《控制阀粘滞特性补偿控制方法研究》由会员上传分享，免费在线阅读，更多相关内容在学术论文-天天文库。
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ＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＣｏｎｔｒｏｌＭｅｔｈｏｄｓｆｏｒＳｔｉｃｔｉｏｎｉｎｔｈｅＣｏｎｔｒｏｌＶａｌｖｅ戀＼＞’／＼Ｌ／Ａｌｌ化ｏｒｓｓｉｇｎａｔｕｒｅ；＾’Ｓｕｅｒｖｉｓｏｒｓｓｉｎａ化ｒｅ：ｐｇ—ＥｘｔｅｒｎａｌＲｅｖｉｅｗｅｒｓ：ＡｎｏｎｙｍｏｕｓＡｎｏｎｙｍｏｕｓＡｎｏｎｙｍｏｕｓＹｉｉｕｎＣａｉ．ＺｈｅｊｉａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＥｘａｍｉｎｉｎＣｏｍｍｉｔｔｅｅＣｈａｉｒｅｒｓｏｎ：ｇｐＪｉｎｈｕｉＣａｉ．ＣｈｉｎａＪｉｌｉａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙＥｘａｍｉｎｉｎＣｏｍｍｉｔｔｅｅＭｅｍｂｅｒｓ：ｇＪｉａｎＣｈｅｎ．ＺｈｅｉｉａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙＬｅｉＸｉｅ，ＺｈｅｊｉａｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙＯｉｎｍｉｎＹａｎ泛Ｚｈｅｉａｎ泛Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，ｉＤａｔｅｏｆｏｒａｌｄｅｆｅｎｃｅ：Ｍａｒｃｈ９．２０１６ 浙狂大学研究生学位论文独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。除了文中特别加Ｗ标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得浙江大学或其他教育化构的学位或证书而使用过的材料一。与我同王作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。学位论文作者签名：签字日期：＞八年參月口日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解浙江大学有权保留并向国家有关部口或机构送交本论文的复印件和谣盘，允许论文被查阅和借阅。本人按权浙江大学可Ｗ将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索和传播，可采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。（保密的学位论文在解密后适用本提权书）：学位论文作者签名ｉ■側１导师签名：签字曰期：７＾／《年夸月０曰签字曰期：年月／曰／｜ 浙江大学硕±学位论文摘要在工业过程控制系统中，气动控制阀是最常见的终端元件，其性能的好坏将直接与控制系统的调节品质相关。由于气动控制阀长期与被控介质直接接触，在工作一段时间后经常出现非线性特性，其中Ｗ姑滞特性最为常见。控制阀的枯滞特性容易诱发控制回路产生振荡现象，从而导致生产过程效率降低甚至生产停止。因此，在检测出控制阀存在接滞特性后，采取适当的补偿控制手段克服控制阀的裕滞作用十分必要。本文在阀读了大量关于控制阀摇滞特性补偿控制的文献基础上，从理论结合实践的角度出发，对控制阀粗滞特性补偿控制进行了较为深入的研究：。本文的主要研究内容如下１、分析了Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法参数选取的依据，发现其脉冲幅值的选取相对困一难许多，，往往是通过人王试凑的方式然后提出了种基于黄金分割法的脉冲幅值在线自整定寻优算法，并对所提出的算法进行了仿真研究，验证了该算法的有效性。２、分析了两步补偿法的常规实现方式，发现其实现过程耗时较长，尤其是面对具有大迟延特性的过程系统一，然后提出了种两步补偿法的新型实现方式。所提出的新型两步补偿法无需等待过程系统稳定下来，提高了两步补偿法的应用效率，，并对该实现方式进行了仿真研究验证了该方法的有效性。３、在控制阀粘滞特性单参数模型ＭＰＣ补偿控制的基础上，将更具代表性的双参数Ｈｅ模型转换为对应的输入约宋条件，利用ＭＩＱＰ求解器实现了控制阀姑滞特性的ＭＰＣ补偿控制，并利用仿真平台将该方法的补偿效果与常规ＰＩＤ控制效果进行了对比，验证了该方法的有效性。关键词：气动控制阀；粘滞补偿；Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法；两歩补偿法；ＭＰＣ补偿法Ｉ 浙江大学硕女学位论文ＡＢＳＴＲＡＣＴＩｎｔｈｅｉｎｄｕｓｔｒｉａｌｐｒｏｃｅｓｓｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍ，ｐｎｅｕｍａｔｉｃｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｉｓｔｈｅｍｏ巧ｃｏｍｍｏｎｔｅｒｍｉｎａｌｅｌｅｍｅｎｔｗｈｏｓｅｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｗｉｌｌｂｅｄｉｒｅｃｔｌａｓｓｏｃｉａｔｅｄｗｋｈ化ｅ，ｐｙｑｕａｌｉｔｙｏｆｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍ．Ｔｈｅｐｎｅｕｍａｔｉｃｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅａｌｗａｙｓｗｏｒｋｓｗｉｔｈｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｅｅｉｕｍ．Ｓｏａｆｔｅｒａｅｒｉｏｄｏｆｍｅｓｏｍｅｎｏｎｎｅａｈａｒａｃｔｅｔｃｓｍａｌｄｍｄｔｉ，ｌｉｒｃｒｉｓｉｐｙａｅａｒａｍｏｎｇｔｈｅｍｓｔｉｃｔｉｏｎｉｓｔｈｅｍｏ巧ｃｏｍｍｏ打？ＴｈｅｓｔｉｃｔｉｏｎｉｎｔｈｅＶ过Ｉｖｅｗｉｌｌｃａｕｓｅｐｐ，，ｏｓｃＵｌａｔｉｏｎｏｆｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐｓｅａｓＵｙａｎｄｒｅｓｉＵｔｉｎｅｆｉｃｉｅｎｃｌｏｓｓａｎｄｅｖｅｎａｓｔａｎｄｓｔｉｌｌｏｆ，ｙｔｈｅｐｒｏｄｕｃｔｉｖｅｐｒｏｃｅｓｓ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ａｆｔｅｒｔｈｅｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｔｈｅｓｔｉｃｔｉｏｎｉ打ｔｈｅｖａｌｖｅ，ｉｔｉｓｎｅｃｅｓｓａｒｙｔｏｉｎｔｒｏｄｕｃｅａ打ａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ化ｏｖｅｒｃｏｍｅｔｈｅｓｔｉｃｔｉｏｎ．Ｂａｓｅｄｔｔｅｓｔｈｔｓｓｓｏｔｈｅｔｎｍｅｔｈｏｄｆｏｏｎｈｅｒｅｌａｄｒｅｆｅｒｅｎｃｅｅｈｅｉｆｏｃｕｓｅｎｃｏｍｐｅｎｓａｉｏｒｔｈｅ，ｓｔｉｃｔｉｏｎｉｎｔｈｅｖａｌｖｅｆｒｏｍｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌａｎｄｐｒａｃｔｉｃａｌａｓｐｅｃｔ．Ｔｈｅｍａｉｎｃｏｎｔｅｎｔｓａｓｆｏｌｌｏｗｓ：’１、Ｔｈｅ化ｌｅｃｔｉｏｎｂａｓｉｓｏｆｔｈｅＫｎｏｃｋｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｓｐａｒａｍｅｔｅｒｓｉｓａｎａｌｙｚｅｄ．化ｉｓｆｏｕｎｄｔｈａｔｔｈｅｓｅｌｅｃｔｉｏｎｏｆｕｌｓｅａｍｌｉｔｕｄｅｉｓｒｅｌａｔｉｖｅｌｍｏｒｅ出ｆｉｃｕｌｔａｎｄｕｓｕａｌｌｐｐｙｙｒｅｌｉｅｓｏｎｍａｎｕａｌｅｒｒｏｒｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ．Ｔｈｅｎａｎｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎａｌｇｏｒｉｔｈｍｏｆｐｕｌｓｅａｍｐｌｉｔｕｄｅ－ｓｅｔｏｎ－ｒｏｓｅｓｅｔａｗｔｔｌｆｕｎｉ打呂ｌｉｎｅｉｓｐｏｄｂａｓｅｄｏｎｏｌｄｅｎｃｉｏ打ｌ．Ａｎｄａｓｉｍｕｌａｉｏｎｓｕｄｉｓｐｇｙ＇ｔｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄｔｏｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅｔｈｅｒｏｏｓｅｄａｌｏｒｉｈｍｓｕｓｅｆｕｌｎｅｓｓ．ｐｐｇ２－、Ｔｈｅｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌｉｍｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｏｆ化ｅｔｗｏｍｏｖｅｃｏｍｅｎｓａｔｉｏｎｉｓａｎａｚｅｄｌｙｐｐ，ｉｃｈｍａＣＯ巧１００ｃｌｅｅｅｃａｔｈｅａｃｅｅｓｔｅｔｗｈ：ｍｕｈｉｍｓｉｌｌｉｎｆｏｆｔｈｒｏｃｅ化ｓｍｗｉｈｌａｒｅｙ，ｐｙｐｙｇ巧－ｄｅｌａｙｃｈａｒａｃｔｅｉｉｉｃ．Ｔｈｅｎａ口ｅｗｉｍｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｔｗｏｍｏｖｅｃｏｍｅｎｓａｔｉｏｎｐｐｗｉｔｈｏｕｔｗａｔｉｎｆｏｒｔｈｅｒｏｃｅｓｓｓｓｔｅｍｔｏｅｓｔａｂｌｅｉｓｒｏｏｓｅｄｗｈｉｃｈｃａｎｍｒｏｖｅｉｇｙｂｐｐｉｐ，ｐ－ｔｈｅｅｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅａｌｉｃａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｔｗｏｍｏｖｅｃｏｍｅ打说ｔｉｏｎ．Ａｎｄａｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｐｐｐｓｔｕｄｙｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ化ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ、ｕｓｅｆｔｉｌｎｅｓｓ．３ＢａｓｅｄｏｎＭＰＣｃｏｍｅｎｓａｔｉｏｎｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒｔｈｅｓｉｎｌｅａｒａｍｅｔｅｒｍｏｄｅｌｏｆｓｔｉｃｔｉｏｎ＾ｐｇｐ？ｉｎｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅＨｅｍｏｄｅｌｏｆｄｏｕｂｌｅａｒａｍｅｔｅｒｓｉｓｃｏｎｖｅｒｔｅｄ化ｔｈｅｃｏｒｒｅｓｏｎｄｉｎ，ｐｐｇｉｎｐｕｔｃｏｎｓｔｒａｉｎｔｓ，ａｎｄＭＩＱＰｓｏｌｖｅｒｉｓａｐｐｌｉｅｄｔｏｒｅａｌｉｚｅ化ｅＭＰＣｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｏｎｔｒｏｌｏｆｓｔｉｃｔｉｏｎｉｎｔｈｅｖａｌｖｅ＊ＡｎｄｔｈｅｃｏｍｅｎｓａｔｉｏｎｅｆｅｃｔｉｓｃｏｍｐａｒｅｄｔｏｔｈｅｐｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌＦＩＤｃｏｎｔｒｏｌｂｙｓｉｍｕｌａｔｉ打ｇ，ｔｈｅｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅ巧ｏｆｔｈｅＭＰＣｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＩＩＩ 浙江大学硕±学位论文ｃｏｎｔｒｏｌｉｓｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅｄ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＰｎｅｕｍａｔｉｃＣｏｎｔｒｏｌＶａｌｖｅ；ＳｔｉｃｔｉｏｎＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ；Ｋｎｏｃｋｅｒ；Ｔｗｏ－ｍｏｖｅＭＰＣ；ＩＶ 浙江大学硕±学位论文目录摘要ＩＡＢＳＴＲＡＣＴ虹＠录Ｖ１绪论１１１１．引言１．２控制阀概述２１．２．１控制阀简介２１２４．２．控制阀常见特性．３６１控制阀猎滞特性补偿控制方法研究现状１１控制阀粗滯特性经典补偿方法６．３．１２７．３．控制阀粗滞特性改进补偿方法１．４本文主要肉容１２２基于黄金分巧法巧Ｋｎｏｃｋｅｒ参数在线自塞定寻优算法１５２１．１引言５２１．２基于Ｋａｎｏ横型的控制阀粗滞特性建模６２．３Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法特点分析１９２．３．１Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法实现原理１９２３２Ｋｎｏｃｋｅ：２０．．ｒ补偿法参数的选取２．３．３仿真研究及分析２２２．４基于黄金分割法的在线白整定寻优算法２３２．４．１黄金分割法的基本思想２３２．４．２Ｋｎｏｃｋｅｒ关键参数ａ的寻优２４２．４．３仿真研究及分析２６２．５本章小结２７３控制闲藉滞持性开环两步补偿法的新型实现方式２９３１２．引言９Ｖ 浙江大学硕±学位论文３．２基于Ｈｅ模型的控制阀摇滞特性建模３０３．３开环两步补偿法特点分析３１３１３．３．１开环两步补偿法实现原理３．３２．３２常规开环两步补偿法的互次实现３３４．３．３仿真研究及分析３．４基于控制器输出期望值估计的新型开环两步补偿法％３．４．１新型开环两步补倦法的实现方法％３．４．２仿真研究及分析４０３．５本章小结４１４基于ＭＩＱＰ求解问題实现控制闲抱滞特性的ＭＰＣ补偿控制４３４３４．１引言４．２控制阀粘滞特性模型的约東条件转换４４４．２．１单参数ｄ模型的约宋条件转换４４４．２．２双参数Ｈｅ摸型的约宋条件转换４６４．３ＭＰＣ补偿法特点分析４９４．３．１ＭＰＣ控制算法４９４２ＭＰＣ５０．３．补偿法的实观方法４．３．３求解ＭＩＱＰ问题５２４．３．４仿真研究及分析５４４４５．本章小结７５结東语巧５．１研究工作总结巧５２研６０．究工作展望参考文献６３致巧６７作者简介６９作者在攻读巧壬学位巧间的科研成果７１ＶＩ 浙江大学硕±学位论文１绪论１．１引言随着企业规模的不断扩大，现代工业控制系统中包含成千上万的控制回路，并且回路之间存在着精合作用，这些控制回路的性能表现将直接影响企业的产品品质、生产安全、生产成本、节能环保等指标，因此王业过程控制的重要性不言而喻。然而，由于工业控制系统日兹复杂，许多控制回路的日常维护工作并不及时都是出现了故障才去修理所Ｌ义控制回路性能表现不佳是十分普遍的现，往往，１一］象［２６王业过回路进行的牡。项持续两年的调查结果显示，在对０００个程控制，一的控制回路性能表现良好能分析中，剩余的控制回路的性能，大约仅有王分之一均有待提高。研究表明，如果现代工业控制系统中能有百分之的控制回路性能Ｐ］得到改善或者提高其能源利用率，那么将会挤出上亿美元的利润空间。３４［］有研究指出，在工业过程控制系统中，那些性能表现较差的控制回路大部分都处于振荡状态。控制回路的振荡现象将直按导致企业的产品品质变差、生产一系列问题安全性降低、设备损耗加快、生产成本提高等。然而，在实际工业生产中，即使控制回路出现了振荡现象，但是因为相关设备并未到维修周期，是不可能停止生产过程而去对设备进行检修的。因此，如何在设备正常运行期间检测６［］控制回路振荡现象产生的原因是十分必要的。控制回路产生振荡的原因主要分为王种：控制器参数整定不当、过程存在噪声／外部干扰、过程设备存在问题。７－９＂［］２０％￣／有数据显示，大约ｒ３０〇的控制回路振荡问题是由于控制阀出现了非线性特性所引起的，控制阀的非线性特性主要包括回滞、死区、跳变、据滞等，这些一特性均会对回路性能产生不同程度的影响。阀口的单位维修成本非常高，般在４００美元至８００美元，现代工业生产过程系统中大约有３００万个阀口，如果毎个阀口都需要维修一，那无疑将是笔巨额开支。因此，利用过程控制手段来延长阀口的维修周期，保证在王业生产过程中阀口仍然能够正常工作显得栓外重要。在控制阀的各种非线性特性中，粗滞特性最为常见，并且控制阀抱滞特化非９］［工业生产常容易诱发控制回路产生振荡。控制阀粘滞特性补偿控制不需要在周期内停止生产过卷，单纯依赖补偿信号或调节ＰＩＤ控制器即可消除或减弱控制１ 浙江大学硕±学位论文回路的振荡现象一，是种十分有效的方式。控制阀枯滞特性的补偿控制作为工业过程系统性能改善的一个重要手段王工业生产过程的正常，对石油、化、发电等运转具有重要意又。１．２控制阀概述１．２．１控制闽简介控制阀作为工业过程控制系统中最常见的执行器，其应用质量的好坏将直接与控制系统的调节品质相关。控制阀作为过程控制中的终端元件，相比过去它得到了人们更多的重视。控制阀应用的好坏和许多因素相关，主要包括产品本身质量是否过关、操作人员安装是否得当、操作是否合理、维修是否及时等，同时也和选型息息相关。如果控制阀选型失误，可能会造成系统开开停停，严重的甚至无法投入使用，所Ｗ对于工业巧程控制系统的操作设计人员来说，应该充分认识到控制阀在现场的重要性，对其影响过程性能的相关因素要引起足够重视。控制阀的调节开度关系到被控介质的流量特性，这也就意味着控制阀要长期与被控介质直接接触，面对高温、高压、高粧度、强腐蚀等复杂环境，控制阀的选型要十分讲究。依据工业过程的特性，控制阀选型有几个原则：（１）按照工艺条件，选择合适的控制阀结构和椅料；（２）按照工艺对象的特点，选择控制阀的（３）流量特性；按照工艺操作参数，选择合适的控制阀口径尺寸；（４）按照王艺（）选过程的要求，选择所需要的辅助装置；５择合涅的执行机构，执行机构的响应速度需要满足工芭要求。本文研究的控制阀类型主要是气动控制阀，这是因为气动控制阀在实际工业过程生产系统中的使用率高这９０％Ｗ上。气动控制阀主要包括互个部分：阀体、执行器、阀口定位器。阀体是控制阀下部直接与管路相连接的部分，它通过阀抒与执行器栖连接，在执行器的推动下阀体可Ｗ改变其与管路间的流通面积，使得经过阀体的流量发生变化，进而使过程输出满足控制目标；执行器是用来驱动阀２０￣抒运动的装置１００ＫＰａ，然后，它可Ｗ接收的气压信号产生相应的推力，驱？动阀杆运动Ｌ乂将４２０ｍＡ的标准电信号转换成２（ＭＯＯＫＰａ的标；阀口定位器可准气压信号，同时阀口定位器还能根据阀杆位移反馈信号使输入电信号与位移信２ 浙江大学硕±学位论文－号保持良好的线性关系，在数字控制系统中经常使用。图１１展示了常见的气动控制阀的工作原理，不同类型的阀口细节设计不同。当电信号Ｕ作为控制信号输入到阀口定位器时，定位器可Ｗ通过鼓膜的变化将电信号转换成弹黃为，使得进入到执行器上下两室的空气量发生变化，这样阀杆活塞两侧的受为随即发生变化，进而驱动阀杆发生移动。多数情况下，阀口定位器的尺寸保持不变，通常会改变执行器的规格来适应不同需求。执行器越大，其内部的气窒越大，这意味着在阀口定位器规格不变的情况下，要花费更长的时间才能改变执行器上下两室的空气压为差，这样阀杆移动就比较缓慢。反之，执行器越小，则可Ｗ更快化驱动阀巧移动。ＵＡｃｔｕａｔｏｒＬ—－翊——＿ｒＩＪＶ麵＾ＶａｌｖｅＥＴｌ國－圈１１气动控制阀工作原理图控制阀在理想工作环境中是呈线性特性的，但在实际作业中，控制阀大部分３ 浙江大学硕±学位论文一时间处于较为恶劣的环境，当其工作段时间后，难免出现各种各样的故障，文１１－１７［］献对控制阀常见的几种故障进行了详细的分析和分类レ，归纳出乂下几种常见故障及其原因：（１）、。阀杆闽患能运动的部分所受阻力增大可能原因：填充原料过于紧、密，，使得阀杆与接触壁的摩擦力增大；阀杆、阀忠的同Ａ度不好导致其受力不均衡；阀杆在长期使用后发生形变；气源含水在温度较低时容易在管内结冰，导致堵塞。（２）控制阀介质泄漏量大：，。可能原因阀杆长短不合适阀口调巧后无法关严；阀体内密封性变差。３一（）阀杆仅在某方向运动时表现迟缓。可能原因：气动薄膜执行机构中膜片处破损泄漏；执行机构中密封泄漏。阀杆在往复运动时均表示迟缓。可能原因：阀体内有粘物堵塞；填充原料变质硬化。（４）控制阀在任何开度下都振动。可能原因：支摧不稳；附近有振动源；阀恕与衬套磨损严重。控制阀在接近全闭位置时振动。可能原因；控制阀选大了，常在小开度下使用；单座阀介质流向与关闭方向相反。（５）控制闽的线性特化不佳。可能原因：弹黄反馈性能变差；阀杆与接触壁的摩擦力过大等。１２２．．控制阔常见特隹－２－控制阀常见的非线性特性主要包括死区特性（图１）、回滞特性（图１３）、－４－－死区加回滞特性（图１）、不录敏区特性（图１５）、饱和特性（图１６）Ｗ及藉滞特性－７）Ｌ（围１？乂上控制阀非线性特性图中０Ｐ表示控制器输出信号（ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒＯｕｔｐｕｔ），ＭＶ表示控制阀输出信号（ＭａｎｉｐｕｌａｔｅｄＶａｒｉａｂｌｅ），巧阀口位置。困－２所示的控制阀死区特性产生的１原因十分复杂，主要是机械元件反应时间和电信号反馈时间存在时间差问题，比如由于摩擦方面的影响，电信号输入了，但是机械运动要先克服静摩擦力再运动，这样就产生了死区。影响死区的因素有很多，但主要还是机械与电的反馈时间快暧的问题。１－３描述了控制阀回滞特牲单独出现时阀口的输入输出特性图，但回滞特性一一－与图１２描述的死区特性经常同出现当两者，同出现时阀口输入输出特性如４ 浙江大学硕±学位论文一图－４１所示。回滞特性是控制阀输出信号总是滞后于输入信号的种特性。很多领域都存在回滞现象，比如介质中的电场或磁场需要逆向偏置的电压才可Ｌ乂完全退跑；机械系统中的齿隙也会造成回滞现象，比如变速箱中的齿轮咬合不紧时，正传和反转的机械特性称为反弹（ｂａｃｋｌａｓｈ），与回滞特性相似。至１ｎｄｅａｄｂａｎＵｄＸ７／Ｗ＾Ｉ＾（并ＯＰ－－图１２控制阀死区特性图１３控制阀回滞特化ｉｋｉ＼ｄｅａ？＞ｃｆｌＭｎｄ＞／７ｄｅａｄｚｏｎｃ！ｙ／／Ｉ）厂鮮Ｉ＞＞ＯＰＯＰ－－图１４控制阀死区加回滞特性图１５控制阀不灵敏区特性一－图１５所示的控制阀不灵敏区特性比较容易理解，就是阀口输入信号在某段范围区间时，阀口没有出现相应的线性相应动作。不灵敏区往往出现在零位附近，即输入信号很小时控制阀没有输出。－图１６巧示的控制阀饱和特性是指阀口开度有上下限限制，阀口全关时开度００％为０％，阀口全开时开度为１，控制信号超出上下限时阀口无法响应。－７阀枯滞特性在所有非线性特性中最为常见也是本文研究图１所示的控制，一的重点，即阀段死区后即将滑动，。姑滞特性最大的特点是死区加跳变抒在经历５ 浙江大学硕±学位论文但此时阀杆发生突然的跳变。Ａ争＇＇ＳＩ＇广７Ａ资ｄｅａｄｂａｎｄｙＡ了ｉ－－－一心—庐屯１－？－ｉ１＾巧ｓｔｃｋｂａｎｄｉＩ？Ｉ＾ＯＰｍ－－图１６控制阀饱和特性国１７控制阀粘滞特性１．３控制阀摇滞特性补偿控制方法研究现状１．３．１控制阀粘滞特化经典补偿方法控制阀的巧滞特性会引起控制回路发生振燕，所Ｗ检测控制阀粗滞特性是否ｔＷ存在并对其进行量化分析是非常有意义的。关于控制阀描滞特性的检测方法１９－２３己经比较成熟，文献［都对粘滞检测进行了相关研究，但是关于控制阀姑滞］特性补偿控制的研究却相对较少。目前巴提出的控制阀粘滞特性补偿控制方法大口４－２７Ｐｓ－口２－３３］１Ｗ概可Ｗ分为吉类ｏｃｋｅｒ补偿法、控制器调节法。：Ｋｎ、两步补偿法Ｋ一证ｎｏｃｋｅｒ补偿法通过叠加系列的短脉冲方波信号到控制器输出信号，保一［２４心］控制阀不停运动，避免控制阀停滞在个位置，进而保证被控量来不及发生较大的变化。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号有王个参数：脉冲幅值、化冲宽度、脉冲周期，口８］这王个参数的选取与过程系统、控制阀枯滞程度相关。利用Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法可Ｗ快速带离控制阀离开当前描滞位置，当控制系统达到稳态时，如果系统输出与设定值的误差满足控制要求，即可关闭ＰＩＤ控制器，避免阀口发生额外的移动。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法可１＾乂有效地消除控制回路的振荡现象，不过是Ｗ增加阀口的振动频率，减少阀口的使用寿命为代价。两步补偿法首先在与控制器输出信号相同方向上叠加一个能量较大的补偿一信号，将阀口带离当前指滞位置，然后再反向叠加个补偿信号，将阀口直接移６ 浙江大学硕±学位论文２９】［动到目标位置。控制阀经过两步移动后到巧目标位置，所Ｗ称为两步补偿法。两步补偿法在实现时需要一个重要参数，即阀口到达目标位置所对应的控制器输一出期望值。两步补偿法的般实现方式是驱动阀口进行多次移动（除两步移动外），过程中需要等待系统输出稳定ＰＷ，进而获取控制器输出期望值。大多数情况下，两步补偿法需要将回路切换到开环控制，因此在补偿期间不允许设定值变化或过程存在外部干扰。控制器调节法可Ｗ保持控制回路处于自动模式，仅根据回路振荡产生的原因ＰＨ）来调节控制器参数，，从而消除振荡或减小振荡的幅度和频率。然而为了克服因控制阀枯滞特性所引起的振荡而去调节ＰＩＤ参数，容気影响常规操作下过程输出跟踪设定值的效果或回路抑制干扰的能力，比如去除控制器的巧分作用，通常会造成比较严重的稳态误差。１３２．．控制巧粗滞特性改进补偿方法理想的控制阀粘滞特性补偿器应巧具备Ｌ乂下条件；（１）控制阀阀杆动作不应太频繁；（２）过程输出信号波动不应太大；（３）控制信号（控制阀输入信号）不一Ｋｎｏ应太大。许多文献在上节介绍的经典补偿方法的基础上，对ｃｋｅｒ补偿法和两步补偿法进行了相应的改进。（１）Ｋｎｏｃｋｅｒ朴偿法的改进方法ａ．引入阔值条件虽然Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法消除回路振荡的能为很强，但是会导致阀口频繁动作，增加阀口磨损程度工程中一Ｌ。在实际，被按量是允许有定的稳态误差的，所乂可Ｌｃｋｅ一定阐值的补偿条乂考虑在允许的稳态误差范围内，适当给Ｋｎｏｒ补偿器设置３４［１件当控制阀输入信号变化量Ｕｔ超出设定的阔值０时才开后Ｋｎｏｃｋｅｒ，例如ｋ（）Ｕ，一Ｋｎｏレ补偿器，ｃｋｅｒ，这样在定程度上可乂适当减小阀口动作的频率改进后的补偿信号表达式为：＇ａｓｉ－Ｗ—ｎｔ＾ｔ＋片＋Ｔ苗［ｃ的｜ｃ的ｐｆｃ＝．１Ｍ的－１ｆｃ（）０，ｏｔｈｅｒｗｉｓｅ１ 浙江大学硕±学位论文ｂ．控制冻结算法一当Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制达到目标效果］＾乂后回路中存在的些微弱突变信号有，可能影响控制阀的移动情况，巧使控制阀阀杆移动的距离很微小，但这也是不必２７一要的。因此，文献［提出了种控制冻结算法，即当控制回路的稳态误差很小］时，停止ＰＩ控制器和Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器；如果控制回路的稳态误差较大，则重启ＰＩ控制器和Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器。基于Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法的控制冻结算法的具体实现方式；当Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制介入作用后，如果控制回路的稳态误差小于５％并且保持１０秒Ｗ上，那么ＰＩ，控制器则停止输出控制信号，进而Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器的输出也保持为零，这样便冻结了控制信号；如果稳态误差超过５％，并且保持２秒Ｗ上，那么则重启ＰＩ控制器和Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器。此方法化同样适用于ＰＩ控制器单独作用。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制冻结算法在消除回骆振荡Ｗ后，面对微弱的突变信号仍然有良好的鲁棒性，即使设定值频繁变化或者过程存在较大干扰，此改进算法也能有效处理。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制冻结算法的控制回路框图如图－８－９１所示，算法流程图如图１所示。Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ＞ｅｒｒｏｒｉ■ＥｎａｂｌｅＰＩＤＤｉｓｔｕｒｂａｎｃｅ斯ｕ￣‘的ＴＰＩＰＧ产ｈＬ－—Ｅｎａｂ？ｌｅ的，的ＡＰＳＰ｜Ｖ｜｜Ｕｔ１１■■…一———ｃ（）？Ｐｒｏｃｅｓｓ？ｆｒ＝？Ｖａ■？ｌｖｅｊ＾＾＾邮ｆ戶。ＩＴＮｏｉｓｅ图－Ｋｎｏ１８ｃｋｅｒ补偿控制冻结算法的控制回路框图８ 浙江大学硕ｄｒ学位论文Ｓｔａｒｔ〔）ｒ，Ｅｎａｂｌｅ化ｅＰｕｌｓｅｓ一ＩｙｅｓＤｉｓａｂｌｅｔｈｅＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒＭａｘｉｍｕｍｅｒｒｏｒｉｓ＾２戸＜＾Ｃ＜＾２ｄｕｒｉｎｇ４ｔＪ？＾＞＾＾ｎｏＥｎａｂ＊ｌｅｔｈｅＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ圈－９Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制冻结算法流程图１（２）两步补偿法的改进方法ａ．Ｐ瓜控制器与两步法补偿器切换文献口巧提出了一种两步补偿法的改进方法，在该方法中，补偿信号不再叠加到ＰＩＤ控制器输出信号中，控制阀输入信号将在Ｐ瓜控制器输出信号和两步１－１法补偿器输出信号之间巧换，如图０所示。首先假设ＰＩＤ控制器巧使在回路因控制阀粗滞特性产生振荡后，仍然能够处理干扰信号和设定值变化，并且当补偿器介入控制巧，ＰＩＤ控制器能够跟踪控制Ｌ阀输入信号乂及偏差信号。如果补偿器作用后回路振荡消失，那么控制偏差趋于９ 浙江大学硕±学位论文口５Ｐ］ＩＤ控制零，并且器输出信号化将趋于补偿器输出信号。此时如果过程中，存在干扰信号或者设定值发生变化，补偿器的控制效果会受到影响，误差信号不ＩＤ再趋于零，Ｐ控制器输出信号也不再趋于补偿器输出信号。那么，将控制阀输入信号切换到ＰＩＤ控制器输出信号，利用ＰＩＤ控制器抑制干扰和跟踪的能力，使控制回路再次处于振荡，然后再利用两步补偿器进行补偿控制。Ｃｏｍｅｎｓａｔｏｒｏｎ／ｏｆｉｆｐ——ｒＰＩＤｍｏｄｕｌｅｗｉｔｈｔｒａｃｋｉｎｓｉｎａｌ■ｇｇ置＾—ＩｗＣｏｍｅｎｓａｔｏｒ（０ｉｏｐｉ｜ｉｐｙｐｖ＊１Ｖａ一Ｐｒｏｃｅｓｓ－ｌｖｅｅｔ；＾（）１ｙ￣■ｔ王ｉ？ＴｒａｃｋｉｎｇｓａｌＩｇｎＮｏｉ化Ｌ—－图１１０改进后的两步补偿控制回路框图此改进方法在两步补偿开环实现时，只需要驱动阀口移动四步即可到这目标一１２位置，从而估算出控制器输出期望值。式（．给出了四步移动的全过程：第步，）驱动阀口离开当前粗滞位置；第二步，驱动控制阀阀杆反向运动；第Ｈ步，在第二步阀杆移动的方向上，驱动阀杆继续运动；第四步，将控制阀带到目标位置并稳定下来。其中，第Ｈ步是为了获取过程增益，因为阀抒移动的方向与第二步相同，并且第３步的移动不会受到死区的影响。＇＜ｔ＜ｔ＋Ｔ的；ｉｍＵｔ－＜２５７１（０：０：＋Ｔｔ含ｔ＋Ｔ（ｉ）苗１）２；ｍｌｍ（Ｕ＝＜１２／、／、（．ｆ的）ｔ＋－別２Ｔ＜ｔ＜Ｔ？１０：＋ｔ＋３：Ｔ叫（ｉｍ）巧〇１）３；ｍｉｍＳＰ－Ｖｔ－Ｕｔ２Ｔ—－—（＋）ｓｉｎａｔ＞ｔ＋３７ｍｒ（；＾ｉｉｆｉｉ）ｉ／Ｃ、ｐｂ．闲环两步补偿法两步补偿法一般在实现时需要将控制回路切换到开环控制，而在实际过程控制系，由于，，、统中操作环境较为复杂控制变量要求较为严格很多时候无法将回路切换到开环控制，因此文献［３Ｕ提出了闭环两步补偿法来克服控制阀粘滞作用。１０ 浙江大学硕上学位论文一组短时间的矩形波补偿信号闭环两步补偿法通过在设定值信号上叠加，从而实现与两步补偿法中相同效果的两步移动（控制阀）。其中，矩形波补偿信号参数的设计要非常系统化：基于控制阀粗滞Ｈｅ模型、分析不同阶段的信号、推一导关系式、设计最优化参数。闭环两步补偿法相比般的开环两步补偿法在处理建模误差－、可测量干扰等鲁棒性更好。闭环两步补偿法的实现过程如图１Ｈ所不。了＾ＣＤｔ化）ｔｇ＞【ｔＡｃｔｐｔ－图１１１闭环两步补偿法实现过程－图１１－１（ａ）中虚线表示设定值信号，实线表示过程输出信号１Ｈ（ｂ）；图－中虚线表示控制阀输出信号示控制器输出信号。图１１１（ｂ）中Ａ、Ｂ、，实线表Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ所对应的时刻点有Ｗ下关系：二＋＾５ｔ二＋０ｃ＝＜：＋１３ｒ．（）【Ｅ二ｔ＋ｏ、ｔ二＋白ｐ１１ 浙江大学硕±学位论文０Ｔ短其中，Ｔ是控制系统的采样周期，ｓ，是过程对象的时间迟延时间矩形波的持续时间。１．４本文主要内容近些年，控制阀姑滞特性朴偿控制的研究受到越来越多国内外学者的重视。在检测出控制回路因控制阀枯滞特性而发生振荡现象后，如何在不中断生产过程的前提下，根据实际情况恰当选用控制阀枯滞特牲模型，并利用描滞补偿器消除回路的振荡现象显得格外重要。目前，国内外研究学者提出的控制阀投滞特性补偿控制方法还很少，所Ｗ本文在已有研究王作的基础上，阅读了与控制阀粗滞补偿相关的文献及书籍，，并分析现有控制阀粗滞特化补偿控制方法所存在的不足对控制阀粗滞特性补偿进行了较为全面和《入的研究。本文的主要研究工作内容如下：一章介绍了控制阀摇滞特性补偿控制研究的背景意义第。首先介绍了控制阀的概述信息，对气动控制阀的工作原理进行了简单说明，归纳出控制阀常见的故障及其原因。然后列举了控制阀常见的几种非线性特性，对枯滞特性进行了重点介绍。最后，主要，针对国内外提出的控制阀粗滞特性补偿控制方法进行了综述包括经典补偿控制和改进补偿控制。第二章围绕基于黄金分割法的Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号参数在线自整定寻化算法展开了讨论与研究。首先介绍了控制阀粗滞特性Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法的实现原理，并基于控制阀楷滞特性Ｋａｎｏ模型进行了仿真研究。然后针对Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号脉冲レ一幅值ａ难乂选取的问题，提出了种基于黄金分割法的在线自整定寻优算法，分析了黄金分割法在此问题上的优势。最后，对所提出的在线自整定寻优算法进行了仿真，验证了该算法的有效性。第王章控制阀粗滞特性开环两步补偿法研究。首先介绍了两步补偿法的核成一原理，对开环两步补偿法的般实现方式进行了研究，并基于控制阀粗滞特性Ｈｅ模型进行了仿真实验。然后针对开环两步补偿法常规实现方式所存在的不足，提出了一种基于控制器输出期望值的新型实现方式，并详细介绍了新方法的实现步寐。最后，对所提出的开环两步补偿法新型实现方式进行了仿真，通过对比常规开环两步补偿法，验证了新方法的有效柱。１２ 浙江大学硕±学位论文第四章围绕基于ＭＩＱＰ求解问题实现控制阀投滞特性的ＭＰＣ补偿控制展开了研究。首先分析了控制阀藉滞特性数据驱动摸型转换为含混合整数的约宋条件问题，分别对控制阀摇滞特性单参数ｄ棋型和双参数Ｈｅ模型进行了输入约束条件的转换。然后讨论了ＭＰＣ算法在处理有约末问题时的实现过程，分析了ＭＩＱＰ求解器在求解混合整数二次规划问题的注意事项。最后，通过多种情况的仿真实例验证了控制阀粗滞特性模型转换为混合整数约束条件问题的有效性，并将ＭＰＣ补偿控制效果与常规ＰＩＤ控制效果进行了对比。第五章结宋语。首先总结了本文对控制阀粘滞特性补偿控制方法的研究。然后分析了如何将研究成果更好地应用于实际工业生产控制回路中。最后，提出了一若干有待进步研究的控制阀拱滞特性补偿控制方法。３１ 浙江大学硕±学位论文４１ 浙江大学硕±学位论文２基于黄金分割法的Ｋｎｏｃｋｅｒ参数在续自整定寻优算法２．１引言通过在控制器输出信号后方叠加补偿信号来消除或减弱因控制阀粗滞特性所引起的回路振荡是目前最常用的手段，而Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法可能是目前此类补偿［＾Ｋｎｏ一方法中克服控制阀楷滞作用效果最好的方法。ｃｋｅｒ补偿信号是系列的短脉冲方波信号，其中包括云个参数：脉冲幅值ａ、脉冲宽度Ｔ、脉冲周期ｈｆｃ，这互一个参数的逸取般没有明确的依据，但是它们的大小决定了控制阀粗滞特性补偿效果的好坏其中又Ｌレ乂脉冲幅值ａ最难确定。，义往的经验都是根据理论分析确定脉冲幅值ａ的初始范围，再通过大量实验反馈，得到脉冲幅值ａ的最优值，但是这样的参数选取方法效率很低，化很难系统化。一种经验整定方法黄金分割法是，其寻优过程收敛速度较快，能够迅速准确地找到最佳整定参数，目、。在控制器参数自整定寻优中标函数初值和步长的选取都会对结果产生影响。传统的优化算法有很多种，例如随即搜索、函数逼近法、区间消去法和爬山法等，新型的优化算法如ＰＳＯ算法、混纯优化算法等。但考一虑到计算简单，，无需全局最优解，同时搜索区间为维黄金分割优化算法则更为适用。一维黄金分割法的基础上针对Ｋｎｏｃｋｅ本章在，ｒ补偿信号脉冲幅值ａ的选取ＬＩｔ提出了相应的优化方窠，Ｘ误差平方和积分货正（ｎｅｇｒａｌＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）作为分割搜索时的目标函数，进而实现Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号脉冲幅值ａ的自整定寻优。这样减少了反复实验的繁琐，使得补偿控制更加自动化，大幅度地提高了对控制阀投滞特住的补偿效率。本章首先分析了Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法的特点及其实现原理，针对脉冲幅值ａ的选取原则进行了分析，并利用仿真实验对Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法的效果进行了验证。然后提出了基于黄金分割法的Ｋｎｏｃｋｅｒ参数在线自整定寻优算法，在确定脉冲幅值ａ的初始取值区间后，可Ｗ快速搜索到最化值，并通过仿真实验验证了该方法的有效性。１５ 浙江大学硕±学位论文２．２基于Ｋａｎｏ摸型的控制巧摇滞特任建摸控制阀姑滞持性建模也就是建立控制器输出信号（ＯＰ）与控制阀输出信号－１３３６３９，］ＭＶ［（）之间的关系，主要分为机理建棋和数据驱动建横两种。机理建模要求大量的物理参数，，对于控制阀来说需要知道阀抒质量、弹黄系数、静摩擦为一、滑动摩擦力等，而且不同阀口的参数不同，参数也存在定的不确定因素，因此机理建模的工作量将非常大，而且不容焉实现。数据驱动建模则只需要相关数据，所需参数也较少，计算量不大，容湯在计算机上进行模拟和仿真，同时能够很好地逼近机理巧型，因此被广泛采用。、双参数控制阀粗滞特性的数据驱动模型有许多种，可Ｗ分为单参数模型Ｐ，３７，３９，＂，４２ｌＫＰ一模型。ａｎｏ模型叫乍为种双参数数据驱动模型能够很好地描述控制阀的猎滞特性，包括死区、姑滞区、跳变区、滑动区。对于不确定信号或随机信号，Ｋａｎｏ模型的处理能为也比较强，其双参数Ｓ、／分别表示控制阀枯滞特性曲线中的死区加摇滞区。、跳变区ＶａｌｖｅＰｏｓ扣ｏｎＥｌａｓｔｉｃＦｏｒｃｅ（）ｉｉＳ＇ｙ？＾／／＇？？（ｈ）（ｇ）阳＾，？ｂ（）！１？／〇？／？？乙￣＾？ｈＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒＯｕｔｐｕｔＡｉｒＰｒｅｓｓｕｒｅ（）－图２１双参数控制阀祐滞特性输入输出特性１６ 浙江大学硕±学位论文２－图１中的虚线表示气动控制阀弹黄为与空气压为处于平衡状态时的特性曲线，也就是控制阀没有出现粗滞特性（理想状态）时的状态，此时控制信号输入到控制阀后阀杆位置会沿着虚线移动。当控制阀出现了釉滞特性，控制阀阀杆将）沿着实线移动，不，（ａ点表示弹黃为与空气压力再次处于平衡状态过由于粗滞作用，即使控制信号增加，阀口仍将停留在原来位置。（ｂ）点阀巧开始移动，此时外部作用力克服了静摩擦力怎，摩擦力从静摩擦为后变成动摩擦力么，则跳变区／的大小为＝－Ｊ２．１ｆｓｆｖ（）阀杆从（ｂ）点直接跳到（Ｃ）点。然后阀杆会沿着线ｋ移动，ｋ偏离中央虚线的横向距离为＆），这是因为弹糞为与空气压为相差大为瓜。当阀杆到巧（ｄ点时，此，直到空气压力增加到，弹黃为与空气压力差值小于＆时阀杆再次停滞，ｅ）／时，才会使弹黄力与空气压力差值等于／〇阀巧重新跳动到（点并继续沿，着线！２移动。当控制信号驱动阀杆移动到（ｆ）点时，空气压为开始减小，此时阀杆准备改变它的移动方向，但由于枯滞作用阀杆会停滞，直到弹黃力与空气压力差值超过）ｈ）＆，阀口才会从化点反向跳变務动，然后沿着线移动。（点与（ｂ）点对称，因此空气压为从（ｆ）点到（ｈ）点相差的大小为＝Ｓ＋ｆ．２ｆｓ〇口）上述控制阀粗滞特性可＾２－２Ｕ义用流程图描述，表示控制器输出信号，即阀。口输入信号，ｙ表示阀口位置信号１７ 浙江大学硕±学位论文ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒＯｕｔｐｕｔｕ（ｔ）ｕ阳＝１０〇心？＜＞！００＞；＞；｜｜＾］了ｎｏ—＝ｕｔ０＜＇（）Ｔｎｏ—？ｔ＝—１Ａｕｕｔｕｔ（）（）（）＾——＜０ＡＮＤ１）Ｗ＝－ｓ；ｌ）ｓｔｐ＝１ｎｏＩＩｆｎｏＩ＊＊＂ｙ＊＊＊＂＊—＾－—＜ｔ＝■＞ｄｄ■ｒ５＾ｉｌ（）１＾５］ｎｏＩ，ｆ￣ｎｏｄｙｔ＝ｕｔ－－（）（）口／）Ｌ５ｓ＝０＝－巧ｙ（ｔｙ的ＵＩＶａｌｖｅＰｏｓｉｔｉｏｎｙ（ｔ）图２－２控制阀牆滞特性Ｋａｎｏ模型流程图１８ 浙江大学硕±学位论文２．３Ｋｎｏｃｋｅｒ朴偿法特点分析２．３．１Ｋｎｏｃｋｅｒ朴偿法实现原蕃？＾一［１？１班在２００２年提出了种有效的控制阀枯滞特性补偿方法该方法麵封，将一系列的短脉冲方波信号壹加到控制器输出信号，利用补偿信号的能量来克服＂＂一Ｋｎｏｃｋｅ控制阀的粗滞作用。由于这些短脉冲方波信号像敲击样，因此称为ｒ补偿信号。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号有王个参数：脉冲幅值ａ、脉冲宽度Ｔ和脉冲周期ｈｆｃ，如图２－３所示。ａ？？ｈｋ图２－３Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法应用于控制回路的结构如图２－４所示。１￣？Ｋｎｏｃｋｅｒｒ（ｔ＼）图２＊４加入Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器的控制回路框图ＳＰ表示设定值，ＰＶ表示过程输出；控制器输出信号为Ｕｃ（ｔ），Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿＝Ｕ器输出信号为Ｕｆｃ（ｔ），阀口输入信号为Ｉｔ，则ｗ（ｔ）Ｕ的＋ｆｃｔ。其中Ｋｎｏｃｋｅｒ的ｆ（）Ｕｔレ补偿器输出信号ｆｃ（的大小及方向可乂用下述分段函数表示：）ａｕ－＜ｓｉ巧ｎｃ（〇Ｕｔｔｔ＋ｈ＋Ｔｃ（，ｆｃ（ｐ））ｐ＼Ｍ＝ｆｃ．３的口）〇ｔ＞ｔ＋ｈ＋Ｔ、，ｐｋ一ＵＵＰＩＤ其中，ｔ表示上个脉冲开始时间，ｆｃ〇的方向由的变化率决定。控ｐ（ｃ（〇１９ 浙江大学硕±学位论文制器输出信号在叠加Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号之后的变化曲线如图２－５所示。Ｃｏｎｔｒｏｌｓｉｇｎａｌｉｉ＂Ａｃ户／Ｉａ／－＂Ｉ—Ｉ＊ｔ图２－５ＰＩＤ控制信号叠加Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号后的变化曲线Ｋｎｏｃｋｅ一ｒ补偿器产生的毎个短脉冲方波，其能量大小及方向应该恰好补偿一掉控制阀枯滞作用。如果个短脉冲方波的能量过小无法克服枯滞作用，那么，一阀口会继续停滞在当前位置，补偿无效，远；如果个短脉冲方波的能量过大远超过了艳滞作用的大小，那么阀口移动的距离会超过预期位置，发生过补偿。因此，在诊断出阀口出现粗滞特性并且化滞程度可知的情况下，需要适当地设计Ｋｎｏｃｋｅ一ｒ补偿信号的参数，保证每个短脉冲方波的能量恰好可Ｗ补偿掉控制阀粗滞作用，并且不出现过补偿现象。关于控制阀姑滞特性的诊断Ｗ及粗滞程度的检测在许《文献中邑给出相应方法，因此并不作为本文研究的重点，本文涉及的控制阀粗滞特性补偿控制方法均在粗滞已知的情况下进行的。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法的优势很明显，它并不影响ＰＩＤ控制器参数的设计，对控制回路过程对象的特性也没有任何要求，需要的参数信息量很小，算法的思想化十分简单，易于实现。２３．２Ｋｎｏｃｋｅｒ．补偿法参数巧选取Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号的能量由脉冲幅值ＣＵ脉冲宽度Ｔ和脉冲周期ｈｆｃ王个参数决２０ 浙江大学硕±学位论文定，如果它们选取的不恰当，则会影响到控制阀摧滞特社的补偿效果，也就无法消除或减弱因控制阀摧滞特性所引起的控制回路振荡现象。通常Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器要求毎个短脉冲方波的能量足够小，因为在阀杆滑动后，控制回路测量信号不能立即返回给ＰＩＤ控制器，这主要是由于测量变送环节有一ｃｅ定的响应时间，因此Ｋｎｏｋｒ补偿器接收到的输入信号（ＰＩＤ输出信号）存在＂＂微小迟延特性，从而导致有错误的短化冲方波信号继续在补偿。如果单位脉冲信号的能量较大，控制阀可能会接着克服新位置的粗滞作用继续移动。所Ｗ，＂＂当Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号的单位脉冲方波能量很小时，错误的补偿信号叠加到控制信号后则不足（＾驱动阀口离开新的描滞位置，但是单位脉冲方波的能量化不能太小，至少保证阀口能离开当前猎滞位置。Ｋｎｏｄｃｅｒ补偿信号Ｗｆｃ的和过程输出；Ｋｔ）之间的关《可心乂用式口．４）表示ｙ＝Ｕ２４ｋ．命（）其中，Ｇ表示过程对象的传递函数，Ｇｃ表示ＰＩＤ控制器的传递函数，则过程输ｐ出可Ｌ乂用Ｗ下式子表示ｙ＝２．５）（式（２．５）表明过程输出与０Ｔ成正比，而且ａＴ决定了Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号中单位短脉冲方波的能量。一考虑在阀杆运动的瞬间，不能叠加过多能量的补偿信号，因此脉冲宽度ＴＬ般要相对较短。考虑到实际情况，Ｔ的值应该大于采样时间ｔ通常可乂巧置为采样时间／Ｉ的整数倍，同时也需要根据阀口大小来进行相应调整。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号的脉冲周期ｈ最好和控制回路闲环时间常数相关，这样可レ乂保证两次有效脉冲ｆｃ补偿信号之间的间隔不会发生太多变化。最简单的方法就是令脉冲周期ｈｆｃ成为脉一＜ｎ＜心冲宽度Ｔ的函数＝ｒｉＴｎ为正整数２５。，例如ｈｆｃ，般可Ｗ议置由此可乂，看出，脉冲周期ｈｆｃ和脉冲宽度Ｔ的选择还是化较容焉的，但是脉冲幅值ａ的选巧就要相对困难许多。在ｈｋ和Ｔ确定Ｗ后，ａ的值会直接影响单位脉冲补偿信号的能量，２１ 浙江大学硕止学位论文ａ选得过一如果大，阀口的开度就会很大，这样执行器侧就很难控制。所Ｗａ的一￣取值要相对较小，般范围在１％４％，但是也没有具体的理论依据来确定最合适的ａ值。另外，在ａ的初始范围确定レ乂后，需要通过反复的实验数据来手动找工作量会很一到最合适的ａ值，这个大，因为人工试凑的方式存在定的不确定因素。２．３．３仿真研究及分析ＫｎｏｃｋｅｒＡＴＬＡＢ仿真２－４所示控制阀粘滞特性补偿控制Ｍ模块框图如图。设定值ＳＰ选用幅度为１的阶跃信号，控制阀工作点为０．５，ｒＣＯ是白噪声干扰，－能量为０．０１０．００５（２１）ＫａｎｏＫａ，噪声增益为；控制阀粘滞特性图使用模型，ｎｏ５＝化２＝化１５，／被控对象的传递函数为模型中参数设置为；Ｇ．６切口）０．５ｓ＋１ＰＩ控制器Ｐ＝０．８／＝０．３控制器采用常规，其中参数设置为，Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器；Ｔ选ｈ的整＝选为脉冲宽度Ｔ的的脉冲宽度为系统采样时间数倍，Ｔ２周期ｈ；脉冲ｆｃ３倍＝６过反复实验调整冲幅值ａ的最佳值为化２。仿真时长设置为，；经，脉２００秒，在１２０秒时加入Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制，控制回路姑滞特性补僖前后控制效果如图２－６所示。１２Ｉ１１ｉＩＩＩＩＩ．［１－０－．８＼ｒ＼Ｋｎｏ＝ｃｋｅｒａ１２０１ｔｔｓｆ严＿ｒ＾０－．４＾０－－．２１－－ＳＰ－ＰＶ－０２０４０６０８０１００１２０１４０１６０１８０２００奇Ｔｉｍｅｓｓ〔）图２－６控制回路加入Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿前后效果图２－６ＬＫ从图中可乂看出，控制回路在引入ｎｏｃｋｅｒ补偿控制前，回路因阀口姑２２ 浙江大学硕止学位论文滞作用而处于振荡状态；在引入Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制后，回路振荡明显消除，过程２－７输出能稳定在设定值附近，控制效果明显好转。阀口的振动情况如图所示。玉￣ＩｉＩｉＩＩＩＩ１［０－－．８－０．＇．４广Ｓ厂０－一．２ｆＩ－－（Ｖ０－－０２ＩＩ．＿■－－０．〇－〇－８〇２０４０６０８０１００１２０１４０１６０１８０２００Ｔｉｍｅｓｓ（）图２－７控制回路加入Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿前后阀口振动情况２－７中从图可Ｗ看出，当控制回路引入Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制后，阀口的振动颠率明显加快。阀口的这种频繁动作能够使得被控量来不及发生较大幅度的变化，从而消除了控制回路的振荡现象，使得控制回路的稳态误差减小。然而，振动频率的加快显然会导致阀口磨损如剧，从而加速缩短阀口的使用寿命。：．ｒ２．４基于黄金分割法的在线自整定寻优算法Ｌ４．１黄金分劑法的基本思巧黄金分割法又称为０．６１８法，是寻优方法中的经典方法，其算法简单、效果显著一，是许多寻优算法的基础。黄金分割法的本质是种序贯消去法，按照固定比例逐步缩小搜索区间：。黄金分割法的基本思想如下６和区间缩减的相对精度５需要先给定＝①初始区间［ａ，］，再确定循环次数ｎ加＋１’并依据取点么式获得试探点Ａ、Ｘ２的值，即（；。譜。）３－Ｖ５—￣－ｘ＝ａ－ｂａｘ＋（）（）Ｖｓ－ｉ＝＋—￣－Ｘ口２（）作句２２３ 浙江大学硕ｉ学位论文＝＝②计算函数值／ｌ／０：１）和／２〇２）。／＜＝，则转④⑤，⑨比较／ｌ和＆。如果Ａ＞／２；如果／ｉ／２，则转；如果／ｌ／２则转⑥。＿＝乂＝Ｘ＝乂＝ａ＿＝＝＝ａ６６，＋６Ｘ，’，ｎｎ１，④令１，ｉ心２ｉ／ｉ／２／２／沁）＝０ｎ＊０如果ｎ，则转⑦，；如果则转⑤。＝＝＝＝＿＝＝打＝ｎ＿ａｂ乂乂ＸＸａ＋占乂，乂１，⑤令ａ，２，２ｉ’ｉ２／２Ａ，／ｉ／（１），ｎ＝０ｎ＊如果，则转⑦；如果０则转⑤。，＝＝＝—２—乂＝—＇＠令〇；１￡：，６；５：，义０＋３＞／＾６￡１，〇＋／５１２１（（）／）（）２（〇－＝＝＝ｎ－＝１２）（＆ａ），／／如），／批２），＾１，如果ｎ０，则转⑦；如果ｎ单０，）／ｉ／２则转⑨。＝２⑦获得极小值点Ｘ（ａ＋的／。传统的优化算法有很多，例如随即搜索法、函数逼近法、区间消去法和爬山法等。新型的优化算法化日渐成熟，例如ＰＳＯ算法、混純优化算法等。但是考一虑到计算简单，不需要全局最优解，同时搜索区间为维的，那么黄金分割法则更为适用。２．４．２Ｋｎｏｃｋｅｒ关巧参教ａ的寻优本节采用黄金分割法来实现Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号关键参数ａ的在线自整定寻优。为了反映搜索到的脉冲幅值ａ的控制品质，Ｆ，这里选用两个优化目标西数Ｏ）和ｅ的。Ｖ（ｘ）表示误差目标函数ＺＳＥ（ＩｎｔｅｇｒａｌＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ），即误差平方和的巧分：ｋ＋ｐ２＝－２．７制化旬）（）三＾＝ｉｆｃ＋ｌ式（２．７）中，ｆｃ为开始计算时间，Ｐ表示巧￡所对应的时间区间，Ｙｉ为系统输出，托Ｐ为设定值。ｅ（ｔ）表示直接反映控制系统调节品质的目标西数，即被控量偏离设定值的大小：ｅ＝－２（ｔ）ｙ．８ｉｙｓｐ（）２４ 浙江大学硕±学位论文在Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号的另外两个参数确定レ乂后（脉冲宽度Ｔ和脉冲周期／ｉ），ｆｃ脉冲幅值ａ的大小便决定了Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号单位脉冲方波能量的大小。如果能量过大一，会导致阀口开度过大执行器，，侧很难再控制控制回路继续振荡，并且超调量会较大，发生过补偿现象。如果能量太小，则可能无法克服阀口粗滞作用，阀杆位置则不会发生变化，即补偿失效。因此，性能评化函数Ｆ〇ｃ）在ａ的搜索区间大致呈现西曲线状一，这样便可Ｗ采用黄金分割法记录毎步的ａ值，同时将Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号叠加到ＰＩＤ控制器输出信号中＾ｅ，通过观察１（对和的变化（〇情况，根据控制要求设置相应的闽值，最终得到可行解。由于在实际工业过程中，控制回路很可能存在噪声干扰，脉冲幅值ａ可能存在多个极值点区域，６，所Ｗ在ａ趋于稳定后，搜索停止观察目标函数（０是否在阀值范围内。如果不满足相应控制要求，则改变初始区间，重新搜索。本节针对Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号，从单参数变量寻优角度出发，利用黄金分割法在线获取脉冲幅值ａ的最佳值，具体算法步骤归纳如下：①确定脉冲幅值ａ的初始区间［的，更新周期ｒ，分割次数ｎ，变量区间，〇２］。的性能评价函数ＫＯ），ｅＷ及阔值条件０。（〇＝口３８２〇－＝②根据取点么式计算试验点和Ｘ＋０．〇Ｘ＋２，则１（２１），２％０６１８—．（＾２口。１）－＜③分别计算相邻两个周期Ｔ内的误差平方和和Ｆ０：ａａ，如果２）｜５打＝ｎｌｎ＝（，则＋，若ｐ，转⑦，否则转④。④如果７的＞１＾ＸＶ＜Ｖ，则为较佳点：）沁）２，转獄如果知）〇２），则为较佳点，转⑥。＝Ｘ＝＝－＝＝⑤令ａｉ，ＸＸＸａＸ７７ａＸｉｉ２，２＋ａ２ｉ，〇１）〇２），取，将得ｉ２到的Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号叠加到ＰＩＤ控制器输出信号中，计算该周期下的ｅ（〇．若ｅ（ｔ全部小于０，转⑨否则转⑨。），＝Ｘ＝＝－＝＝⑧令￡ｌ２，ＸＸＸａＣｌＸＶｙａＸ２２ｌ，ｉｉ＋２２，〇２）〇ｌ），取ｉ，将得到的Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号叠加到ＰＩＤ控制器输出信号中，计算毎时刻下的ｅ（ｔ）．若ｅｔ全部小于（）Ｑ，，转⑨否则转③。⑦停止分割，若ｅ（〇＞Ｑ，缩小初始搜索区间［叫，口２］，转②，否则转⑨。＝⑨ａ（ａｉ＋ａ２）／２，停止搜索。２５ 浙江大学硕±学位论文２乂３仿真研究及分析在ＭＡＴＬＡＢ平台上对本章所提出的基于黄金分割法的Ｋｎｏｃｋｅｒ参数在线自２－４整定寻优算法进行仿真实验，控制回路框图如图所示。设定值选用幅值为０．２－ｓｓ＝＾ｅＰ的阶跃信号，被控对象的传遵函数为Ｇ（），控制器采用常规Ｉ控制＾，Ｐ＝１４９５／＝化２５９Ｋ其中参数设置为．，，控制阀枯滞特性采用ａｎｏ模型，粗滞＝化２＝５参数为５，／化１，过程输出存在白噪声干扰，嗓声能量为０．０１，噪声增益为０．００５，系统采样时间设置为０．０１巧，仿真时间为２１００秒。在没有加入Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制时，控制回路由于阀口枯滞作用会使得过程输一出在工作点附近产生明显的振荡－８７００，如图２前部分所示。在仿真进行到秒ＰＩＫ＝２＝时，在控制器后方加入ｎｏｃｋｅｒ补偿控制，其脉冲宽度Ｔ，脉冲周期ｈｆｃ６。一节中提出的寻优算法来在线整定脉冲幅值利用上ａ，黄金分割法的初始区间设置为阳．７入约宋为０＜？＜１Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号单位脉冲方波，０，控制系统输，］＝１０＝０二＝能量的更新周期ｒ秒．０１（３０．０１５ａ〇，闽值条件Ｑ，Ｐ，６。化冲幅值的初始值设为零，在ｔ＝７００秒时开始搜索，９００秒レ乂后ａ稳定在０．２１５附近，ａ的搜索过程曲线如图２－９所示。＇＇＇ｏｓ．ｆ－ＰＶａ６０２１０２２．．，［］Ｋ＝ｎｏｃｋｅｒａｔｔ７００ｓｙｙｙ０－－．１５００１０００巧００２０００Ｔｉｍｅｓｓ（）图２－８Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器黄金分割法寻优过程中的回路补偿效果２６ 浙江大学硕±学位论文＇＇＇＇＝０．６Ｆ：ｖ＿２１５ｆ巧。．３尸Ｉ＾一■＂＂三…■■０．２Ｔ０－＿．１Ｉ〇０５００１０００１５００２０００Ｔｉｍｅｓｓ［］图２－９Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器化冲幅值ａ的搜索过程曲线２－８和图２－９加入Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制后可Ｗ看出也就是ａ从图，在补偿初期，在搜索初期，过程输出的超调量相对较大，对应的ａ值也较大。当ａ的拨索值趋于稳定后，其逐渐靠近人工试凑的最优值化２２，并最终稳定在区间［０．２１０，０．２２０］内，此时，捏制回路的补偿效果也比较理想。仿真结果表巧，利用改进后的黄金分割法对Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法参数ａ的在线寻优算法具有良好的逼近特性，并且收敛速度较快，可Ｗ极大程度地缩短手动调节时间，使得Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制迅速生效。２５本．幸小结本章详细研究了控制阀枯滞特性Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法，介绍了Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿控制的实现原理，并且基于Ｋａｎｏ粗滞模型对Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法进行了仿真实验，验证了该方法的有效性，同时分析了谅方法的局限性，即Ｗ增加阀口振动频率，缩短。ＫｎｏｃｋｅｒＴ阀口使用寿命为代价补偿法有兰个参数，其中脉冲宽度和脉冲周期ｈｆｃ的选取较为容易，但是脉冲幅值ａ的选取相对困难许多，也没有任何针对性的优化算法，因此本文提出了基于黄金分割法的脉冲幅值在线自整定寻优算法。黄金分割法相比其他经典／新型的优化算法计算量小，无需全局最优解，同村搜索区一间为维，对于Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿信号参数ａ的寻优更为适合。该方法只要先确定脉ａ的初始取值区间，冲幅值，并将此区间输入到本文所提出的寻优算法中通过设置相应的阔值条件，在线自动搜索出最适合的ａ值，无需反复实验人工试凑。无２７ 浙江大学硕±学位论文论是实验研究，还是实践应用，该方法都能大幅度地提高Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿器的接入效率，进而加快消除或减弱控制回路因阀口粗滞特化而引起的振动现象。最后通过仿真实验，展示了脉冲幅值ａ的搜索过程，验证了基于黄金分割法在线寻优的有效性。２８ 浙江大学硕±学位论文３控制阀撫滞特化开环两步补偿法的新型实现方式３１．引言２９［Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法外］控制阀枯滞特性补偿方法中，除了，两步补偿法也比较经典。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法参数的设置与控制阀姑滞程度大小有关，但基本不依赖阀口粗滞特性建模的准确性，这也导致了其无法完全消除回路振荡，只能保证阀口不停留在接滞位置，而且增加了阀口振动的频率，导致阀口寿命缩短。两歩补偿法在消除或减弱控制回路中因阀口粗滞特性所导致的振荡问题有很好的效果。相比Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法，两步补偿法避免了增加阀口的振动频率，化不需要调节ＰＩＤ控制器参数，所Ｗ在王业应用中两步补偿法得到了很大程度的重视。两步补偿法的核瓜要点是通过驱动阀口进行两步相应移动，从而到达目标位置一主要包括开环两步补偿法。然而，当前各种形式的两步朴偿法都有定弊端，２８－％ｉ［］Ｐ］和闭环两步补偿法。开环两步补偿法在实现上所需时间较长，准确地说，开环两歩补偿法需要兰步开环阶跃响应，其中两步是用来估算控制器输出期望值的，也就是让阀口到达目标位置。由于很多实际工业过程具有大迟延特性，因此开环两步补偿法在实现时就需要很长的响应时间。闭环两步补偿法需要准确获取过程的动态特化Ｗ及阀口的姑滞参数等信息，才能保证阀口能移动到目标位置，ｌ８［］尽管很多辨识方法可レ乂使用，但是过程动态特性Ｗ及阀口枯滞特性信息的准确性也无法保证，甚至有些无法获取。一本章主要对开环两步补偿法进行研究，并提出了种新型实现方式，保证开环两歩补偿法的实现过程较快．同时在实现过程中对回路的负面影响较小，并且没有任何中间假设条件，使得开环两步补偿法的补偿性能真正得到提高。此方法主要获取开环两步补偿法中一个重要参数，即使得阀口到达目标位置所需控制器输出信号期望值。而估算该参数所需时间并不像开环两步补偿法常规实现方式那样长，这样使得阀口能迅速到送目标位置，从而让过程输出更快、更准确地跟踪设定值。本章首先分析了传统开环两步补偿法的特点レ乂及常见的兰次实现形式，并对该方法进行了仿真实验。然后提出了基于控制器输出期望值估计的新型开环两步巧 浙江大学硕±学位论文补偿法，介绍了此方法实现原理及步聚，通过仿真实验验证了此方法的有效性。３．２基于Ｈｅ棋型巧捏制巧拖滞特植建摸４２ｆ一Ｈ］ｅ樓型也是种双参数粘滞模型，它能很好地描述阀口的粗滞行为。相化Ｋａｎｏ模型，Ｈｅ摸型结构更加简单，没有那么复杂，应用起来十分方便，在实际工业过程中或实验研究分析中经常被采用。Ｉｎｕｔｐｒ的ｓｕｒｅ＂的ｐｍｊ—ｗｔ—ｔ—ｃｕｉＵ．＋（）ｕ（１ｊ［）］ｙｒ，ｒｒ、－—？＝－Ｕ＝ｕｓｉ打ｃｕｒｎＭＵ￡：１ｖ的公（＿ｓ）ｄｐ（）似／／的＝ｓｎ—．＝ｃｕｍｊｉＵｉｇ（ｊｃｕｍｊｉｆｆｓ）ｆａ３－图１控制阀枯滞特性双参数Ｈｅ模型流程图－图３１是控制阀粗滞Ｈｅ模型的流程图，其中尼和／ｄ分别表示阀口处于粗滞状５＝＝－态时静态摩擦力大小和动态摩擦力大小，＋／，。中间变量ＩＶ是／ｓｄ／／ｓ＆，，ｃｕｍｕ表示作用在阀口上全作用在阀口上的残余力但是它无法驱动阀口移动＿。ｃｘｍｉｕ足够大部为的总和如果＿，并且能够克服静态摩擦力尤，阀口将会移动，移动的距离与控制器输出信号Ｕ和动态摩擦力／ｄ相关。反之，阀口位置不会变化，ｃｕｍｕ将继续保留到下一个控制周期＿。Ｈ一ｅ模型非常录活，而且也能适用于些特殊情况。例如，当控制阀只有滞＝后行为，那么可Ｗ设置／；当控制阀只存在静摩擦力时，可Ｗ设置为零ｓ／ｄ／ｄ；阀口位置的上下限可Ｌ乂分别设置为０％和１００％。虽然Ｈｅ模型的逻揖较为简单，但这为实验研究提供很多便捷性，尤其在控制阀接滞特性不明显时。３０ 浙江大学硕±学位论文基于Ｈｅ模型流程图中的描述，本文对Ｈｅ模型的输入输出行为进行仿真分析，１＝化＝化２。输入信号为正弦波，幅值为角频率为１，粗滞参数设置为５，，／ｓ／ｄＨｅ摸型的输入输出仿真图如图３－２所示。１１１１｜０－－．５§？＜ｃ巧＾￡〇－＾（Ｉ＞＾－－０．５＾０ｏ！ｓ：．Ｃｏ打ｔｒｏｌｌｅｒＯｕｔｐｕｔ－困３－２Ｈｅ模型输入输出仿真困ＰＭＶ）（Ｏ３．３开环两步抑偿法特点分析３．３．１开环两步补偿法实现原理一第章中介绍了现有补偿控制阀枯滞特性的方法中ＷＫｎｏｃｋｅｒ补偿法、，其ＰＩＤ控制器调节法和两步补偿法最具代表性。Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法的原理是通过叠加一系列的短脉冲方波信号到控制器输出信号中，补偿信号的能量恰好可Ｗ克服控制阀指滞作用一ｅｒ，保证阀口不断的移动，从而避免阀口停滞在个位置。Ｋｎｏｃｋ补偿信号参数的选取在第二章中进行了详细的介绍。虽然Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法可Ｗ有效并迅速地解决控制回路振荡问题，但却Ｗ增加阀口振动频率，减少阀口使用寿Ｋｎｏｃｋ一命为代价，这是ｅｒ补偿法非常大的个弊端。ＰＩＤ控制器调节法根据振荡产生的原因来调节控制器参数（比例、积分），，但只能减弱振荡的幅度或频率很多情况下无法完全消除振荡，而且ＰＩＤ控制器调节法可能在补偿控制阀粗滞特性时对回路跟踪设定值或克服干扰产生负面影响，甚至导致更大的稳态误差。レ两步朴偿法主要有开环两步补偿法和闭环两步补偿法，其中又乂开环两步补３１ 浙江大学硕±学位论文偿法最为常见且应用最广。开环两步补偿法在实现时需要将闭环控制回路断开，回一使路处于开环控制。开环两步补偿法的实现原理主要分为两步：（１）第步，通过向控制器输出信号中叠加足够大的补偿信号，补偿信号方向与控制器输出信一二号方向致，驱动控制阀移动并离开当前枯滞位置，；（２）第步阀口离开当前二二摇滞位置后，再通过第步补偿信号将控制器反向驱动到目标位置，第步补偿信号方向与控制器输出信号方向相反。这样，驱动控制阀进行了两步移动，阀口最终到达一目标位置并稳定下来。开环两步补偿法在实现过程中需要个重要参数（控制阀到达目标位置时所需控制器输出），此参数需要通过驱动阀口产生额外的移动才能获取。＝３＊３．２常規开环两步抑偿法的次实现上一节中提到开环两步补偿法实现过程中需要驱动控制阀产生额外的移动来获取ｍ，下面将介绍开环两步补偿法的常规实现方式。，，３－３ｒｔ６ｍｔＵｗｔ闭环控制回路如图所示，其中（）、的、（）、的、Ｙｍ的和（）分别代表设定值、过程输出和噪声／干、反馈误差、控制器输出、控制阀阀杆位置Ｃ一扰。是过程输出的静态调节量，是个常数。／〇表示存在枯滞特性的控制阀，采用双参数Ｈｅ摸型。Ｗ的ｒ的＿ｅ（０ｍ的ｖ（〇的１ｉＩ—？？Ｃ？？－＾〇（ｓ）？ｆＯ）Ｇ（ｓ）Ｑｎｒｃ３－３闭环控制回路框图）图（控制阀存在枯滞特性ＬＴ－Ｉ（ｎｅａｒｔｉｍｅｉｎｖａｔ）Ｇｓ过程对象采用线性时不变ｌｉｒｉａｎ，表巧式如下：（）￣－￣３１ＴＴ．（）ｎｕＴ〇Ｓ＋：（，ｉ〇３２ 浙江大学硕±学位论文１一４］レ［式（３．リ可乂简化为阶纯迟延模型：＝岭）口．２如）控制器采用ＰＩ控制：Ｃ＝１＋３３而（）．切（）＾当控制回路发生了振荡行为，过程输出无法跟踪设定值，通过检测确定是控制阀粘滞引起的则可Ｗ将回路切到开环控制。假设设定值ｒｔ不变，回路没有，（）＝０较大的外部干扰ｗ（〇。为了佑算出控制器输出信号期望值的大小，需要口１］组移动中阀口要移动两次先驱动控制阀产生额外两组移动，两组移动间，每一隔时间内要保证回路这到稳态。驱动控制阀移动的方法与两步补偿法实现原理致（驱动控，即在控制器输出信号方向上叠加能量较大的补偿信号脉冲方波身，一制阀离开当前粘滞位置，到达个新位置，再在与控制器输出信号相反的方向上叠加能量较大的补偿信号一，反向驱动控制阀移动到另个新位置。控制阀毎经过一过程输出分别记录为和组移动后到运的稳定位置分别记录为ｍ和ｍ，Ｙ。ｉ２２结合Ｈｅ枯滞模型流程围描述的特点，如果驱动阀口产生移动时阀口输入信号先１＜增大后减小，那么可乂得到Ｗ下关系：Ｋ７＝（ｊｉｇｇ＋＋ｃＴ３．４ｐ／（ｊ）ｊｊ（）其中Ｋ表示过程增益，表示回路到这稳态后的过程输出。而ｍ和ｍ，和Ｙｐｉ２２都代表稳态值：，那么可Ｗ得到Ｗ下两个式子Ｋｒｒｉ＋ｆ＋ｃ＝３５（ｙｉ．ｐｉｄ）（）Ｋ＋ｆ＋＝Ｏｎｚｄ）ｃｙ２３．６ｐ（）结合式３：．５和式（３．５就能够得到Ｋ和（）），／ｄｐ．心＝，吃３７．）（—ｙｃ＼＝－－＾／ｄ１３．巧＾（此时，过程增益反被求出，阀口粗滞参数店可＾选用上值，通常情况可｜＾＾通过捡９３３ 浙江大学硕±学位论文测手段获取阀口粗滞参数，同时静态调节量Ｃ又己知，那么就可Ｗ计算出控制器输出期望值ＴＴＩ：ｍＴ－Ｃｓｓｆｍ＝—３９ｓｓｆ正．＾（）经过上述方法，两步补偿法实现过程中的重要参数ｍ。，便可Ｗ获取，于是可Ｗ驱动控制阀执行最关键的两步移动，也就是第王次开环阶跃响应，直接将阀口移动到目标位置ｖ。实现方式为在控制器输出信号上叠加第云組补倦信号，先？一个新位置将阀口移动到，避免阀口处于摇滞位置无法移动，再将阀口输入信号レ大小调节为并保持不变，过程输出便可乂准确跟踪没定值。然而，考虑到实脉工业过趕中常规两步补媛法实现的时间会很长，尤其是过程对象有较大迟延特回路在较长一性时，控制段时间内的性能表现会很差。３３．３仿其研究及分析为了更加直观地了解常规两步补偿法的实现过程，本文通过ＭＡＴＬＡＢ平台过Ｓ－ｉｍｕｌｉｎｋ平台搭建如图３３对该控制阀补偿法进行仿真研究，通所示的巧环控制回路。过程对象传递函数为３８１６３－２５＾＝０１５６．４６Ｓ＋１控制器采用常规ＰＩ控制器Ｃ＝０２５１３．１１切．（＋）（）＾＝—１９２１设定值ｒ（ｔ）为常数信号＝３８ｃ．３４１／干，ｒ，，，静态调节量，噪声扰信号ｗｔｅ＝＝暂不考虑，８．４，，控制阀粗滞模型采用Ｈ模型枯滞参数设置为尼／ｄ（）３．５２４３，仿真采样周期为０．５秒，仿真时间为７０００秒。回路在上述控制条件下发生了振荡现象，在２５００抄时将回路切到开环控制，一引入开环两步补偿法。此时，控制器输出处于上升趋势，因此先叠加组正向的０一，方波补偿信号，幅值为２持续１００秒，将阀口从当前位置移动到个新位置却；５一（ｍ）再将补偿信号幅值降为阀口输出信号，反向驱动阀口移动到另个新位ｉ００一置Ｖ，补偿信号能量保持不变秒时叠加，保证过程输出达到稳态的。在％Ｉ一组正向的方波补偿信号，将阀口从稳态位置移动到，幅值为２２，持续１００秒３４ 浙江大学硕±学位论文个新位置切；再将补偿信号幅值降为４（阀口输出信号ｍ２），反向驱动阀口移动一个新位置Ｖ祈到男，补偿信号能量保持不变２，直到过程输出这到稳态７２。将１、饼３．７，．、的、於代入到式中，得到过程增益馬再将馬代入式（３９中２（）），得到控制器输出期望值ｍ。当ｍ已知则可１＾３ｓｓｓｓ，乂量加常规两步补偿法中的第次补偿一信号，经过。，将阀口直接驱动到目标位置１；？段时间后过捏输出跟踪设定值。￥－阀口输入信号与阀口位置信号如图３４所示出信号与设定值信号如图３－５，过程输所示。８０１１１１１｜７５－＿口■７０－■－１６５－Ａ－，……ｚｋ…驻二Ｗ為—ｔｍｉ－巧＼７口＝５０－－ＩＩｊＩＩ１０００２０００３０００４０００５０００６０００７０００Ｔｉｍｅｓｓ〔）困３－４阀口输入信号）（实线与阀口位置信号（虚线）＾：３０１ＪＪ１１１０００２０００３０００４０００５０００６０００７０００Ｔｉｍｅｓｓ〔）图３－５过程输出信号（实线）与设定值信号（虛线）３５ 浙江大学硕±学位论文－３４和３－５王次图图清晰地展示了常视开环两步补偿法的实现过程，其中第、レ实现是两步补偿法的核Ａ，，可乂将阀口直接拉到目标位置振荡现象消失。有几，个关键点需要注意：首先毎次驱动阀口离开当前位置需要足够大的输入信号，保证阀口肯定能克服枯滞作用；其次，义须要估算出使得阀口到达目标位置所需的控制信号大小最后，此方法需要将控制回路切换到开环控制。另外，由于补偿期问控制回路处于开环控制，如果设定值发生变化或者过程存在较大嗓声／外部干扰，控制回路将无法响应这些变化，过程也将无法跟踪设定值，这也是一３０通过监常规开环两步补偿法的个弊端。不过这个问题臣经被解决了，文献［］＝－值来判断回路是否需要巧换回闭环控制测控制偏差ｅ的：ｒ识Ｙｍ的的幅，再利用ＰＩ控制器的作用使过程输出重新跟踪设定值或抑制嗓声／外部干扰。３．４基于控制器输出巧望值佑计的新型开环巧步补偿法３乂１新型开环两步补偿法的实现方法两步补偿法的关键是耍获取控制器输出期望值ｒｕＭ，但是常规两步补偿法获取该值需要花费很长时间，而且在获取过程中容易对控制回路产生更坏的负面影响。尽管在文献［１８］中提出了利用哈默斯坦系统辨识方法来解决这个问题，但该方法的复杂度非常高，如何降低复杂度来解决控制阀粗滞问题是非常重要的。另外，两步补偿法只需要参数，而系统辨识方法能提供很多信息，但这些信息一在两步补偿法中却利用不到，因此冗余度化过高。基于上述问题，本文提出了种新型的开环两步补偿法，旨在更简单迅速地获取参数ｍ，ｓ，同时在获取过程中尽可能小地影响控制回路性能。通过分析常规开环两步补偿法的实现过程，可Ｗ发现驱动阀口移动所需的控制信号要足够大，但过大的控制信号又会导致阀口移动距离较大，从而使得控制回坡的巧能变差，所Ｗ找到能合理驱动阀口移动的控制信号显得非常重要。从控制回路历史振荡数据分析来看，当控制信号处于峰值或峰谷附近时，阀口位置都会发生变化，因此本文提出的新型两步补偿法在驱动阀口产生移动时选用历史报一荡数据中控制器输出信号的极值。该方法在回路切换到开环控制后，输出系列一的控制信号使得回路产生个完整周期的振荡信号，通过分析此振荡周期内各个３６ 浙江大学硕±学位论文变量间的关系，计算出阀口目标位置Ｖｓｓ的值，进而得到控制器输出期望值ｍ，，。整个过程不需要等待过程输出达到稳态值。预先定义几个变量：历史振荡数据中控制器输出信号的最大值为ｍ，最小值ｉ一一一为ｍ，２，个振荡周期内（假设控制信号有两个峰谷个峰值）第个峰谷到峰值的时间为了１，峰值再到第二个峰谷的时间为。。新型开环两步补偿法具体实现步骤如下：①当控制器输出信号处于上升趋势并在峰谷附近时，叠加补偿信号使得阀口输入信号大小为ｍｉ，驱动阀口离开当前猎滞位置。②阀口在新位置保持较短时间后，立即叠加反向补偿信号使得阀口输入信号降为ｍｊ，反向驱动阀口移动，控制信号保持ｍ２不变，持续时间。一③再次叠加与控制器输出信号相同反向的补偿信号，使得阀口输入信号大，驱动阀口离开步骤②所在位置，小为ｍ，控制信号保持ｍｉ不变持续ｒｚ时间。ｉ④重复步骤②中的动作，将阀口输入信号再次降为ｍ，保持ｒ时间不变。２ｉ⑤经过上述操作一过程输，手动驱使控制回路产生个周期的振荡信号，出在此期间出现两个峰值一，个峰谷，分别记为Ｙｄ、Ｙ２和Ｙｉ。通过分析此振藻周期内各个变量间的关系，结合控制阀枯滞Ｈｅ模型的特点，可计算出阀口目标位置的值，进而估算出控制器输出期望值ｍｓ，。一组补偿信号驱动阀口离开步骤④所在位置⑥叠加最后，然后立刻将阀口，输入信号补偿到步骤⑤中估算出的值，最终将阀口移动到目标位置。新型开环两步补偿法的实现过程重点在于手动控制过程回路产生至少一个周期的振荡信号，保证在此期间阀口只在两个位置移动，进而利用各个变量之间的关系计算出控制器输出斯望值ｍ？。针对步骤⑥中的推导过程，下面将进行详细分析。（（过程输出ｙ〇、、（。由于过程对象有、Ｙｉ、Ｙ２对应的时间点分别记录为０１２一一—迟延特化白ｔ—０（０，因此在防，ｎ位置保持不变，记为Ｖ，在的，）ｉ巧阀ｉ２）一阀口处于另个位置，记为Ｖ２。公式（３．巧中的过程对象Ｇｓ对ｙ（ｔ求导后可写成Ｗ下形式：（））（ｉ）＝－－ｙ似０）３．１２（）ｈｈ３７ 浙江大学硕±学位论文选用ｔｃ）时刻作为ｙ（０的觀始时刻，对上式进行拉普粒斯变换－ｔ＝－Ｙｓ３１ｏ）（）．３Ｗ（）＾＾可レ乂得到ＫＶｔｐｉＷ〇）ｒ：－（）ＩｒＳｓ＋ｓ＋ｐ（是）是３１４（．）口ｔ－ｙＫ１（〇）ｐ化馬＝＾＋Ｓｓ＋王Ｔｐｔｅｔｔ因此［〇，ｉ），—ｔ１〇．１５＝－ｙｔＫＶ－＋ｔＫＶｅ而口）（）ｐＬＣｙ（〇）ｐ＾）同理，ｔＧｔ，ｔ时［ｉ２）—ｔｔ＼！了．－口巧ｙｔ＝ＫＶ＋ｔＫｉ；ｅ。（）ｐ２（ｙ（ｉ）２）ｐ－７＝￡－￡＝１５３１又因为，７￡￡，则式（３．和式（．＼１〇２２１）句分别可＾写成Ｔ．１７－ｐ口）ｔ＝ＫＶ＋ｔＫｉ？ｅ；ｙ（ｉ）ｐｉ（ｙ（〇）ｐｉ）＿扛Ｔ３．１８ｔ＝Ｋｔ—（）Ｖ＋ＫＴ？ｅｐ＞＜２）ｐｉ（ｙ（ｉ）ｐｉ）３１５１＝／ｉｃ将式（．和式３．ＴＶ＋）（巧，ｓｓｐｓｓ代入Ｗ下等式ｒｔ〇＋了１－Ｔ－（ＸｃｄＴ＋ｓｓｙ（））Ｉ－Ｔ－化＝０ｃ３．１９Ｉｙ（））（）ＪｔｊＬ式（３．１９）可Ｗ利用控制器Ｃ（ｓ）（式（３．３））经过拉普拉斯变换的微分方程求得，最终写成Ｗ下形式：３８ 浙江大学硕±学位论文ＫＵ￣＝Ｏ＋了ＫＯｈＴ牛。了ｐｓｓ＼２）ｐｌ２２）３．２０／＿立＿丘（），、、ｆ、（、ｒ＇Ｔ＿Ｋｌ＿ｐｔ＿＿ｐｒｔＶｅ＋７（／ＣＶｌｅｐ〇ｙ（〇）ｐｉ）ｐｂｉ）ｐ２）｜＾ｊ＾ｊｔ＝ｔ１７３１又因为ｙ（ｙ，再结合式（３．和式．则式３．２０等号右侧为零〇）（２））（巧，（）－＋＝ＫＵＴ＋了７ＶＴ０３２ｓ２）ｚｚ）．ｐｓＣｉ馬机＼（ＵＫ不为零，那么ｐ－＝Ｕ（了的Ｔ＋＂了０３．２２ｓｓＴｌ＋２）ｌ２２）（）考虑Ｈｅ模型的变量关系ｖ＝ｍｔ＋３．２３ｉ（〇）ｆａ（）＝ｔ－３Ｖｍ．２４２（ｉ）ｆａ（）根据式（３．２３）和式（３．２４），那么式（３心）可（得到＾－－７了￣ｍｔ＋ｍｔ（〇巧（ｉ巧２ｉ。ｕ＝ｆ＂知Ｔ１＋Ｔ２了１＋了２３．２５（）饥了—＋呵八了２１２。２＿＝＿—ｔ江Ｔ＋ＴＴ＋Ｔ１２１２由于饥、：＾和那么阀口目标位置１＾１２／＾都已知，，，便能够计算出来。如果控制信号ｍ（Ｘ）先增大后减小，根据Ｈｅ枯滞模型控制信号期望值７７１？为—３７７１＂＋．２６＂ｓｓ尼（）ｔ反之，如果控制信号ｍ（先滅小后增大，那么ｎｉ为）ｉｓ＝－３ｍＶｄ．２７ｓｓｓｓｆ（）此时一，新型开环两步补偿法只需最后次两步实现。一レ３步骤⑥中驱动阀口移动到新位置的控制信号般可乂设置为式．２（巧的值ｔ＝－ｍ（比ｈ）心±ａ（ｍｉｍ２）（３．２巧ｊｗｃ３９ 浙江大学硕±学位论文ａ一ｔ其中为调节系数，保证阀口可Ｗ克服姑滞作用ｗ为最后；ｓｗ次两步实现开ｆｉ＝－０始时刻，（ｓ（＋了。ｗｉｔｃｈ２２注意，本文所提出的新型开环两步补偿法如果在实现时控制信号处于下降趋势，上述方法仍然适用，只需修改部分么式中的正负号即可，本文不再做额外介一绍，只Ｋ个方向为例。３．２．４仿其研究及分析ＭＡＴＬＡＢ仿真３－３３８新型开环两步补偿法模块框图如图所示。设定值为，为了与常规开环两步补偿法进行对比，过程对象、控制阀粗滞程度、控制器参数３一工业过程中等均与．３．３节中致，另外考虑实际必定存在嗓声干扰，仿真中在过程输出引入能量为化０１的白噪声千扰声增益为０．０１３，１００００，嚷仿真时间为秒。通过检测控制回路历史振荡数据发现＝，控制信号最大值ｍ６６．７ｉ，最小值一一一ｍ＝５３．３，，在个振荡周期内（控制信号有两个峰谷个峰值），第个峰２＝二＝＝谷到峰值的时间：Ｔ３０７抄：Ｔ７８８。ｔｉ，峰值再到第个峰谷的时间２秒在４０００秒时，将控制回路巧换到开环控制，并利用本文所提出的开环两步补偿法－对控制阀糖滞特性进行补偿６３－７所示，控制效果如图３和围。Ｉ！［ＩＪＩＩＩ７０－－５０－４５－－＇１１１１１１１Ｌ－４．０２０００３０００４０００目０００６０００７０００８０００９０００１００００＾Ｔｉｍｅｔ切图３－６阀口输入信号）（实线与阀口位置信号（虛线）４０ 浙江大学硕±学位论文尸ａｆＩＩＩＩＩＩ！Ｉ１－５０Ｖ－ｉｍ４Ｈｙ〇ｙｚ２５－－［Ｉ１ＩＩ］１ｊ２０００３０００４０００５０００６０００７０００８０００９０００１００００Ｔｉｍｅｔｓ］（图３－７过程输出信号（实线）与设定值信号（虛线）－５－７对比图３和图３，可Ｗ看出本文所提出的新型开环两步补偿法的实现过２５００４０００程大约需要秒，而常规开环两步补偿法的实现过程大约需要秒。考虑新型开环两步补偿法在实现过程中无需等待过程输出稳定下来，因此可Ｗ适当缩短模拟振荡的时间，补偿过程可Ｌ乂更快。另外，在补偿过程中，新型开环两步补偿法没有对控制回路造成更坏的影响，而常规开环两步补偿法使得过程输出远远偏离设定值。３．５本章小绪本章详细研究了控制阀粗滞特性开环两步补偿法，介绍了常规开环两步补偿法的实现原理，并基于控制阀粗滞特性双参数Ｈｅ模型进行了仿真实验。通过分析常规开环两步补偿法的优缺点一，提出了种新型的开环两歩补偿法该方法可，Ｗ缩短对控制阀粗滞特性补偿的时间，并且在补偿过程中几乎不对回路产生额外的负面影响。本文所提出的新型开环两步补偿法在变量关系推导过程中需要保证控制阀只在两个位置变化，因此在控制回路切到开环控制后，需要驱动控制回路产生至少一个周期的振荡信号，这样可Ｗ保证阀口位置可控，从而满足上述条件。然后基于控制阀枯滞特性双参数Ｈｅ模型的特点，同时利用拉普拉斯变换获得此振荡周期内各个变量间的关系，进而快速计算出阀口目标位置，这样便可Ｌ乂得到两步４１ 浙江大学硕±学位论文补偿法中最重要的参数ｍ，，。该方法栖比常规开环两歩补偿法最大的优势是补偿过程中无需等待过程输出稳定下来。４２ 浙江大学硕±学位论文４基于ＭＩＱＰ求解问题实现控制阀撫滞特性的ＭＰＣ补偿控制４．１引言一模型预测控制（ＭＰＣ）在王业生产中是种被广运应用的先进控制算法。模ｆＡ４５型预测控制在很多工业领域中都十分常见］工，例如石油化领域、造纸领域、天然气管道领域、食物加王领域、汽车制造领域、航空航天领域Ｗ及冶金领域。［＾模型预测控制之所Ｗ这样流行，是因为它可Ｗ很好地处理有约束问题包括，输入约宋条件问题、状态约宋条件问题Ｗ及输出约東条件问题。此外，模型预测，预测未来时域被控过程输出信号的行为控制可Ｗ利用己知的内在棋型，在线计［＾算出当前时刻最优的控制器输出信号。然而，模型预测控制设计方法的潜在限制是它在处理不确定模型问题时显得为不从知，这主要是因为过程对象本身建模时含有不确定因素，或者传感器动态特性不确定等，又或者执行机构无法准确建模，例如控制阀。基于混合整数二次规划问题（ＭＩＱＰ）来设计模型预测控制器可Ｗ用于非线性４７ｔ３特性的补偿控制，例如本文研究的控制阀枯滞特性补偿。通过分析控制阀摇Ｌ滞特性不同模型的特点，并结合模型预测控制算法框架的特点，可乂针对性地进行控制阀摇滞特性补偿说计Ｌ。因此利用模型预測控制可乂有效地解决因控制阀死区特性和跳变特性所导致的输出信号难Ｌ乂跟踪问题。在多种控制阀艳滞特楼模型中，本文将选取有代表性的控制阀摇滞特性单参数ｄ模型和双参数Ｈｅ模型来分别进行研究。另外，由于过程变量的多样性将使得操作情况很难满足系统的约宋条件，因此会导致过程输出有过多或不必耍的瀑移。通过理解并研究控制阀梢滞特性的行为特点，将有助于消除或减小其对控制回路的负面影响。口Ｄ］本章主要利用ＭＩＱＰ求解问题来实现ＭＰＣ控制器的最优设计，从而对控制阀粗滞特性的非线性进行补偿。首先分析了控制阀粗滞特性单参数ｄ模型的特点，通过引入逻辑状态变量将该摸型转换为输入约宋条件问题。然后将此方法扩展到更加常见的控制阀枯滞特性双参数Ｈｅ模型中，同样将其转换为可利用的输４３ 浙江大学硕±学位论文入约東条件问题。之后针对双参数Ｈｅ摸型进行了ＭＰＣ编程，由于过程对象摸型中包含前一时刻的条件变量一，因此具有定的特殊性。最后通过棋拟仿真验证ＩＰ求解问题的ＭＰＣ控制器设计补偿方法的有效性Ｐ了这种基于ＭＱ，并与常规ＩＤ控制效果进行了对比，同时讨论了此方法的适用范围。４．２控制阀抱滞特性棋型的约宋条件推换４．２．１单參《ｄ巧型巧巧宋条件转换－－ｄ棋型的图４１描述了控制阀中执行机构的摧滞特性单参数输入输出行为。输入信号Ｕｔ在任何时刻都可能是正值或者负值，即输入信号大小可能增大或者ｉ（）减小レ乂如下定义：果ｕｔ是正值，阀，这里将其作为横坐标。这两种情况可０）如ｉ（）抒移动的正向距离用ｄ表示；Ｕｉ）如果Ｕｉ（ｔ）是负值，阀巧移动的反向距离用ｄ。表ｐ示。因此ｄ和ｄ的表达式如下：。ｐ—ｔ＝－ｄｐ（＋ｄＵ）ｊ的４１．（）＾－ｄ＝＋－ｕＫｔｎ似（巧）７７１占控制阀执行机构中的藉滞特性因此可Ｗ表这成下述形式；＇－么叫＞ｔ－ｍ冲ｄ１ｅ［叫的的ｐ（）－－―Ｕ＝‘ｍＡｕ＜ｄｔ１４２ｂ私的（的］：似ｎ（）．的，（）ｐｔ—Ｕ１：ｏｔｈｅｒｗｉｓｅ＾ｉ）ｐ４７此模型可Ｗ通过引入［］３个逻辑状态变量来分别表示３个动态区域而输入，的变化量ＡＵｔ与粗滞死区ｄ的大小关系可Ｗ决定阀杆输出的位置。另外需要注｜（）Ｕ＝Ｕｔ－ｌ时意的是当片）（），说明输入信号处于死区里面。基于ＭＩＱＰ求解问ｐｐ题的ＭＰＣ控制器设计策略需要考虑输入约束。假设控制阀执行机构的非线化单元为整体元件，因此棋型可Ｗ写成：４４ 渐江大学硕－上学位论文＂—ｕｔ：！（）＋ｄｕ（ｔ）＞ｕ（ｔ＿）——＝：＜ｕＷ＜ｗｔｒｆｔ（）ｕ：Ｌ４的的（）．３ｐ（）——ｔ１：ｉ＝ｕｔ心ｐ（）ｉ（ｔ）（０ｔＵ‘ｐｙ？々４－图１控制阀粗滞特性ｄ模型的输入输出图一組逻辑状态变量＝采用上述简化模型，并引入＆，；１，２，３，分别代表输入ｊ变化的３种状态（输入变量为正值、负值或零值）。另外，针对输入变化量Ａｕ（ｆｃ）的这３个逻辑变量要满足Ｗ下关系：３＝１４．４公０（）＝１；其中＝１２ｍｍ表示多输入系统的１，，输入维数。ＭＰＣ可从处理棋型有约宋问题，因此考虑引入逻辑变量来将控制阀粗滞特一组线性不等式約束条件性模型的分段特性餐换为，针对第ｉ个输入信号的约宋条件则可Ｗ用如下命题表示（假设输出没有约宋限制）；４５ 浙江大学硕±学位论文Ｗ＜＊＾ＷｆｃＵｆ（）ｆ，７ｎｍｆ，爪似；＜ＡＵｆｃ＜ＡＵｉ（）ｍ〇ｃ打ｉ；，Ｓ－＊＞ＡＷｆｃｄ４．５ｉｘｉ（）（）ｉ－－Ｓ？Ａｕｆｅ＜ｄｉ２（）ｉｉ５。一Ａｕ佩＝０Ａ＞－＝即＂爪０）代表ｆｃ０１０Ａｕｆｃ＜００１Ａｕｆｃ０。叫（）曲，（，代表如（，，代表，）ｉ（））ｉ（）レ一沮混合整数线性不等式因此，自变量包括连续输入信号变量，上式可乂转换为ｍＵｅＲ和逻辑状态变量５￡化化利用文献４８中描述的方法可Ｗ进行如下定义：［］￣—￣＾＾ｕｆｅ１ｉｍａｘｉｍａｘ（），，４．６（）＿＝＂——１加ｎｉ加打）将４．４、４．５和４．，最终ＭＰＣ优化问题的约宋条件可Ｗ写成下述巧（）（）（巧结合起来式：么＜ＡＵｉ（ｆｅ）＜＾Ｕｉ扣＿ｍａｘ——ｌ－ｄ含Ｍｄｆ（ｉ加ｎｉ）（Ａｉ）Ｓｕｉ—￣（ｄ－＜ｉ－ｉＪ）ｉ｛ｍａｘ｝ｉ，１－（５ｉｉ（ｆｃ）＋ｄ＾巧＋６口）４．７馬乂ｉｉ咖（）折Ｉｆ（ｆｃ）＋过￡＞（百￡ｍｉｎ＋ｄｆ５。，）６＞１－叫脚百６诚化（巧）Ｓｗ＜－扫１Ｓ佩献（）ｉ柿巧４．２．２双参数化棋型的曲宋条件转换４－２ｅ图是控制阀粗滞特化双参数Ｈ模型流程图。它有两个参数，分别是充和，示阀口粗滞静摩擦力的大小。它托怎表，记表示阀口枯滞滑动摩擦力的大小们一＝＝一和５、的关系分别为５＋。．充，般来说；／５记／／；４尤耍大于记与控制阀描滞特性单参数ｄ模型相似，双参数Ｈｅ模型也和输入信号的变化量相关。不过Ｈｅ模型又引入了中间变量ｕ＾，Ｕｆ是作用在阀口上的残余外为，它并没有使得阀口产生任何移动，即Ｕｆ小于阀口摇滞的静摩擦力。但是Ｗｒ的大小化４６ 浙江大学硕±学位论文Ｈｅ一将作为模型的判断条件之，与输入信号的变化量同时影响阀口的移动情况。〇一＿０７１＂是变量＿个临时变量，表示阀口当前所受外为的总和它受平衡于阀，ｃｗｎ口的静摩擦力／。如果＿Ｍ足够大ｓ，并且可Ｗ克服静摩擦为Ａ，那么阀杆位置ｕｔ将发生变化ｔｔ（＾（），ｕ＾（）由控制器输出信号ｗ（）阀口输入信号）与阀口釉滞的动态摩擦力／ｄ的偏移量决定。另外，如果ｃｕｍ＿ｕ不能克服静摩擦力尤，那么阀杆一将不会移动，将继续保留到下个控制周期中。Ｉｎｕｔｐｒｅｓｓｕｒｅｕｔｐ（），［￣—ｔ—ｔｃｕｍｊｘＵｒ＋ｗｕ１［（）（）］＂。＂ＩＴ１＇，Ｕ＝－打－．＝Ｕ－Ｕｔｓｃｕｍｕｔ１ｖ（０（）苗（＿／ｓ）（）／ｄｖ＝ｍ—．＝ｃｗｎｊｉＵｓｉｎｃｕｕｒｇ（＿ｆｓ）ｆ凸图４－２控制阀粗滞特裡双参数Ｈｅ模型流程图控制阀指滞特性双参数Ｈｅ模型的数学表达式如下：ｃｕｍｌ＝ｗ——ｊｌｉｔ）＋Ｃｕｔ１ｒ（［（）（）］＇—＝ｕｔ—ｓｉ打ｃｗｎｗ（幻（）０（＿尤），ｃｕｍ＿ｕ＞＼＼ｆｓ－ｕ＝ｎｕ■ｔｓｉｃｕｍ（ｒ（）ｇ（＿ｆｓ）ｆａ４．（巧＝ｔ—Ｕ１）ｖ的咕（（ｃｕｍｕ＜，ｌ＿ｌｆｓｊ＝、ｌｉｖ（ｔ）ｃｕｍｊｉ通过上式可Ｗ得到Ｗ下关系———＝ｕ（ｔｕ（ｔ１）ｃｕｍｌＵｔ）ｊｒ（．）４９．（）＝ｃｕｍｌ＞一ｃｕｍｌ－－Ｗｒ（０ｆ＇ｊｆｓｊＵｒ（ｔ）〉ｆｓｄｆｄ４７ 浙江大学硕±学位论文－－￣＝－＞ｃｕｍｊｌｃｕｍｉ＜Ｕｔ＜Ｗｊｒ０ｆｄ．／ｓｒ（）ｆｄｆｓ（＝ｃｕｍｉｃｕｍｃｕｍｉ—ｔ＝０ｕ＜Ｕ．ｊ，＿ｊ｛）＼＼ｆｓｊ而输入信号变化量为—Ａｕｔ＝ｔ—ｔｕ（ｕ（１）（４．１０（）））将（４．１０）代入（４．９）中可Ｗ得到Ｗ下关系：ｃｕｍｕ＞一Ａｕ＞－ｆｓ的／ｓ／ｄ＜－４ｏｗｎｕ一Ａｉｉ＜．１１＿／ｓ的／ｄ／ｓ（）－＝ｃｕｍｕ＜＊Ａｕｔ０＿＼＼ｆｓ（）一＝－假设ｄｄ利用上文中描述的方法，欲将此聚参数模型转换为ａ线／ｓ／，’一？＝１２３性不等式约束条件，同样引入组逻辑状态变量，，ｊ，此处只考虑单输＆，入过程对象系统。由于此模型的判断条件ｃｕｍｕ分为３个区域，所Ｗ＿ｙ的上限化为３，即取３个逻辑状态变量来分别表示３个区域。满足下列关系：３＝１４．１２公（）＝１；根据Ｈｅ模型的分段特化，并结合逻辑状态变量，有Ｗ下命题（假设输出没有约束限制）；Ｍ一＂ｋ含Ｍｍ化（）ｍｏｊｃ—Ａｕ（ｆｅ）＜ＡＵａｘｆｆｉＳ－＊Ａｕ＞４ｆｃｄ．１ｉ（）（＾一＜—Ａｕｄ么化）－＝Ｓ？Ａｕｆｃ０３（）Ｈｅ一組线性不等式之前进行Ｗ下定义将模型转换为：＝－－１ｉＵ婦ｕｆｃＷ（）４１４．（）＿＝－－Ｍ１馬ｎｍｍｍ）将（４．巧、（４．１３）和（４．１４）结合起来，自变量包括连续输入信号变量ｕ６和逻辑状态变量５Ｇ｛０，１｝，最终ＭＰＣ优化问题的约宋条件可Ｗ写成下述巧式：４８ 浙江大学硕±学位论文Ａｕ－——ｄ＞征巧（１６加７１ｉ）Ａｕ－＜￣ｄ（ＵｍａｘＡｕｌ—＋ｄ＜巧＋ｄ饥似）（么）４．１５（）＿Ａｍ＋ｄ＞（巧ｍｍ＋的＆Ａｕｌ－＞ｕ（５＾ｉ？（３）Ａｍ＜１－而而１化＾（）４．３ＭＰＣ补偿法特点分析４．３．１ＭＰＣ控渐算法１．预测模型４９一３［ＭＰＣ控制算法，也就是模型预测控制算法，，是种基于模型的控制算法此模型又称为预测模型。ＭＰＣ可レ乂根据过程对象的历史信息和预测模型，预测过程未来的输出，从而找到最优的未来输入。ＭＰＣ控制算法只关记过程对象模心、状态方程等棋型掏可型的准确性，对于模型的形式并不要求，例如传递函数乂作为预测模型。此外，无论是线性对象、非线性系统或分布参数系统，只要具有预测功能的信息集合Ｌ，化可乂利用预测模型来进行预测控制。预测模型可Ｗ描述过程系统未来的动态行为，能够找出未来时刻被控对象输出变化与没定值的偏差，然后Ｗ此为依据，调节未来时刻控制信号变化即可使得系统的动态特性得到改善，从而获得比常规ＰＩＤ控制更好的效果。２．滚动优化ＭＰＣ控制算法的最大特征也就是滚动优化。模型预测控制算法通过未来时刻输出与设定值的偏差这一指标的最优来确定未来时刻控制信号的变化。指标的形式与系统未来行为相关，通常取未来输出与设定值偏差的方差最小。不过也可心乂采用更多形式，，不同形式对应不同的控制性能保证控制性能指标在给定范围内即可。与通常的离散最优控制算法不同的是，模型预测控制的优化并不是全局不变的优化目标，而是滚动式的有限时段的优化目标。毎个采样点的优化目＃只一时刻采样点的化化目标又与下一时刻到与从该时刻到未来有限时长有关，而下４９ 浙江大学硕±学位论文未来有限时长有关，预测时长不变，则优化时刻同时向前推移。因此，模型预测一控制的优化并不是次性离线完成，而是不断在线滚动式优化。这种有限时段优化目标是有局限性的，即理想情况下只能得到全局的次优解，而无法得到最优解，但是这样的滚动形式却能顾及模型失配、时变、外在干扰等不确定性因素，迅速进行补偿，不断利用新的优化目标来与实际情况匹配，保证了实际控制效果的最优。这在复杂的工业过程系统中是十分必要的，因为这样的系统中模型失配、时变、外在干扰等因素无法避免，过程的不确定性会对全局最优解产生很大影响，因此通过在有限时段内建立滚动优化目标反而更加有效。３．反馈枚正一个环节反馈校正化是模型预测控制中非常重要的。预测模型只能作为过程对象动态特性的基础性描述，而实际系统中存在非线性、横型失配、时变、迟延、外在干扰等不确定性因素，因此基于不变模型的预测控制就不可能与实际系统完全匹配，这就需要对基础模型进行在线修正。反馈校正的引入可Ｗ很好的提高系统性能，增加滚动优化的优越性。这样，模型预测控制算法通过滚动优化确定了一一系列未来时域的控制信号Ｌ乂后，并不把这些未来时刻控制信号次性全部作用到控制器中而是只利用当前时刻的控制信号来预测下一时刻的过程输出，其他，未来时刻的控制信号只作为当前时刻优化出来的控制信号的参考量，从而避免过程系统的输出与设定值偏离过大一。而下时刻则先将实际过程系统的输出反馈给ＭＰＣ控制器，利用实际输出信息再基于预测摸型进行有限时段的优化。总之，反馈校正力图在预测优化时对过程系统的动态行为做出较准确的判断，利用反馈信息构成巧环优化。４．３２ＭＰＣ．补偿法的实现方法一Ｔ对于般ＬＩ（线性时不变，Ｌ）对象可乂直接利用ＭＡＴＬＡＢＭＰＣＴｏｏ化０Ｘ中的模型预测控制设计工具提供的图形用户界面进行分析一，按照菜单提示要求一步歩进行操作即可，能够迅速地设计出期望的模型预测控制器。但是对于模型具有非线化特性的对象，此方法则不再适用。而本文研究的控制阀粗滞特性摸型是非线性的，因此只能通过编写ＭＰＣ控制器代码的方式，其中包括死区和跳变实现粗滞补偿控制。５０ 浙江大学硕±学位论文４－３ＭＰＣ控制过程如图所示，设计器需要建立被控对象的预测模型，被控包含控制阀摧滞特性的非线性部分。因此，首先需要建立控制阀粗滞特性的非线性模型，本章中采用控制阀粗滞特性单参数ｄ模型和双参数Ｈｅ棋型来进行研究。被控过程中需要引入中间变量Ｕ来作为ＭＰＣ控制器输出信号Ｕ经过控制阀（描ｐ滞）后的信号，化就是实际过程对象的输入信号。然后建立控制阀（描滞）和过ＰＣ一般需要进行离散化控制程对象的整体预测模型。由于Ｍ控制算法，也就是一设置采样时间，这就需要对建立的预测模型进行离敢化。模型离散化的方式般１ＳＺＺ有两种（被控过程为Ｓ域）：（）将被控过程从域蒋换到域，再从域转（２），换到时域；将被控过程从Ｓ域转换成状态空间方程再从状态空间方程转换到时域。不过ＭＰＣ也能控制连续系统，但本文不对此进行展开研究。被控过程１ＩｙｗｕｆｃＵ（ｆｃ）ｉｒｌ（）１ｐＭＰＣ控制一控制阀￣？过程对象器（粗滞）￣＾ｎＩ？ＩＩ图４－３被控过程包含粘滞特性的ＭＰＣ补偿控制回路一ＬＬＭＰＣ优化问题的目标函数般可乂写成Ｘ下形式：ＰＭ２２＝■－＋Ｒ？－Ａｕｆｃ＋１４．１６；式０［ｙ从＋０ｙｒｅ／从＋０］［（；）］（）式＝＝ｉｌ７１—式中，Ｍ，Ｐ表示预测步长表示控制步长，Ｐ般大于Ｍ；Ｑ表示输出部分的控制一／？加权系数，表示输入部分的控制加权系数；输出部分偏差的平方和从下时刻一时刻开始计算，当前时刻输出已无法改变，可，截止到经过预测时长的未来某一Ｗ不计算在内，；为了使输出更好地跟踪设定值目标西数后部分的控制量与输一一入变化量相关，，并从输出前时刻开始计算截止到经过控制时长的未来某时刻；其中最关键的问题是求出ｙ（ｆｃ＋〇的表达形式，可Ｗ利用上文中建立好的被控对象预测模型来找到未来过程输出与控制输入的关系，从而确定目标亟数的最终形式。５１ 浙江大学硕±学位论文ＭＰＣ控制算法能够很好的处理有约束问题，在目标函数确定后，根据约束条件并利用相应的求解器即可找到有限时段下的优化目标的次优解，从而获得当前时刻最佳的控制器输出信号。目标函数采用了常见的偏差平方的形式，因此是一二上文将控制阀祐滞模型转化成約束条件后含有二进制变个次规划问题，同时量｛０，１｝，则整个问题变成混合整数二次规划问题（ＭＩＱＰ）。针对上述分析，ＭＰＣ优化问题最终可レッ写成Ｗ下形式：Ｔｍｉｒｉ＋占ｚｚｓ．ｔ．Ｃｚ＋ｄ＜０４１７阿（．）ｚ＝ＵｄＪｎｅＺ巨ｆｉｃｄＺｅ（ｄ｛Ｕｆ其中，Ｃｚ＋ｄ＜０表示混合整数线性不等式约束（４．７）或（４．１５），Ｚｃ表示输入信号ｕ，？二？Ｚ表示逻辑变量。上式将自变量Ｕ中引入进制变量，两者同时作为约束因ｄＡｊ素。此时测模型、目标函数和约束条件都巴描述清楚，控制阀粗滞特性的补，预偕问题转换为求解ＭＩＱＰ问题，得到的最优解即可作为ＭＰＣ控制器当前时刻的最佳输出信号，通过不断的滚动优化从而克服或减少因阀口牠滞特性所引起的输出偏移。４．３．３求解ＭＩＱＰ问巧ＭＡＴＬＡＢ工具箱中有提供求解二次规划问题（ＱＰ）的方法，但是由于约束条件中含有｛０，１｝变量，因此需要利用ＯＰＴＩ工具包来求解此类问题。ＯＰＴＩ工具包中可Ｗ解决ＬＰ、ＭＩＬＰ、ＱＰ、ＭＩＱＰ、ＭＩＮＬＰ等问题，本文需要利用其中ＭＩＱＰ求解功能来实现ＭＰＣ的补偿控制。ＭＩＱＰ的标准形式如下：５２ 浙江大学硕±学位论文１了了ｍｉｎ：ｘＮｘ＋Ｘｘｆ５ｓ．ｔ．Ａｘ＜ｂ斗北ＡＸ＝ｂ（）ｅｑｅｑ＜Ｘ＜ＵｌｂｕＸＥＺｉｅ０勺｛４｝Ｌ上下限其中，自变量取值为整数，约宋条件包含线性不等式约束、等式约束义及或二进制｛〇，１｝。然而，目标函数（４．１６）的形式与（４．１巧的标准形式不同，不能直接得到（４．１巧中所需的矩阵Ｗ和／，若通过人工转换的方式计算量较大，尤其当预测步长Ｐ和控Ｉ工ＩＰ求解器打制步长Ｍ取较大值时。但是ＯＰＴ具包中的ＭＱ必须获取矩阵和／，因此无法直接使用该方法求解本文所采用的目标函数优化问题。通过比较分析，ＯＰＴＩ工具包中所提供的混合整数非线性规划（ＭＩＮＬＰ）求４１解器可Ｗ直接利用目标函数（．巧，同时约束条件中化可Ｗ加入非线性约束，其ＩＰＩＮＬＰ他巧式完全相同。因此，束解ＭＱ问题可＾间接转换为求解Ｍ问题。ＭＥＮＬＰ的标准形式如下：ｍｉｎｘｘｆｉ）ｓ．ｔ．Ａｘ＜ｂ＜ｘ＜Ｕ４１９ｌ．ｂｂ（）ｃｘ＜ｄ（）ＣＸ＝ｄｅｇ（）巧Ｘ￡Ｚｉ呵巨｛（Ｕ｝可从直接将（４．１巧代入上式中，非线性约東条件为空即可。５３ 浙江大学硕±学位论文４．３．４仿真研究义分析利用ＭＡＴＬＡＢ平台对本章所描述的基于ＭＩＱＰ求解问题实现控制阀姑滞特性的ＭＰＣ补偿控制进行仿真研究及分析。本文采用控制阀粗滞特性双参数Ｈｅ模型，因其更具有代表性，相比单参数ｄ模型更能反映阀口的粗滞行为且容易实现。－３ＨｅＭＡＴＬＡＢ仿真模块框图如图４所示。控制阀楷滞特性使用模型，被控－ｓＧ＝ｅ被控过程转换到时域并离散化后的形式如下对象为Ｏ）：＾，＇。２－〇．２＝厂ｘ－－Ｕ－ｘＣｆｃｒ）（ｆｃ１）巧＋２１ｅｆｃ１）了（（）ｐ（（）■４．２（。刺＝ｘｆｃ－（、（則上式中Ｕ为控制阀输出信号，ｒ，为系统采样时间，此处７；取１秒。ｐＨｅ模型使用ＭＡＴＬＡＢ中Ｓ函数实现，ＭＰＣ控制器使用ＭＡＴＬＡＢ中Ｍ函数实现。ＭＰＣ的Ｍ函数中需要将ＭＩＱＰ求解器在当前时刻采样点求得的最优解ｗｏａｃｅ一ｒｋｓ设为全局变量保存到ｐ中，下时刻再作为ＭＩＱＰ求解器的初值，Ｗ此一ｉ类推不断更新初值，从而保存毎个采样点上时刻的值。代价函数ｃｏｓｔ化ｆｉｃｔｏｎ中也需要将Ｈｅ模型的中间变量Ｕｒ和输出信号Ｍ设为全局变量保存到ｗｏｒｋｓｐａｃｅｐ中一，便保存毎个采样点上时刻的值。仿真中ＭＰＣ预测步长Ｐ＝６控制步长Ｍ＝２目标函数输出部分调节权重，，Ｑ＝１００入部分调节权重Ｒ＝Ｏ．ＯｌｎＭＰＣ控制（控制阀输入信号），输器输出信号＝１００＝〇Ｕ的最大值１＾？＾，Ｕ，由于Ｕ中包含３个逻辑变量，逻辑变量只能ｍａｉ取０或１，因此约宋条件包括线性不等式约宋４．１５、等式约宋４．１、上下限约（）（巧宋和二进制约束。ＭＰＣ控制器输出信号Ｕ、过程输出信号ｙ、Ｈｅ模型中间变量和输出信号Ｕ均在ＭＰＣ的Ｍ函数外作为全局变量賦１次初值，且全部为零值。ｐＭＰＣ采样时间设置为０．５秒，仿真时间设为５０秒。＝＝１１．当粗滞程度为怎３，时，假设外部干扰不存在记，环境较为理想情７０的常数信ＭＰＣ控制器补偿控制效果如图４－４况下，设定值为号，所示。５４ 浙江大学硕±学位论文＝－－１王〇〇１ｉ！１１１１ｒｒ１［？ＳＰＡＡ９０－－ＰＶ８０－／＼￣－万６。＞５０－ｆ－ｔ／４０－３０－－２０－－１０－１ｔＩｎ＿［ＩＩｊＩＩｉＩ０５１０１５２０２目３０３５４０４５５０Ｔｉｍｅｓ〔ｓ］４－４ＭＦＣ控制器补偿控制效果图（无噪声）－４可Ｗ看出ＭＰＣ控制器补偿控制效果较为埋想４，理想条件下从图，，即使控制阀存在一定程度的粘滞，过程输出仍然能够很好地跟踪设定值，并且很快稳定下来。２一．由于般过程系统都存在外巧千扰，为了使得仿真效果更巧近实际系统，，．０１益大小在上述条件基础上，引入白噪声外部干扰噪声强度为０，增为化０５，ＭＰＣ控制器补偿控制效果如图４－５４－６所示所示，局部细节图如图。＝１００ＩＩＩＩｉＩＩＩＩＩ］…ＳＰ９０－８０Ａ鸟心６０－５０－－／ｔ４０－－／３０－２０－－／１０－／」０－－－１０ｔＩＩＩＩ［ＩＩＩ０５１０１５２０２５３０３５４０４５５０Ｔｉｍｅｓｓ（）图４－５ＭＰＣ控制器补偿控制效果（含白噪声）５５ 浙江大学硕±学位论文■－－－—ＩＩ］［［［［Ｉｙ—ＳＰＡ己＼八＇／１Ｉ［１ＩＩＩ１５２０２５３０３５４０４５５０Ｔｉｍｅｓｓ（）图４－６ＭＰＣ控制器补偿控制欢果（含白噪声局部图）一４－５レＭＰＣ补偿从图可乂看出，在过程输出加入定程度的白嗓声后，控制效－６可レ果仍然较为理想过程输出在设定值附近变化。从局部图４乂看出，过程输，出在３０秒后进入稳定状态，相比无噪声２０秒后进入稳定状态较晚。３＝６＝３．当粗滞程度增大时，，７０尤，／ｄ仿真时间设为秒，其他参数不变，ＭＰＣ控制器补偿控制效呆如围４－７所示。－．＝■ＸＯＯｉｉＩＩＩ！ＩＩｒ［１１ｌ—ＳＰ９０＿８０－Ａ心６０－＾：—４０３０－＿Ｉ２０－－１００－＾！１Ｉ１〇ＩＩｊｊＩ［［［ＩＩＩ０５１０１５２０２５３０３５４０４５５０５５６０６５７０Ｔｉｍｅｓｓ（）图４－７ＭＰＣ控制器补偿控制效果（粘滞程度较大）一４－７可レ乂看出从图，当控制阀粗滞程度增大倍时，ＭＰＣ补偿控制效果在过一－５－程输出稳定后相比图４差些，但是误差范围化只在１．５１．５，［，］仍然可Ｗ满足实际系统的控制要求。５６ 浙江大学硕王学位论文４．对比常规ＮＤ控制器控制效果。仿真时间设置为７０００秒，控制阀处于理想线性状态＝＝，其他参数不变，经过多次调节Ｐ０．５，１０．０５，时控制效果较巧，当控制阀出现枯滞特性＝６＝－，／３，Ｐ瓜。，枯滞程度为尤ｄ控制效果如图４８所示１〇〇ｒ１１１１；｜９０－－８０－－７０ｎｍｎｎｎｍｎｎｍｎｎｍｍｍｍｎｍｍｍｎｍｍｍｍｆ６０－ｔ５０－４０－３０－－２０－Ｉ—ＳＰ１０－ＰＶ，，，０〇１０００２０００３０００４０００５０００６０００７０００Ｔｉｍｅｓ〔ｓ）４－８Ｐ图ＩＤ控制器补偿控制效果（枯滞程度较大）４－８中可Ｗ看出从图，当控制阀出现较大程度的粘滞特性时，过程输出发生４－７振荡，并且不能稳定地跟踪设定值。而采用ＭＰＣ控制器补偿控制时（图），同样的枯滞程度，但是控制效果明显好于常规ＰＩＤ控制。４．４本章小结本章详细研究了基于ＭＩＱＰ求解问题设计控制阀粗滞特性ＭＰＣ补偿控制器的方法，通过引入逻辑变量分别将控制阀枯滞特性单参数ｄ模型和双参数Ｈｅ模型转换为线性不等式约宋条件，从而利用ＭＰＣ能够很好地解决有约宋问题的特点，将过程回路因控制阀粗滞特性所导致的输出无法堆确跟踪设定值的问题克服了。ＭＰＣ对于模型失配等因素的处理能为较好，解决了无法完全准确建立被控ＩＰ问对象模型的难点，需要注。在求解ＭＱ题上意目标函数与标准型在形式上的区别，可Ｗ等价转换为求解ＭＩＮＬＰ问题。通过《个仿真实验，验证了ＭＰＣ补偿控制方法的可行性，其补偿效果也与控制阀粘滞程度相关。当枯滞程度较小时，ＭＰＣ可Ｗ很好地控制过程输出稳定地跟踪设定值，而当粘滞程度较大时，虽然控制效果有所减弱，但相比常规門Ｄ５７ 浙江大学硕±学位论文控制，其控制性能有很大程度的提高，具体指标也与目标画数的调节参数、ＭＩＱＰ求解器优化程度等栖关。５８ 浙江大学硕±学位论文５结束语５．１研究工作总结现代工业控制系统规模日渐庞大，复杂度也越来越高，在成千上万条控制回一２０％￣３０％路中种普遍现象，其中有约的振荡是由于回路中控制阀出，振荡是现了粗滞特性所导致的。在检测出控制阀存在粗滞特性后，采用合理的补偿控制方法可Ｗ克服枯滞作用，从而消除或减弱控制回路的振荡现象，这样保证了工业生产过程的正常运作，维护了企业的利益。粗滞特惟作为控制阀最常见的非线性一特性受到了越来越多的重视，而描滞特性的补偿控制已成为控制王程界的个重要研究课题。控制阀粗滞特性补偿控制的研究可Ｗ从Ｗ下几个方面入手：（１）如果不巧引入任何外部的枯滞补偿器，可Ｗ尝试先分析控制回路振荡产生的原因，利用描述函数判断回路是否存在极限环，再西绕控制器积分作用的调整来消除或减弱振荡现象；（２）在控制器输出信号中叠加不同类型的补偿信号，利用补偿信号的能量来克服控制阀的粗滞作用，从而驱动控制阀适到相应的位置。这种方法不需要调节控制器参数，单纯依赖补偿信号的作用来消除或减弱振荡现象，因此补偿信号的形式将决定最终的补偿效果；（３）可Ｗ考虑引入控制指标监测器，并且设置相应的阀值条件，根据控制指标的变化来决定是否引入摇滞补偿器或切换回常规控制一。这是种较为综合性的补偿控制方法，可Ｗ根据不同的控制系统吴活调整方窠，补偿过程中回路可能会被切换到开环模式：（４）如果引入控制阀粗滞补偿器，补偿器参数的设置可Ｗ结合控制回路历史振荡数据，通过历史振荡数据的分析来快速找到最佳补偿方窠。本文的主要研究工作是在已有的控制阀粗滞特性补偿方法的基础上，提出了相应的改进或扩展方窠レ，弥补了原有补偿方法的不足，使得粘滞补偿方法可义更好地运用到实际工业过程系统中。５９ 浙江大学硕±学位论文（１）Ｋｎｏｃｋｅｒ脉冲幅值在线自整定寻优算法Ｋｎｏｃｋｅｒ补偿法可能是目前效果最好的控制阀枯滞特性补偿方法，但是其单位脉冲信号参数的选取往往依据工程经验，缺少有效的选取方法，尤其是脉冲幅一值。本文提出了种基于黄金分割法的脉冲幅值在线自整定寻优算法，用于快速有效地找到最合适的Ｋｎｏｃｋｅｒ参数，避免了人工试凑，提高了补偿效率和补偿精度。通过仿真实验，验证了该方法的有效性。（２）开环两步补偿法的新型实现方式两步补偿法的常规实现方式是在补偿器介入控制时，将控制回路巧换到开环模式，然后再利用补偿信号驱动控制阀进行王次除跃响应，阶跃响应间隔巧要求过程系统达到稳态，这样就使得两步补偿法的实现过程耗时很长。本文在分析了因控制阀枯滞特性而产生的振荡信号的历史数据，提出了基于Ｈｅ模型的开环两一种新型实现方式步补偿法的，该方法在回路切换到开环模式后手动驱动回路产一一生至少个周期的振荡信号，通过找到个周期内各变量间的关系，快速获取两歩补偿法的关键参数，，无需过程系统稳定下来。通过仿真实验将结果与常规两步补偿法的补偿效果进行了比较，验证了本文所提方法的有效性。（３）基于ＭＩＱＰ求解问题的ＭＰＣ补偿控制ＭＰＣ能有效处理有巧束问题，将控制阀摇滞特性的数据驱动模型转换为相应的输入约宋条件，即可利用ＭＰＣ消除回路的振荡现象。基于上述研究，本文分别将控制阀枯滞特性单参数ｄ模型和双参数Ｈｅ模型转换为相应的输入约来条Ｉ件，Ｐ求解器获取当前输入，并采用误差的平方作为ＭＰＣ的目标函数利用ＭＱｅ最优值。通过仿真实验，验证了本文所扩展的Ｈ模型转换的输入约宋条件的有效性。５．２研究工作展望目前控制阀枯滞特性补偿控制的研究己经取得了一定的成果，但是在研究过一一程中发现还有些枯滞补偿方法可Ｗ深入探索，也有许多问题有待进步巧究。未来的研究工作可Ｌ乂从Ｗ下几个方面着手：（１）控制阀楷滞模型转约束条件本文将控制阀粗滞特性单参数ｄ模型转输入约宋条件扩展到双参数Ｈｅ模型６０ 浙江大学硕±学位论文转输入条件，还有更多复杂的控制阀粗滞特性数据驱动模型可Ｗ研究，例如Ｋａｎｏ模型、Ｃｈｏｕｄｈｕｒｙ模型，但是这样的模型复杂度更高，需要引入更多的還揖变量才能完全描述模型特性。如果能将更多的控制阀粗滞模型转成相应的约宋条件，那么ＭＰＣ补偿控制的实用化将更强。（２）系统化的控制阀姑滞补偿方窠针对不同的枯滞模型需要采用不同的补偿方窠，并且随着枯滞程度的变化也要调整相应的方窠因此将现有的控制阀艳滞补偿方窠整合成一，个智能的补偿系统，通过控制阀枯滞特性检测选择更适用的粗滞模型，再依据粗滞模型及枯滞程度智能切换到最佳的补偿器是很有实际意义的。（３）＃回路报滞补偿控制本文所研究的控制阀粘滞特性补偿控制都是建立在单回路控制系统的基础上的，而实除工业过程系统中多回路十分常见。因此，如何在多回路稿合性较强的控制系统中设计猎滞补偿器需要进一步巧究。６１ 浙江大学硕±学位论文６２ 浙江大学硕±学位论文参考文献［１］Ｍ．Ａ．Ａ．Ｓ．Ｃｈｏｕｄｈｕｒｙ，Ｓ．Ｌ．Ｓｈａｈ，Ｎ．Ｆ．Ｔｈｏｒｎｈｉｌｌ．ＤｉａｇｎｏｓｉｓｏｆＰｒｏｃｅｓｓＮｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｉｅｓａｎｄＶａｌｖｅＳｔｉｃｔｉｏｎＤａｔａＤｒｉｖｅｎＡｐｐｒｏａｃｈｅｓ．Ｓｐｒｉｎｇｅｒ，２００８．口］Ｍ．Ａ．Ａ．Ｓ．Ｃｈｏｕｄｈｕｒｙ，Ｎ．Ｆ．Ｔｈｏｒｎｈｉｌｌ，Ｓ．Ｌ．Ｓｈａｈ．Ｍｏｄｅｌｌｉｎｇｖａｌｖｅｓｔｉｃｔｉｏｎ．Ｃｏｎｔ２００５１３－６５８ｔｒｏｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＰｒａｃｉｃｅ５：６４１．，，（）－ｍａｎｃｅ３Ｔ．ＨＳｎｄ．Ａｃｏｎｔｒｏｏｏｅｒｆｏｍｏｎｉｔｏｒ．ＣｏｎｔｒｏＥｎｎｅｅｒｉｎｒａｃｔｃｅ［］ｇｇｌｕｌｌｐｐｒｌｇｉｇＰｉ，１３１－９９５１：１５４３１５５１．，（）４ＮＦＴｈｏｌＴＨａ．Ｄｔｔｔｔｒ．．ｒｎｈｉｌ．ｌｕｎｄｅｅｃｉｏｎａｎｄｄｉａｎｏｓｉｓｏｆｏｓｃｉｌｌａｉｏｎｉｎｃｏｎｏｌ［］，ｇｇｇＥｎ－１１ｌｏｏｓ．Ｃｏｎｔｒｏｌｉｎｅｅｒｉｎｒａｃｔｉｃｅ９９７５１０：３４３１３５４．ｐｇｇＰ，，（）［５］０．Ｔａｈａ，Ｇ．Ａ．Ｄｕｍｏｎｔ，Ｍ．Ｓ．Ｄａｖｉｅｓ．Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎａｎｄ出ａｇｎｏｓｉｓｏｆｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｓｉｎ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｓ．ＩＥＥＥＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＤｅｃｉｓｉｏｎａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ１９９６３１０：２４３２２４３７．ｐ，，（）６Ｔ．ＭｉａｏＤ．Ｅ，Ｓｅｂｏｒ．Ａｕｔｏｍａｔｉｃｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｅｘｃｅｓｓｉｖｅｌｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｆｅｅｄｂａｃｋ［］，ｇｙｙｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐｓ．ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＣｏｎｔｒｏｌＡｐｐｈｃａｔｉｏｎｓ，１９９９，１：％９－％４．７Ｗ．Ｌ．Ｂｉａｌｋｏｗｓｋｉ．Ｄｒｅａｍｓｖｅｒｓｕｓｒｅａｌｉｔ：ａｖｉｅｗｆｒｏｍｂｏｔｈｓｉｄｅｓｏｆｔｈｅａ：［］ｙｇｐｍａｎｕｆａｃｔｕｒｉｎｇｅｘｃｅｌｌｅｎｃｅｗｉｔｈｃｏｍｅｏｎｌｙｔｈｒｏｕｇｈｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇｅｘｃｅｌｌｅｎｃｅ．ＰｕｌｐａｎｄＰａＣａｎａｄａ１９４１１９－２７ｅｒ９９３：．ｐ＾，。）Ｄ？目．Ｅｎｄｅｒ．ＰｒｏｃｅｓｓＣＯ打ｔｒｏｌｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＮｏｔａｓｏｏｄａｓｏｕ化ｉｎｋ．Ｃｏｎｔｒｏｌ［巧ｐｇｙＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，１９９３，４０（１０）．［９］Ｌ．Ｄｅｓｂｏｒｏｕｇｈ，Ｒ．Ｍｉｌｌｅｒ．Ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇｃｕｓｔｏｍｅｒｖａｌｕｅｏｆｉｎｄｕｓｔｒｉａｌｃｏｎｔｒｏｌ’－ｉ化ｒｉｎＨｏｎ知ｉｅｎｃｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｍｏｎｇｅｙｗｅｌｌｓｅｘｐ？乂ｉｃｈｅＳｙｍｏｓｉｕｍ２００２．ｐ，１０］Ｔ．Ｈａｇｇｌｕｎｄ．Ａｆｒｉｃｔｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｆｏｒｎｅｕｍａｔｉｃｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓ．Ｊｏｕｒｎａｌｏｆ［ｐＰｒｏｃｅｓｓＣｏｎｔｒｏ２００２１２７－ｌ：８９９０４．，，巧）Ｕ刘巨良过程控制仪表．北京：化学工业出版社．１９９８．［］，１２何衍庆邱宣振，杨杰，王为国控制阀工程设计与应用．北京：化学工业［］，，出版社．２００５．［１３］Ｍ．Ｂａｒｔｙｓ，民．Ｐａｔｏｎ，ＭＳｙｆｅｒｔ，Ｓ．Ｄ．Ｌ．Ｈｅｒａｓ，Ｊ．Ｑｕｅｖｅｄｏ．Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ１：０ｔｈｅＤＡＭＡＤＩＣＳａｃｔｕａｔｏｒＦＤＩｂｅｎｃｈｍａｒｋｓｔｕｄｙ．ＣｏｎｔｒｏｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＰｒａｃｔｉｃｅ，－５９６２００６１４：５７７．，６（）６３ 浙江大学硕±学位论文［Ｍ］Ｊ．Ｍ．Ｆ．Ｃａｌａｄｏ，Ｊ．Ｍ．Ｇ．Ｓ．Ｄ．Ｃｏｓｔａ，Ｍ．Ｂａｒｔｙｓ，Ｊ．Ｋｏｒｂｉｃｚ．ＦＤＩａｐｐｒｏａｃｈ化ｔｈｅＤＡＭＡＤＩＣＳｂｅｎｃｈｍａｒｋｒｏｂｌｅｍｂａｓｅｄｏｎｕａｌｉｔａｔｉｖｅｒｅａｓｏｎｉｎｃｏｕｌｅｄｗｉ也ｐｑｇｐｔｒＰ－ｆｕｚｚｙｎｅｕｒａｌｎｅｔｗｏｒｋｓ．ＣｏｎｏｌＥｎｉｎｅｅｒｉｎｒａｃｔｉｃｅ２００６１４６：６８５６９８．ｇｇ，，（）［１气Ｄ．Ｄｉｉｇｔｅｇ６ｒ，Ｅ．Ｆｒｉｓｋ，Ｖ．ＣｏｃｑｕｅｍｐｏｔｊＭ．Ｋｒｙｓａｎｄｅｒ，Ｍ．Ｓｔａｒｏｓｗｉｅｃｋｉ．Ｓｔｒｕｃｔｕｒａｌａｎａｌｙｓｉｓｏｆｆａｕｌｔｉｓｏｌａｂｉｌｉｔｙｉｎ化ｅＤＡＭＡＤＩＣＳｂｅｎｃｈｍａｒｋ．ＣｏｎｔｒｏｌＥｎ２００６１４７－ｉｎｅｅｒｉ打ｒａｃｔｉｃｅ６：巧６０８．ｇｇＰ，，（）１Ｊ．Ｍ．Ｋｏ％ｉｅｌｎｙ，Ｍ．Ｂａｒｔｙｓ，Ｐ．Ｒｚ）ｉｅｊｅｗｓｋｉ，Ｊ．ＳａｄａＣｏｓｔａ．Ａｃｔｕａｔｏｒｆａｕｌｔ［糾ｑ出ｓｔｉ打ｇｕｉ浊ａｂｉｌｉｔｙｓｔｕｄｙ化ｒ化ｅＤＡＭＡＤＩＣＳｂｅｎｃｈｍａｒｋｐｒｏｂｌｅｍ．ＣｏｎｔｒｏｌＥｎＰａｃｔｅ２００６－１４６：４５６５２．ｉｎｅｅｒｉｎｒｉｃ６ｇｇ，，（）１７Ｆ．Ｐｒｅｖｉｄｉ，Ｔ．Ｐａｒｉｓｉｎｉ．Ｍｏｄｅ＾ｆｒｅｅａｃｔｕａｔｏｒｆａｕｌｔｄｅｔｅｃｔｉｏｎｕｓｉｎａｓｅｃｔｒａｌ［］ｇｐｅｓｔｉｍａｔｉｏｎａｐｒｏａｃｈ：ｔｈｅｃａｓｅｏｆｔｈｅＤＡＭＡＤＩＣＳｂｅｎｃｈｍａｒｋｒｏｂｌｅｍ．Ｃｏｎｔｒｏｌｐｐ２００６１４６－６４４ＥｎｉｎｅｅｒｉｎＰｒａｃｔｉｃｅ６：％．ｇｇ，，（）１８ＭｅａＢ．Ｈｕａｎ，ＤｅｔｅｃｔｉｏｎａｎｄＤｉａｎｏｓｉｓｏｆＳｔｉｃｔｉｏｎｉｎＣｏｎｔｒｏｌＬｏｏｓ：Ｓｔａｔｅ．Ｊｌｌｉ［］，ｇｇｐｏｆｔｈｅＡｒｔａｎｄＡｄｖａｎｃｅｄＭｅｔｈｏｄｓ．ＳｒｉｎｇｅｒＶｅｒｌａｇ２０１０．ｐ，１９Ａ．Ｈｏｒｃｈ．Ａｓｉｍｐｌｅｍｅｔｈｏｄｆｏｒｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｓｔｉｃｔｉｏｎｉｎｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓ．Ｃｏｎｔｒｏｌ［］Ｅｎ１７１０１２２１－３１ｉｎｅｅｒｉｎＰｒａｃｔｉｃｅ９９９：１２．ｇｇ，，（）２０Ａ．Ｓｉｎａ．ｓｒ．Ａｓｍｅｍｅｔｈｏｄｆｏｒｄｅｔｅｃｔｎｖａｖｅ巧ｃｔｏｎｎ［］ｇｈｌ，ＴＬＳａｌｂｕｙｉｐｌｉｇｌｉｉｉｔｔｒｏｕｏｆＰｏｃｅｓｓｏｎｔｒｏ２００５１５４－ｏｓｃｉｌｌａｉｎｃｏｎｏ：３７１３８２ｌｌｏｏｓ．ＪｒｎａｌｒＣｌ．ｇｐ，，（）［２１］Ｒ．Ｓｒｉｎｉｖａｓａｎ，民？Ｒｅｎｇａｓｗａｍ乂Ｓ．Ｎａｒａｓｉｍｈａ打，Ｒ．Ｍｉｌｌｅｒ．ＣｏｎｔｒｏｌＬｏｏｐＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＡｓｓｅｓｓｍｅｎｔ．２．ＨａｍｍｅｒｓｔｅｉｎＭｏｄｅｌＡｐｐｒｏａｃｈｆｏｒＳｔｉｃｔｉｏｎＤｉａｇｎｏｓｉｓ．Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ狂ＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＣｈｅｍｉｓｔｒｙＲｅｓｅａｒｃｈ，２００５，４４。７）：６７－１９６７２８．Ｍ－２２．Ａ．Ａ．Ｓ．ＣｈｏｕｄｈｕｒｙＭ．ＪａｉｎＳ．Ｌ．Ｓｈａｈ．Ｓｔｉｃｔｉｏｎｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎｍｏｄｅｌｌｉｎ［］，，，ｇ，ｔｅｃｔｏｎａｎｄｕａｎｔ－ｄｅｉｑｉｆｉｃａｔｉｏｎ．ＪｏｕｒｎａｌｏｆＰｒｏｃｅｓｓＣｏｎｔｒｏｌ，２００８，１８３４：（）２３２－２４３．［２３］Ｒ．Ｓｒｉ打ｉｖａｓａｎ，化．Ｒｅｎｇａｓｗａｍｙ．Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓｆｏｒｓｔｉｃｔｉｏｎｄｉａｇｎｏｓｉｓａｎｄｃｏｍｅｎｓａｔｉｏｎｉｎｒｏｃｅｓｓｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｓ．ＡｍｅｒｉｃａｎＣｏｎｔｒｏｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ２００６．ｐｐｐ，２４ＴＨＳＡｃｔｏｎｃｏｍｅｎｓａｔｏｒｏｒｎｅｕｍａｔｃｃｏｎｔｒｏｖａｖｅｓｏｕｒｎａｏｆ．ｌｕｎｄ．ｆｒｉｉｐｆｉｌｌ．Ｊｌ［］ｇｇｐｔｒ２００２－Ｐｒｏ说ｓｓＣｏｎｏｌ１２：８９７９０４．，，巧）Ａｔｔ－ｔｔｔｒ２５Ｔｌ．ＨＳｌｕｎｄ．ｕｏｍａｉｃｏｎｌｉｎｅｅｓｉｍａｉｏ。ｏｆｂａｃｋｌａｓｈｉｎｃｏｎｏｌｌｏｏｓ．Ｊｏｕｒｎａ［］ｇｇｐ６４ 浙江大学硕±学位论文ｔｒ２００７－Ｐｒｏｃ的ＳＣｏｎｏｌ１７１７：４８９４９９．，，（）口６］Ｌ．Ｉｖａｎ，Ｓ．Ｌａｋｓｈｍｉｎａｒａｙａｎａｎ．Ａｎｅｗｕｎ近ｅｄａｐｐｒｏａｃｈｔｏｖａｌｖｅｓｔｉｃｔｉｏｎｔ－ｑｕａｎｉｆｉｃａｔｉｏｎａｎｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ．Ｉｎｄ．Ｅｎｇ，Ｃｈｅｍ．Ｒｅｓ２００９４８７：３４７４３４８３．，，（）［２７］Ｍ．Ｃｕａｄｒｏｓ，Ｃ．Ｍｕｎａｒｏ，Ｓ．Ｍｕｎａｒｅｔｏ．Ｎｏｖｅｌｍｏｄｅ＾ｆｒｅｅａｐｐｒｏａｃｈｆｏｒｓｔｉｃｔｉｏｎｔ－ｃｏｍｅｎｓａｉｏｎｉｎｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓ．Ｉｎｄ．Ｅｎ．Ｃｈｅｍ，Ｒｅｓ２０１２５１２５：８４６５８４７６．ｐｇ，，（）口８］民．Ｓｉｉｎｉｖａｓａｎ，艮？Ｒｅｎｇａｓｗａｍｙ．Ｓｔｉｃｔｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｉｎｐｒｏｃｅ巧ｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐｓ：Ａｆｒａｍｅｗｏｒｋｆｏｒｉｎｔｅｇｒａｔｉｎｇｍｅａｓｕｒｅｄａｎｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ．Ｉｎｄ．Ｅｎｇ．Ｃｈｅｍ．Ｒｅｓ．２００５４４２４９１６４－１７：９４．，（）２９Ｒ．ＳｒｉｎｉｖａｓａｎＲ．Ｒｅｎａｓｗａｍ．Ａｒｏａｃｈｅｓｆｏｒｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓｔｉｃｔｉｏｎｃｏｍｅｎｓａｔｉｏｎ［］，ｇｙｐｐｐ２００８－ｉｎｒｏｃｅｓｓｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓ．ＣｏｍｕｔｅｒｓａｎｄＣｈｅｍｉｃａｌＥｎｉｎｅｅｒｉｎｇ，３２１２：ｐｐｇ，（）２１８－２２９．［３０］Ｍ．Ｃｕａｄｒｏｓ，Ｃ．Ｍｕｎａｒｏ，Ｓ．Ｍｕｎａｒｅｔｏ．Ｉｍｐｒｏｖｅｄｓｔｉｃｔｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｉｎｎｅｕｍａｔｉｃｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓ．ＣｏｍｕｔｅｒｓａｎｄＣｈｅｍｉｃａｌＥｎｉｎｅｅｒｉｎ２０１２３８：ｐｐｇｇ，，－１０６１１４．１ＷＣ－３Ｊ．ａｎｇ．ｌｏｓｅｄｌｏｏｃｏｍｅｎｓａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｆｏｒｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｓｃａｕｓｅｄｂｙｃｏｎｔｒｏｌ［］ｐｐ－ｖａｌｖｅｓｔｉｃｔｉｏｎ．Ｉｎｄ．Ｅｎｇ．Ｃｈｅｍ．Ｒｅｓ２０１３，５２３６：１３００６１３０１９．，（）口２］Ｇｅｒｒｙ，Ｊ．；Ｒｕｅｌ，Ｍ．Ｈｏｗ化ｍｅａｓｕｒｅａｎｄｃｏｍｂａｔｖａｌｖｅｓｔｉｃｔｉｏｎｏｎｌｉｎｅ．２０１１ＩＳＡＴｅｃｈｎｉｃａｌＣｏｎｆ．ＨｏｕｓｔｏｎＴｅｘａｓＳｅｔｅｍｂｅｒ２０１１．，，，ｐ，［３３］Ｍ．Ｍｏｈａｍｍａｄ，Ｂ．Ｈｕａｎｇ．Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｆｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓｔｉｃｔｉｏｎｔｈｒｏｕｇｈｔｒ－ｃｏｎｏｌｌｅｒｔｕｎｉｎＪｔｒ２０１２２２１１１ｇ．ｏｕｒｎａｌｏｆＰｒｏｃｅｓｓＣｏｎｏｌ：８００８９．，，巧）３４付川．１０３１１０：，了维明，控制回發中的阀口迟滞补偿方法自动化仪表，２０［］，（）８－１１．口引Ｋ．Ｊ．ＡｓｔｒＳｍ，Ｔ．ＨＳｇｇｌｕｎｄ．ＡｄｖａｎｃｅｄＦＩＤｃｏｎｔｒｏｌ．ＲｅｓｅａｒｃｈＴｒｉａｎｇｌｅＰａｒｋ，ＮｏｒｔｈＣａｒｏｌｉｎａ：ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔＳｏｃｉｅｔｙｏｆＡｍｅｒｉｃａ，２００６．３６Ｍ．Ａ．Ａ．Ｓ．Ｃｈｏｕｄｈｕｒｙ，Ｓ．Ｌ．Ｓｈａｈ，Ｎ．Ｆ．Ｔｈｏｒｎｈｉｌｌ，Ｄ．Ｓ．Ｓｈｏｏｋ．Ａｕｔｏｍａｔｉｃ［］ｄｅｔｅｃｔｉｏｎａｎｄｕａｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎｏｆｓｔｉｃｔｉｏｎｉｎｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓ．ＣｏｎｔｒｏｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇｑＰｒａｔｃｅ２００６－ｃｉ１４２：１３％１４１２．，，ｙ）［３７］Ｍ．Ｋａｎｏ，Ｈ．Ｍａｒｕｔａ，Ｈ．Ｋｕｇｅｍｏｔｏ，Ｋ．Ｓｈｉｍｉｚｕ．ＰｒａｃｔｉｃａｌｍｏｄｅｌａｎｄｄｅｔｅｃｔｉｏｎｔｔｔＩＮＩＦＡＤｔｒａｌｇｏｒｉｈｍｆｏｒｖａｌｖｅｓｉｃｉｏｎ，ＣＳｙｍｐｏｓｉｕｍｏｎｙｎａｍｉｃｓａｎｄＣｏｎｏｌｏｆＰｒｏｃｅ巧ＳｓｔｅｍｓＣａｍｂｒｉｄｅＭＡＪｕ－ｙｌ５７，２００４．，ｇ，，ｙ６５ 浙江大学硕±学位论文３８民．Ｓｒｉｎｉｖａｓａｎ，民．民ｅｎａｓｗａｍＵ．ＮａｌｌａｓｉｖａｍＶ．Ｒａａｖｅｌｕ．Ｉｓｓｕｅｓｉ打ｍｏｄｅｌｉｎ［］ｇｙ，，ｊｇ巧ｉｃｔｉｏｎｉｎｒｏｃｅｓｓｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓ．ＡｍｅｒｉｃａｎＣｏｎｔｒｏｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ２００８：ｐ，３３７４－３３７９．［３９］何熊熊，邹涛，杨悦，李信，气动控制阀静摩擦的Ｋａｎｏ模型与检测方法的一－进步巧究．化工学报２００８５９７：１６９１１６９７．，，（）４０Ａ－．ＳｔｅｎｍａｎＲＧｕｓｔａｆｓｓｏｎＫ．Ｆｏｒｓｍａｎ．Ａｓｅｔａｔｏｎｓｅｔｍｅｎｉｂａｄｍｅｈｏｄｆｏｒ［］，，ｇｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｓｔｉｃｔｉｏｎｉｎｃｏｎｔｒｏｌｖａｌｖｅｓ．ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＪｏｕｒｎａｌｏｆＡｄａｐｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌ－－ａｎｄＳｉｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎ２００３１７７９：化５６３４．ｇｇ，，（）４－－１Ｓ．Ｌ．Ｃｈｅｎ，Ｋ．Ｋ．Ｔａｎ，Ｓ．Ｈｕａｎｇ．ＴｗｏＬａｙｅｒＢｉｎａｒｙＴｒｅｅＤａｔａＤｒｉｖｅｎＭｏｄｅｌｆｏｒ［］Ｃｈ－ＶａｌｖｅＳｔｉｃｔｉｏｎ．Ｉｎｄ．Ｅｎｇ．ｅｍ．Ｒｅｓ２００８４７８：２８４２２８４８．，，（）［４２］Ｑ．Ｐ．Ｈｅ，Ｊ．Ｗａｎｇ，Ｍ．Ｐｏｔｍａｎｎ，ＳＪ．Ｑｉｎ．Ａｃｕｒｖｅｆｉｔｉｎｇｍｅｔｈｏｄｆｏｒｄｅｔｅｃｔｉｎｇｖａｌｖｅｓｔｉｃｔｉｏ打ｉｎｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐｓ．Ｉｎｄ．Ｅｎｇ．Ｇｈｅｍ．艮ｅｓ，２００７，４６（１３）：４５４９－４５６０．［４＾Ｄ．Ｓｅｂｏ巧，Ｔ．Ｅｄｇａｒ，Ｄ．Ｍｅｌｉｃｈａｍｐ．ＰｒｏｃｅｓｓＤｙｎａｍｉｃｓａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ．Ｗｉｌｅｙ，２０１１，３３：４５．（）４４ＳＪ．ｉｎＴＩＡ．Ｂａｄｗｅｌｌ．Ａｓｕｒｖｅｏｆｉｎｄｕｓｔｒｉａｌｍｏｄｅｌｒｅｄｉｃｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌ［］Ｑ，ｇｙｐ－１：ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．ＣｏｎｔｒｏｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＰｒａｃｔｉｃｅ，２００３１１７：１３２．，（）［４５Ａ．Ｇｈａｚｚａｗｉ，Ｅ．ＡｌｉＡ．Ｎｏｕｄ，Ｅ．Ｚａｆｉｒｉｏｕ．Ｏｎｌｉｎｅｔｕｎｉｎｓｔｒａｔｅｉｂｒｍｏｄｅｌ］，ｇｇｙｒｅｄ－ｉｃｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｓ．ＪｏｕｒｎａｌｏｆＰｒｏｃｅｓｓＣｏｎｔｒｏｌ２００１３：２６５２．ｐ，１１８４，（）［４６］Ｊ．Ｍ．Ｍａｃ均ｏｗｓｋｉ．ＰｒｅｄｉｃｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌｗｉｔｈＣｏｎｓｔｒａｉｎｔｓ．ＰｒｅｎｔｉｃｅＨａｌｌ，Ｉｎｃ．２００２．４７Ｈ．ＺａｂｉｒｉＹ．Ｓａｍｕｄｉａ．Ａｈｂｒｉｄｆｏｒｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｄｅｓｉｎｏｆｍｏｄｅｌｒｅｄｉｃｔｉｖｅ［］，ｙｙｇｐｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒｓｙｓｔｅｍｓｕｎｄｅｒａｃｔｕａｔｏｒｓａｔｕｒａｔｉｏｎａｎｄｂａｃｋｌａｓｈ．ＪｏｕｒｎａｌｏｆＰｒｏｃｅｓｓＣｏｎ－７０９ｔｒｏ化２００６１６７：６９３．，（）［４８］Ａ．Ｂｅｍｐｏｒａｄ，Ｍ．Ｍｏｒａｒｉ．ＣｏｎｔｒｏｌｏｆＳｙｓｔｅｍｓＩｎｔｅｇｒａｔｉｎｇＬｏｇｉｃ，Ｄｙｎａｍｉｃｓ，ａｎｄｔｒｔ－ＣｏｎｓａＡｔ１９９３５４０７４２７ｉｎｓ．ｕｏｍａｔｉｃａ８８：．，，巧）［４９］史纽梅，冯丽辉，钟伟红，彭云峰．基于模型的预测控制算法研究．最明理王大学学报－：理工２００４２７６：７２７５版，．，（）－ＭＰＣ０ＨＺａｂＹＩＰＢｉｎｔｈＰＣｏｎｔ．ｉｒｉ．Ｓａｍｕｄｉａ．ＭａｓｅｄｅｒｅｓｅｎｃｅｏｆｒｏｌＶａｌｖｅ口］，ｙＱ如ｃｔｉｏｎ．ＣｈｅｍｉｃａｌＰｒｏｄｕｃｔａｎｄＰｒｏｃｅｓｓＭｏｄｅｌｉｎｇ，２００９，４口？）６６ 浙江大学硕±学位论文致谢值此论文即将完成之际，我要向所有帮助过我的老师、同学、朋友和家人们表示由衷的感谢！本文在谢磊副教授的悉瓜指导和亲切关怀下完成。谢老师知识渊博、敬职敬业、治学严谨，，是我学习和工作中的榜样。谢老师不仅仅在学业上对我耐伯指点而且在生活上对我也关怀备至，经常通过分享自己的人生经历来鼓励我，使我获益良多此我表示对谢磊副教搜最真擎的敬意和由衷的感谢！，在感谢苏宏业教授レ、陈剑教授、徐巍华副教授乂及系里其他老师在学习和生活中给予我的帮助。特别感谢实验窒成员谈斐棋、郭子旭、宋超给予的帮助和鼓励，通、王培宇过与他们的交流讨论，使我得到了很多启发。感谢欧阳权、王凡、李爽、张鹏飞、陈新如等多年来的关怀和帮助。一特别感谢我的家人，在我多年求学生涯中直默默在背后支持我，永远祝福他们！王教巧公Ｍ年先ｊ子走４（８６７ 浙江大学硕±学位论文６８ 浙江大学硕±学位论文作者简介王挺任，男，１９９１年６月出生于黑龙江省鹤岗市萝北县，中国共产党党员，２００９年考入华北电为大学自动化学院，２０１３年毕业，获王学学击学位。同年由于成绩优异，表现突出，免试推荐到浙注大学控制科学与工程系，在智能系统与控制研究所攻读硕壬学位，师从谢磊副教授。研究方向包括：工业过程控制和控制阀非线性特性研究。６９ 浙江大学硕±学位论文７０ 浙江大学硕±学位论文作者在攻读硕壬学位期间的科巧成果发表文章［１］ＴｉｎｇｒｅｎＷａｎｇ，ＬｅｉＸｉｅ，ＦｅｉｑｉＴａｎ，ＨｏｎｇｙｅＳｕ．Ａｎｅｗｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｏｆ－ｏｅｎ－ｔｔｔｒｐｌｏｏｐｔｗｏｍｏｖｅｃｏｍｅｎｓａｔｉｏｎｍｅｈｏｄｆｏｒｏｓｃｉｌｌａｉｏｎｓｃａｕｓｅｄｂｃｏｎｏｌｐｙ－１４８－４３ｖａｌｖｅｓｔｉｃｔｉｏｎ．ＩｆａｃＰａｐｅｒｓＯｎｌｉｎｅ，２０５，８：４３３８．（）发明专利一１谢磊．种因阀口粘滞特性而引起控制回路振荡的补偿方法．申请［］，王挺任号：２０１５１００８０９８ＬＸ公布号：ＣＮ１０４６３５４９７Ａ７１
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