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1、非隔离型混合式直流–直流PWM变换器的开关电容/开关电感结构BorisAxelrod,YefimBerkovich,Member,IEEE,andAdrianIoinovici,Fellow,IEEE摘要---本文提出了几个简单的由两个电容器和两三个二极管(开关电容)，或者由两个电感器和两三个二极管(开关电感)构成的开关结构。这些结构可以分为两种类型：“降压”和“升压”。这些结构被嵌入到传统的变换器中，比如：buck电路,boost变换器,buck–boost变换器,Cuk变换器以及Zeta和Sepic变换器。“降压”开关电容或开关电感结构可以与buck变换器,boost变换器,buck–b
2、oost变换器,Cuk变换器以及Zeta和Sepic变换器结合，从而得到一个降压的功能。当变换器的有源开关打开时，开关电感模块中的电感器将串联充电，或者在C-switching板块中的电容器将并联放电。当有源开关关闭时，在开关电感模块中的电感并联放电，或者开关电容模块板块中的电容器串联充电。“升压”开关电容/电感结构与boost变换器,buck–boost变换器,Cuk变换器,Zeta变换器以及Sepic变换器相结合，以得到升压功能。对新型混合变换器的稳态分析可以确定它们直流输出的电压比。增益公式表明，混合式变换器与传统经典变换器相比，可以成倍地减少或增加原来的输出电压。这里提出的混合式变换
3、器与平方变换器所包含的元件数量相同。它们的指标（直流增益，有源开关和二极管上的电压和电流，通过电感的电流）可以与现有的平方变换器作比较。新型混合动力变换器的主要优势在于，它基于较少的能量磁场，从而节省了尺寸和电感成本，开关元件上产生的电流应力小，从而减小了导通损耗。实验结果也证实了以上理论分析。关键词：直流–直流变换器，开关电容，开关电感，稳态分析。1.介绍基本的DC–DC变换器，在降压时（其理想的线路输出电压比M:M=D,D是占空比），boost(M=1/(1-D))电路,buck-boost电路，Cuk电路，Sepic和Zeta(M=D/(1-D))。变换器不能提供一个很大的降压比，也不
4、能提供一个很大的升压比，正如许多现代的应用所要求的那样。今天的集成电路（IC）是从小于5V的电压来描述的。它预示着未来的微处理器的电源电压将从3.5下降到1V，甚至更低，这是为了在现代高功率消耗CPU的情况下减少功率损耗[1]。电源供应器能够将12V（或48V）标准电压降低到需要的1V。当使用提供互联网服务的电信标准设备时，48V的直流电池厂被推到一个380v的中间直流总线上[3]。在35W功率下，高强度放电灯（HID）的汽车前照灯需要在启动时将电压从12V增加到超过100V[3]。为了提供这样高的电压转换比M，基本的变换器必须使用极端的占空比，即小于0.1的降压变换器，或高于0.9的升压变
5、换器。一个极端的占空比，会损害效率并影响瞬态响应[4]。同时，产生这样一个极端的占空比，控制电路必须包含一个反应非常快的，昂贵的比较器。极端的占空比在高开关频率下，由于在升压变换器的二极管（自驱动晶体管）或在降压变换器的有源晶体管中传导时间极短，甚至可能引起故障。为了获得所需的电压转换比，显而易见的解决方法就是使用变压器：如正激或反激变换器。然而，如果工业应用不需要直流隔离，变压器的使用只会增加成本，体积，和损失。此外，一个大型变压器的匝数比（n:1）会增加主要元件的电压应力,从而影响效率。最近，电压调节器已被开发用于在微处理器中如何获得所需的代1V电源电压[5]。为了满足严格的设计要求，这
6、些具有高负载电流和快速动态响应速度的变换器仍处在开发阶段。1990年代提出的开关电容变换器，可以提供任何陡峭的转化率（这些电路教程可以在文献[6]中找到）。然而，它们的效率比较低，并且在电容器充电时加入了di/dt。在如今的节能世界中，为了获得所需的电压比而使用级联变换器是不可能的，因为这个过程意味着整体效率要等于每个变换器的效率的乘积。通过使用一个单一的驱动晶体管[7]，[8]，平方变换器可以缓解级联电路的效率问题，但这可能引起的过电压或过电流。由开关电容的单元开始，开关电感电容器电路已在[9]中建立。一个设计变换器新型结构的系统的基础的拓扑方式在[10]中首次被提出。一种新的变换器已经被
7、起初，它利用了一个开关电容单元和开关电感单元之间的二元性，以及电压驱动变换器和电流驱动变换器之间的二元性。一般拓扑公式可以计算每个变换器的电压比。然而，[10]把变换器自身限制在包含两个最大开关的电源供应器之间，并不一定是在大转换率的供应器之间。一个使用这些开关，并且只允许一条高压电线的结构在[11]中给出。它包含一个电容二极管电压乘法器，类似于在[12]中用到的多级电容分压器，以得到更大的压降比。这些非凡的
