利用弹上算法进行实时目标识别和分类，可对目标进行扫描以选择最佳瞄准 毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现和打击部位，从而可以最大程度地杀伤目标。在2005年3月，导弹开始进入英国皇家空军装备。国内毫米波雷达研究始于1982年。由于天线和其它元器件尺寸小，精密加工困难较大，大功率发射器件发展较为缓慢，又由于毫米波的大气传输损耗大，毫米波雷达作用距离较近等原因，发展受到限制【3】。许多科研机构进行了针对毫米波雷达的开发和研究工作。北京、南京、成都、西安等高校已经进行了大量理论和实验系统的研究。目前毫米波雷达主要工作在8mm波段，在毫米波雷达整机方面，我国已经成功研制了Ka频段动目标搜索和弹着点校准雷达、火控雷达、弹载寻的雷达等多种系统，毫米波火控雷达已在直19等飞机上进行测试验证，频率更高的毫米波雷达基本处于实验室研制阶段。在毫米波器件方面，大功率回旋管的出现成为巨大突破。目前，毫米波单片集成电路应用频率达100GHz，频率低于140GHz的毫米波元器件已基本成型，达到生产水平，进入系统应用阶段。在过去的30多年发展中，我国毫米波雷达技术在理论研究、元器件、测试仪器以及系统研究等方面做了大量工作，但与世界发达国家相比较，还存在较大差距。总体来说，毫米波雷达具有特性有：雷达分辨率高，跟踪精度高和制导精度高，天线孔径小和天线增益较高，低角跟踪时多径效应和地杂波干扰小，多目标鉴别性能好，传输保密性良好和抗干扰能力强。因此，毫米波主要应用在结构小、重量轻、分辨率高、作用距离近和具有良好多普勒处理特性的场合。毫米波雷达主要发展趋势[2】有：使用的波段从8mm向3mm发展，高度综合一体化，有源相控阵技术的应用，实时的小型化处理平台的研制，使用目标分类识别技术提高跟踪和打击精度。1．2论文内容与安排本文研究的毫米波测量雷达有两种体制，分别是脉冲多普勒(PD)体制和步进频率(SF)体制【jJ。脉冲多普勒(PD)体制可以检测较远距离的运动目标，步进频率(SF)体制具有距离高分辨效果，同时具有这两种体制的毫米波雷达，可以有较大的作用距离和高距离分辨率。在工作过程中，两种体制有不同的作用和功能【4】o对地观测时，有背景杂波影响，脉冲多普勒体制对背景杂波有很强的抑制能力，能在多普勒域分辨出速度不同的目标，而且该体制的作用距离相对较远，但其距离分辨率较低，主要用于检测较远距离的目标，区分出具有相对速度的运动目标。步进频率体制具有径向距离上的高分辨能力，可以完成基于高分辨距离像的目标分类和识别，但其工作距离相对有限，主要完成近距离静止或低速目标的检测、跟踪和识别。两种不同体制应用在毫米波测量雷达信号处理系统中，可以相互弥补，有效提高系统的性能。 第一章绪论本文以西安电子科技大学雷达信号处理国防科技重点实验室“毫米波测量雷达信号处理系统”的设计与实现为背景，完成了雷达信号处理系统的软硬件设计和实现。首先介绍毫米波测量雷达的基本特点和国内外发展状况，其次研究脉冲多普勒体制和步进频率体制下的雷达基本原理和主要算法，再次讨论了雷达信号处理系统的总体要求和系统方案设计，最后详细说明系统软硬件各模块的实现。论文主要内容安排如下：第一章介绍了毫米波雷达的应用领域和国内外发展现状。第二章介绍了脉冲多普勒体制雷达的基本原理和主要算法。首先介绍了脉冲多普勒体制的处理流程；然后具体介绍了脉冲压缩、动目标显示、恒虚警检测和单脉冲测角的原理。第三章介绍了步进频率体制雷达的基本原理和主要算法。首先介绍了步进频率雷达的成像原理和参数设计，然后分析成像冗余产生的原理、速度对像拼接的影响，研究了适用低速运动目标的一维场景的像拼接方法，并给出了仿真和实测数据的处理结果。第四章分析了信号处理系统的要求和总体方案。首先介绍了系统的回波形式，然后提出了系统要求并确定了系统的结构，最后讨论了系统的软硬件设计方案。第五章详细介绍了系统的软硬件各模块划分和实现。分别讨论了FPGA各接口的逻辑设计，DSP中的程序设计，显控平台的各功能模块的设计。 4毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现 第二章脉冲多普勒体制信号处理算法2．1引言脉冲多普勒(PD)体制[5】是在动目标显示雷达基础上发展起来的全相参雷达体制，利用多普勒效应检测目标信息，能够实现雷达信号脉冲串的频域滤波，对目标进行速度分辨，具有卓越的杂波抑制性能。脉冲多普勒雷达能够同时敏感地测定距离、速度信息，具有脉冲雷达的距离分辨率和连续波雷达的速度分辨率，且有较强的抑制杂波能力，能在较强的杂波背景中分辨出动目标回波。在毫米波测量雷达信号处理系统中，为了完成较远距离的运动目标的检测，采用脉冲多普勒体制。本章主要介绍了脉冲多普勒体制下的脉冲压缩、动目标检测、恒虚警处理，单脉冲测角等基本算法。2．2．1脉冲压缩的原理2．2脉冲压缩在普通脉冲雷达中，雷达信号的时宽带宽积约为1，脉冲宽度的增大等效为信号带宽的减小，尽管有利于速度分辨率的提高，却使距离分辨率变差，因此不能兼顾距离分辨率和速度分辨率。脉冲压缩技术在信号发射时采用宽脉冲以提高平均功率，保证足够大的作用距离，而在接收时采用相应的脉冲压缩技术的得到窄脉冲，提高距离分辨率，因此能较好的解决作用距离和分辨率之间的矛盾峥J。根据雷达信号的分辨理论，在保证一定信噪比并实现最佳处理的前提下，雷达的距离分辨率取决于信号的带宽。所以，为了提高距离分辨能力，常采用各种调制方法增大信号带宽，得到各种调制后的信号形式，通常可以用于脉冲压缩的信号形式有线性调频信号，非线性调频信号，相位编码信号和时间频率编码信号。脉冲压缩是大时宽带宽积信号通过一个脉冲压缩滤波器实现的。雷达发射信号是载频按照一定的规律变化的宽脉冲，即具有非线性相位谱的宽脉冲。而脉冲压缩滤波器具有与发射信号变化规律相反的延迟频率特性，即脉冲压缩滤波器的相频特性应该与发射信号实现相位共轭匹配。理想的脉冲压缩滤波器就是匹配滤波器，实现可以在时域进行，也可以在频域进行。线性调频脉冲信号是一种脉内频率线性调制信号，信号xq)可以表示为：x(t)=Arect(t／r)exp[jDr(fot+／tt2／2)】(2-1) 毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现信号幅度为彳，载波频率为fo，rect(t／f)表示脉宽为f的矩形脉冲。信号带宽为B，脉冲宽度为f，频率变化率∥=B／r是一个常数。在脉冲宽度内，信号角频率从2，r(fo-#v／2)变化至2万(fo+∥f／2)。时宽带宽积为D=By=∥f2。线性调频信号复频谱可以由式(2一1)进过傅氏变换得到，表示为：X(f)=Ix(t)e吖“dt(2—2)在满足大时宽带宽积条件时，即By》1，振幅频谱可以表示为：x(舻J老exp[川Ju‘)2似栅心】IS：ol锄他(2-3)0lf'fol>B／2可知，线性调频信号振幅频谱接近矩形函数，频谱宽度近似为信号调频变化范围B，即与时宽f无直接联系的信号等效带宽。信号带宽为20MHz，脉冲宽度为20郎的线性调频脉冲信号，图2．1画出了实部、虚部和幅度谱曲线。线性调频信号实部1篓o．11墨o．1O2468101214161820时间(us)线性调频信号虚部时间(us)线性调频信号幅度谱图2．1线性调频信号波形(a)线性调频信号实部(b)线性调频信号虚部(c)线性调频信号幅度谱将信号输入脉冲压缩滤波器，该滤波器的频率响应是输入信号频谱的复共轭，且有一个附加的相位延迟相，信号幅度的大小不影响滤波器的形式。该滤波器被称为匹配滤波器，其频率特性应为：日(厂)=x木(厂)P—Jftd。--Ix(s)lP一Ⅳ‘，’P一以。(2—4)其中+表示复共轭，t。。为滤波器实现中产生的延时，匹配滤波输出结果为： 第二章脉冲多普勒体制信号处理算法z(t)=IX(f)H(力P口卵∥：彳x／Dsin[xB(t-trio)]．P，n％(，一白。)。6。’xB(t—fdo)脉冲压缩后的匹配滤波器的输出包络为辛克函数。此函数在峰值以下．4dB处的脉宽等于信号有效带宽B的倒数，所以线性调频信号输出信号脉冲宽度为：f’=1／B=r／D(2-6)由此可知，脉冲压缩后的脉冲宽度f’是压缩前宽度f的1／D。由于无源网络本身不会产生能量，输出脉冲信号峰值与输入信号相比增大了4D，所以，脉压后信号的峰值功率是脉压前的D倍。输出的第一旁瓣相对高度为．13．4dB，其余幅瓣依次减小4dB。过高的旁瓣不仅会模糊多目标距离分辨率，还可能造成太多的虚警，因此，可以使用加权的方法对旁瓣进行抑制。实际处理中，为了压低副瓣，通常是将匹配函数加权，加权方法就是在脉冲压缩滤波器后面级联一个频率响应具有锥削函数的幅瓣抑制滤波器，这种锥削函数称为加权函数，常用的加权函数有余弦函数、汉明函数、泰勒加权函数和切比雪夫加权函数等。加权后的输出可以提高信号的主副瓣比，但是以信噪比的损失和主瓣展宽为代价的。采用时域海明窗加权，信噪比损失1．34dB，主副瓣比可以达到一42．8dB，在不加权和海明加权两种情况下脉冲压缩的输出结果如图2．2所示。0．10-20盆3捌-,30馨．加．∞不加权脉压输出加权后脉压输出利嘛9∞10∞1050采样点2．2．2脉冲压缩的数字实现图2．2脉冲压缩的输出示意图从时域上看，脉冲压缩是滤波信号与滤波器冲激响应的卷积，对一已知波形的信号作匹配滤波，匹配滤波器冲激响应为该波形的共轭倒置。当波形的时间长度为f，则卷积后输出信号为2f。实际上，匹配滤波可实现脉冲压缩，输出主瓣的宽度为1／B，即距离分辨率为c／(2B)，脉压信号的B通常较大，输出主瓣是很窄的，时宽为2f的输出中，绝大部分区域为幅度很低的副瓣。 毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现通过卷积直接作匹配滤波脉压的运算量相对较大，可以在频率域通过共轭相乘再作IFFT求得。当两离散信号频率域相乘相当它们在时域作圆卷积，为使圆卷积与线性卷积等价，待处理的信号须加零延伸，避免圆卷积时发生混叠。为了降低副瓣，采用加权方法。目标长度相应的回波距离段为△r，其相当的时间段为△丁=2Ar／c，加零延伸为AT+r的时间长度，作傅立叶变换后并作共轭，和接收信号的傅立叶变换相乘后，作傅立叶逆变换，取前△丁时间段的有效数据段。接收信号补零，使其长度为2的幂次方，便于采用快速傅立叶变换。脉压处理过程的如图2．3所示[91，其中虚框部分可事先计算好，以减小运算量。接收信号图2．3匹配滤波实现脉压示意图距离匹配滤波压缩后，不管是否补零，其距离分辨率为c／(2B)，距离采样率为c／(2F,)，其中只为采样频率，Z=1／e为采样周期，距离采样周期要求小于等于距离分辨单元长度。2．3动目标检测(MTD)动目标检测处理是一种利用多普勒滤波器组来抑制各种杂波，以提高雷达在杂波背景下检测运动目标能力的技术【8】。在全相参雷达中，如果目标相对于雷达以速度v运动，则回波的相位表达式为：妒：国巡：孚2(Ro—vt)：4z．Ro一2万力(2-7)C，o／L其中，载波的波长为五，目标与雷达站间的距离为R(t)，Ro为t--O时的距离，回波多普勒频率为厶=2v／五，相邻脉冲之间的相位差恒定为Aqo=2xLr,，霉是脉冲重复周期。对各脉冲不同的加权并求和，可以表示成为Ⅳ个相邻的窄带滤波器，该滤波器组是具有Ⅳ个输出的横向滤波器组，频率覆盖范围为0到Z，Z为雷达的工作重复频率。将一组信号通过窄带滤波器组，可以积累目标的多普勒信息。如图2．4所示[8]，横向滤波器有Ⅳ一1根延迟线，每根延迟线的延迟时间I=1／．f，设加在Ⅳ个输出端头的加权值为： 第二章脉冲多普勒体制信号处理算法9败=e叩“州i=0，1，2，⋯，N-1(2-8)在式(2．8)中，f表示第f个抽头；k表示从0到N—l的标记，每一个k值对应一组不同的加权值，相应地对应一个不同的多普勒滤波器响应。图2．4多普勒滤波器的结构可写出滤波器按式(2．8)加权时的脉冲响应：Ⅳ一1N-1％=∑占(t-iL)％=∑8(t-iT,)e掣“w(2—9)t=0i=0脉冲响应的傅立叶变换后，根据等比级数求和公式，其频率响应函数为：Hk(，、)=∑矿m铘’e掣”心仆扛o(2—10)：—sin[nN(jT—,-k／N)]e-』z(Ⅳ一Ixfr,+kiN)=一’sin[x(fTr—k／Ⅳ)]得到滤波器的幅频特性表示为：I以(厂)l=五sin[n丽'N(f丽T,-k／N)](2—11)S1nl万l“．一庀，川¨滤波前，由于不能预知多普勒频移．尼，所以需要采用一组相邻且部分重叠的滤波器进行积累。其中，每个k值决定一个独立的滤波器响应，且当万(饵一叫N)=／,／7／"(n=o，1⋯)时，滤波器产生峰值，每个滤波器形状相同，滤波器的中心频率均匀的分布在0到．f频率范围，这就是窄带滤波器组，其频率特性如图2．5【81。滤波器利用回波脉冲串的相位特性，进行相参积累，设输入信号为x(f)，则第k个滤波器完成的运算为：Ⅳ-1yx(正)P叩”k／N(2-12)蒿式中x(fZ)为滤波器输入信号在各节点的值，式(2．12)是对序列x(iTr)进行离散傅立叶变换的表达式。当Ⅳ是2的乘方时，可以采用快速傅立叶变换(FFT)来完成实现滤波器组，就可以明显地减少处理所需的运算量。 10毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现12345671，o面面面面面面面万7图2．5N=8时滤波器组的响应由于相邻周期的回波信号按严格的相位关系相加，将Ⅳ个相参脉冲信号进行相参积累，积累后的信号电压提高为原来的Ⅳ倍，相应的功率提高为原来的Ⅳ2倍，由于噪声是随机的，周期相邻的噪声满足统计独立条件，积累效果是平均功率相加，从而使噪声功率提高为原来的Ⅳ倍，使信噪比提高为原来的Ⅳ倍。因此，相参积累可以有效的提高信嗓比，从而改善雷达的检测能力。2．4恒虚警检测处理(CFAR)雷达接收的回波信号不但包含有目标信号，也有各种噪声、杂波和干扰信号。如果采用固定的门限进行检测，过高的门限，会导致虚警率低，可能会发生大量漏警：而过低的门限，发现概率虽然增大，但噪声、杂波和干扰等会引起大量的虚警[71。雷达必须采用恒虚警处理技术，以便在杂波环境变化时，保持雷达的虚警概率固定，同时保证一定的检测概率。对于低分辨率雷达而言，平坦的地面、低海情下的海浪等杂波，其包络的概率密度函数接近瑞利分布。对于杂波加噪声环境，经过平方率包络检波器后，回波幅度服从指数分布，表达式为：五(垆寺exp(一孛工≥o(2-13)其中，X为信号的幅度，仃为干扰杂波的标准差，它反映了杂波的强度。如果令“=x／仃2，对x进行归一化，则甜的概率密度分布函数为：五@)=去exp(一詈)材≥o(2-14) 第二章脉冲多普勒体制信号处理算法由于“的分布与噪声强度无关，这样对“用固定门限检测，就不会因噪声强度改变而引起虚警概率变化，则可以得到固定的虚警概率，进行恒虚警处理。设置检测门限为‰，则虚警概率弓是一个只与检测门限有关的值：弓=e圭eXp(-争=唧(一争(2-15)所以，恒虚警的关键就是，求出标准差并进行归一化处理。指数分布的统计t-,平均E(曲=盯2，只要求出x的平均值X用来估计E(x)，就能用来进行归一化处理。图2．6单元平均恒虚警电路原理图图2．6为单元平均恒虚警的原理框图[11】。视频信号采样，并经过MTD处理后，进行恒虚警检测，背景杂波和噪声的能量通过检测单元周围的参考单元相加得到^的(检测单元两侧的单元称为保护单元)，使用门5Uo=kx。如果检测单元的值大于门限的值，则该信号将被判决为目标信号。2．5比幅单脉冲测角单脉冲测角属于同时波瓣侧角法，雷达天线在一个角平面内有两个部分重叠的波束，将同时接收到的两个波束进行和、差处理，分别得到和信号与差信号【91。若目标处在天线等信号轴方向，两波束回波信号振幅相同，则差信号为0。图2．7单脉冲天线波束示意图为了测量方位角和俯仰角，必须获得方位和俯仰的差信号。此时，可以采用双平面振幅和差单脉冲技术‘101，单个脉冲就可以同时生成4个对称且部分重叠的倾斜波束，并在接收机中完成和支路，方位差支路，俯仰差支路的形成。图2．7是一个典型的单脉冲天线方向图。4个馈源形成的波束位置分别为A，B，C，D。 12毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现幅度单脉冲处理要求4个信号具有相同的相位，和通道为其他两个通道提供相位基准。通过和通道，还可以进行距离测量。4个馈源接收信号之和A+B+C+D为和信号，(A+C)一(B+D)为方位差信号，(A+B)．(C+D)为俯仰差信号。假设两个波束方向性函数完全相同，且为F(O)，波束接收到的信号电压振幅为骂、鸟，忽略相位的影响，则和差两路信号振幅分别为：医2巨+E=kF(万+秒)+kF(6-∽(2-16)瓯=墨一坞=kF(5+口)一kF(6—0)k为比例系数，与雷达参数、目标距离、目标特性等因素有关。假定目标误差为0=占，当占很小时，瓦(s)≈F(0)，对和差波束幅度相比，可以得到：E／巨≈—2kcF—'(0)：型占(2．17)假设单个单元天线方向图为sinq，／驴，仰角)中的单个波束与和差波束如图2．8。单个波束方向图(a)单个波束方向图斜角0=0．3rad，在一个坐标(方位或和差波束方向图(b)和差波束方向图图2．8和差天线方向图(倾斜角‰=0．3rad)在一定的角度范围内，两者比值如图2．9【10】。差信号的振幅与误差角成正比。瓦的相位与巨与巨中强者相同，如果取>0，则表示目标在波束1侧，反之在波束2侧。差信号输出振幅大小表明了目标角误差的大小，相位表示目标偏离天线轴线方向。一般数字实现中回波分为IQ两路信号，t表示数据取共轭，采用的归一化的公式为：扛风俐2等挚∞埘 第二章脉冲多普勒体制信号处理算法10．80604褶02磬0出掣电2-04_06_08—1图2．9对应的差一和比曲线2．6本章小结脉冲多普勒体制主要应用于杂波背景下的运动目标检测。本章主要介绍了脉冲多普勒体制(PD)的工作原理，说明了该体制下杂波抑制，目标检测使用的基本算法，包括脉冲压缩、动目标检测、恒虚警处理，单脉冲测角等，并解释了实际应用中的一些问题。 第三章步进频率体制场景一维成像算法153．1引言步进频率信号实现时，瞬时带宽窄，对接收前端采样速率要求低，可以在较低的数据率的条件下获得距离的高分辨率，降低了发射机和接收过程的实现难度和成本，因此受到广泛的关注II川。步进频率体制雷达通过分时发射一串载频线性跳变的窄带宽脉冲，并对回波进行脉冲综合处理，合成相应的大带宽来实现距离高分辨效果。通过步进频率像拼接算法，抽取信息的有效区域，得到场景的高分辨一维距离像。一维距离像是目标散射中心在距离分辨单元上的矢量和，即在雷达视线上的投影，其中包含了目标散射点的个数，分布和目标的径向长度等特型14】，这些特征便于提取，并可用于目标识别。因此，一维距离成像技术是步进频率体制雷达实现探测的关键技术之一。在毫米波测量雷达信号处理系统中，为了完成近距离的静止或低速目标的检测，识别等功能，采用步进频率体制。本章首先介绍了步进频信号的数学模型，给出系统参数选择的要求，并介绍了在这些参数条件下出现的两种成像冗余的原因和特点，接着说明了目标的运动对步进频率信号像拼接算法的影响，给出了一种适用于场景中存在低速运动目标的步进频像拼接算法，并指出了其适用的速度范围，最后用仿真和实测数据验证方法的正确性。3．2步进频信号的数学模型步进频率雷达发射一串载频线性跳变的脉冲，通过对脉冲回波的IFFT处理，获得合成距离高分辨的效果[17】。假设步进频率雷达的发射包络为矩形，发射信号可以表示为：x(，)=4·exp[j·(2xfif+只)】iT,≤t≤it,+f(3—1)步进频率信号的幅度和初相分别为4和鼋，脉冲的频率由载频Z起始，每个脉冲频率均匀步进，步进量为v，Ⅳ个步进脉冲称为一帧，第f个脉冲的频率为Z=Z+f·Af，i=o，l，⋯，N-1。脉冲重复周期为n，脉冲宽度为f。发射信号的波形如图3．1所示。 16毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现图3．1步进频率信号波形当距离为R的目标静止时，回波信号表示为：r(t)=A’，-exp[j·(2xfi(t-r’)+只)]fI+f’≤t≤it,+_r+f’(3—2)4’为回波的幅度信息，目标时延f’=2R／C，包含了目标的距离信息。回波信号y(f)与雷达本振信号z(f)=exp[j2xf。t+只]f≥0经过混频后，得到视频信号，在，。=珥+f／2+2尺／C处采样得到的一帧脉冲的复采样值S(，7)为：SAn)=4”exp(一j2xfr=4”exp[一j2zZr’]·exp[一J·2万·i·AUf’](3—3)4”为第i个脉冲回波信号混频采样后的幅度。式中的第一个指数项是常数，将第二个指数项看成目标产生的时间在t=2R／C的频域信号，以频率间隔Ⅳ线性变化。对这一帧数据中相同时间采样点的复数值S(”)(i=0，1，⋯，N一1)信号进行IFFT处理，则归一化后得到的输出可表示为：qI=万1I刍N-1s(")·eXp(，万279．f．叫=sinx(1—2NRAf)CⅣsin吾(卜2NRcAf)，l=0，1，⋯，N一1(3-4)脉冲合成后的结果是目标回波在，=2NRAf／C处主瓣宽度为1／Ⅳ△厂的窄脉冲，其距离分辨率为Ar=C／2Naf。此时，目标的距离分辨率是单脉冲分辨率的Ⅳ倍。步进频率信号的物理意义【14]可理解为：发射信号是以Ⅳ为频率抽样间隔的频率谱线。谱线可以表示目标的总带宽为B=Naf，包含了带宽内目标的离散频域信息，IFFT处理将频域信息转换到时域，得到距离高分辨效果。由于总带宽B是分布在Ⅳ个脉冲重复周期中的，接收机对每个脉冲回波采用相干接收，接收机带宽是每个脉冲的带宽，所以步进频率雷达所需的瞬时带宽小，但是需要长的脉冲综合时间。 第三章步进频率体制场景一维成像算法173．3参数选择和成像冗余3．3．1步进频率雷达参数的选择步进频率雷达参数的正确的设计，保证了采集到完整的距离像信息，从而保证获取正确的距离像f17]。距离像的特征，主要由r、乃和Ⅳ这三个参数决定。首先分析主要参数的含义，再具体说明各参数之间的相互关系对获取的信息的影响[161。(1)发射脉宽r：‘=Cr／2，表示单个脉冲的分辨率；(2)采样间隔Z：‘=Cz／2，表示采样分辨率，即每个采样点包含的比前一个采样点的新信息长度；(3)步进频率阶梯Af：_=C／(2Af)，表示细化之后的不模糊距离窗长度，即距离信息脉冲综合后的折叠长度，应大于目标的最大长度E；(4)步进频率数Ⅳ：在△厂确定后，Ⅳ决定了发射信号的总带宽B=Naf，距离细化后最小距离分辨率Ar=C／2B=C／(2NAf)。图3．2回波展宽和发散在实际雷达系统中，为满足雷达性能的要求，并得到完整的距离信息，系统参数之间存在着各种相互约束。参数选择对一维距离像的主要影响是产生了的两种成像冗余，分别是距离失配冗余和过采样冗余。一般回波宽度大于发射脉冲宽度，因此，为补偿回波的展宽，一般选取rAfl时，如图3．3(b)。此时‘>rx，即不模糊距离窗■不足以表示单个脉冲的距离范围只，这时会产生距离混叠，混叠区内无法判断目标的真实位置。这种参数在雷达波形设计时应该避免。情况3：当f△厂‘，即展宽后回波满足f’+乃≤2／Ⅳ，使每个采样点的有效区域大于距离新信息长度‘，通过的像拼接算法，同样可得到完备的结果，这被称为宽约束条件。3．4速度的影响目标运动时，速度对步进频率雷达成像的影响明显，影响主要是相位的变化[2q。雷达和目标之间的相对匀速运动时，脉冲回波序列的相位变化，由于速度距离耦合，一次相位项使IFFT后的像表现为峰值的位置移动，而二次相位项将导致峰值的幅度下降和宽度展宽。假设当目标以速度V(以相向运动为正，相远离运动为负)匀速运动，相对于静止目标，在脉冲间，目标的距离变化量为：·1DAR=R一民=-V(iT,+÷+书(3—5)二乙目标回波相位的表达式破’为： 毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现谚·：一2万(z+iAf)吾[Ro—y(fz+吾+警)】f：0，1，2⋯Ⅳ一1(3-6)展开相位表达式谚’，保留由目标速度引起的变化项：△谚’=2万[吮z·2V／C+i2Afl"·2V／C+iAf(r／2+2R／c)·2y／C](3—7)忽略公式中的第三项，即由f和R引起的相位变化较小项，只保留主要分量，一次相位项△破和二次相位项△么可以表示为：△办=2万兀‘}‘2V／C(3-8)△珐=2zxfi2I‘2V／C其中，一次相位项在每个子脉冲间是一个等差数列，脉冲综合时，只对目标产生位移效果，距离像移动的距离单元觚=N(fT，．·2V／C)=Z嵋2V／C，使合成距离像中的目标产生距离走动，当走动的位置超出不模糊距离窗时，合成距离像将发生折叠，根据数字信号处理[221的理论，当目标靠近运动时，即△破为正时，IFFT结果产生左循环位移，当目标远离运动时，IFFT结果产生右循环位移。二次相位项由于每个脉冲之间的项不是一个等差数列，表示子脉冲间原来正确的相对相位关系被改变，各频点回波相位不再同相，这会使能量不再聚焦，导致综合成后目标能量发散，使合成距离像中的目标峰值下降、波形展宽，影响了距离分辨率。目标运动时一次相位项的影响目标运动时二次相位项的影响l；kT'，s-速度0m／$f：：驰兢m。、“：。oj删州{糨删(a)一次相位项影响}速度0m／$／Vv√＼．速度200m／s!一剧锹限。～。、。A，∞。旅w^^^^删⋯(b)二次相位项影响图3．5速度引起的距离像的变化当发射脉冲宽度r=O．2ps，步进频率量Af=4MHz，步进数N=128。为了能更好的表示IFFT后结果的特性，采用采样频率为fs=100MHz，并进行1024点IFFT。只考虑一次相位项，图3．5(a)是速度为0m／s和5m／s时同一目标的距离像位移效果。只考虑二次相位项，图3．5(b)是同一目标目标速度分别为Om／s禾I200m／s燃[201。 第三章步进频率体制场景一维成像算法2l同时考虑一次和二次相位项的影响：目标运动会造成峰值位置移动和波形失真，当速度引起的相位超过一定程度，距离像的峰值出现的位置大于Ⅳ或小于0，距离像在不模糊距离窗中表现为从一端反折，从另一端出现。如果只反折目标像的一部分，就会在不模糊距离窗的两端都出现同一目标，造成“目标分裂”。速度越大，距离像展宽越严重，信噪比损失严重。表3．1速度对距离像影响造成影响的速度值步进数N--64步进数N=128一次项的造成移动一个距离单元1．072trds0．535m／s移动量超过不模糊距离窗64．48m／s68．48m／s二次项造成幅度下降3dB462m／s119m／s根据系统参数，表3．1分别计算速度引起的一次相位项导致测距误差超过一个距离单元的最小速度，一次相位项导致目标移动量超过不模糊距离窗的速度，二次相位项在幅度下降3dB时的最小速度。由一次相位项引起的相位变化的最大值为△破=27rfo．2V／C．ⅣZ，二次相位项引起的相位变化最大值为△么=2zgAf．2V／C．N2Z。针对本系统参数，一次相位项的影响远大于二次相位项，因此，必须首先考虑一次相位项影响3．5．1同距离选大法3．5像拼接算法的实现高分辨距离像(HRRP)是用宽带雷达信号获取的17I标散射点在雷达射线上投影的向量和。步进频率雷达中，像拼接算法就是利用距离失配冗余和过采样冗余，将距离信息按正确顺序排列，并对相同距离单元重复出现的距离像，按照一定规则进行处理后，得到在距离单元上完整的最接近真实结果的一维高分辨距离像[187120t。当参数设计满足紧约束条件时，回波信号包含了目标的距离像的所有信息。但这时IFFT后的距离像信息会有距离失配冗余，且这些信息是折叠的，因此，像拼接算法需要解决距离像的失配问题，从各组采样点中提取有效结果并按照正确的顺序拼接，获得真实正确排列的一维距离像。在较高采样率的条件下，有过采样冗余，算法还要选取最优的结果，使信噪比尽可能的大[161。一个优秀的像拼接算法能给出完整的一维距离像，还能适当放宽雷达前端设计的要求，从而减轻雷达前端的设计难度。 22毫米波测量雷达信号处理系统设计与实现同距离选大像拼接法【181中，同步采样后的第m个采样单元，表示的距离信息‘=Cr／2的位置为[mCT，／2一C_r／2，mCL／2)m=O，1，2，··M一1(3—9)t为采样时间，f为脉冲宽度，由于过采样，同一距离的信息被相邻采样点的IFFT结果重复表示。同距离选大法选取长度为t=Cr／2的信息，并与相邻采样点相同位置信息进行比较。这些信息在第m次IFFT结果中的位置为：』Pm2mod[(mt—f)Ⅳ矽，Ⅳ1(3-10)IQmmod[(mTs)NAf，Ⅳ)】圪和Qm也是为提取信息的起始和结束点位置，当Qm