s频段卫星信道ofdm通信系统信道估计研究

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巧參械仪少善国硕±学位论文胃Ｉ樂、’、＾ＨＢ＾Ｓ频段卫星信道ＯＦＤＭ通信系统信道估计研究１作者姓名王志峰指导教师姓名、职称孙献攘漏申请学位类别工学砸± 西安电子科技大学学位论文独创性（或创新性）声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加Ｗ标注和致谢中所罗列的内容Ｗ外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料一同工作的同事对本研巧所做的任何贡献均已在论文。与我中作了明确的说明并表示了谢意。一，切法律责任学位论文若有不实之处本人承担。－＾３。本人签名：ｔ．ｉ日期：４西安电子科技大学关于论文使用授权的说明目Ｐ：本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权属于西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅、借阅论文，允许采；学校可公布论文的全部或部分内容用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，结合学位论文研巧成果完成的论。文、发明专利等成果，署名单位为西安电子科技大学。保密年本授权书的学位论文在＿解密后适用，本人签主全导签名名：师；命叫，护。３．；３．４：：日期日期 学校代码10701学号1301120216分类号TN92密级公开西安电子科技大学硕士学位论文S频段卫星信道OFDM通信系统信道估计研究作者姓名：王志峰一级学科：信息与通信工程二级学科：通信与信息系统学位类别：工学硕士指导教师姓名、职称：孙献璞教授学院：通信工程学院提交日期：2016年3月 ResearchonChannelEstimationforOFDMCommunicationSystemunderS-bandSatelliteChannelAthesissubmittedtoXIDIANUNIVERSITYinpartialfulfillmentoftherequirementsforthedegreeofMasterinCommunicationandInformationSystemByWangZhifengSupervisor:SunXianpuProfessorMarch2016 摘要摘要OFDM技术因为其在频谱利用率、抗干扰能力等方面独特的优越性，受到了学术界和产业界的广泛关注，更是在今天的地面移动/无线通信系统中广泛应用。同时，卫星通信因为其一些特性是其他通信方式难以企及的，近年来也发展迅速，而与地面通信系统的融合是未来卫星移动通信系统实现个人通信发展的必然趋势。另一方面，由于无线信道随机性的存在，信号经过信道时会受到干扰，能否获得详细的信道信息，从而在接收端正确地解调出发射信号，是衡量一个无线通信系统性能的重要指标。因此，对于信道估计算法的研究是一项有重要意义的工作。所以，本文在给定S频段卫星信道的各项参数的前提下，完成了一个基于OFDM的卫星通信系统的设计工作，并对其信道估计方法展开了深入研究。本文首先介绍了OFDM的基本原理和常用的信道估计方法，同时分析了无线信道特性和一些信道基本参数；其次，描述了本系统具体的信道环境，并针对S频段卫星信道的特点及参数，对信道进行建模；接着对物理层进行设计，综合考虑峰均比和邻道干扰等因素确定系统子载波个数，进而完成OFDM符号、帧结构和整个系统的设计工作。最后，针对已完成的系统展开信道估计方法的研究。在对比梳状导频和块状导频的优缺点后选择使用块状导频，然后对经典的最小二乘算法和线性最小均方误差算法进行仿真分析，然而最小二乘算法忽略了噪声影响，估计不准确，线性最小均方误差算法因涉及矩阵求逆而运算复杂度高，所以需要一种合适的信道估计算法。考虑到本系统带宽较窄，子载波个数较少，受噪声影响大，所以从尽量消除噪声干扰的角度出发，给出了一种低通滤波下的最小二乘信道估计算法，该算法在已得到最小二乘信道响应估计值的基础上，通过变换域特性分离信道信息与噪声，然后通过滤波器滤除噪声，这样就可以提高信道传输信息的可靠性。该算法运算复杂度较低，且能得到良好的误码性能，此外，该算法对于微小频偏也有着良好的补偿能力。关键词：S频段，OFDM，帧结构，信道估计，低通滤波I ABSTRACTABSTRACTOFDMtechnologyhadreceivedwidespreadattentioninacademiaandindustrybecauseofitsuniqueadvantagessuchashighspectrumefficiencyandstronganti-interferenceability.What’smore,OFDMtechnologyiswidelyusedintoday’slandmobile/wirelesscommunicationsystem.Atthesametime,satellitecommunicationhasdevelopedrapidlyinrecentyearsbecausesomeofitscharacteristicsarebetterthanotherformsofcommunication.Todevelopthepersonalcommunication,theintegrationwithlandcommunicationisaninevitabletrendforthefuturedevelopmentofsatellitecommunication.Ontheotherhand,duetotherandomnessofwirelesschannel,thesignalwillbeinterferedwhenpassthechannel,theabilitytogetdetailedchannelinformationtodemodulatethetransmittedsignalcorrectlyisanimportantnormtomeasuretheperformanceofawirelesscommunicationsystem.Therefore,researchonchannelestimationisasignificantwork.Sointhisthesis,amobilesatellitecommunicationsystembasedonOFDMtechniqueunderthegivenparametersoftheS-bandsatellitechannelisdesignedandthenaresearchonitschannelestimationmethodsisdid.FirstlythebasicprinciplesofOFDMtechniqueandthecommonmethodsofchannelestimationisintroducedinthisthesis,andsomefeaturesofwirelesschannelisanalyzedatthesametime;SecondlythechannelmodelisestablishedbasedonthecertainscenarioandthecharacteristicsandparametersofS-bandsatellitechannel;Thirdlythephysicallayerparametersaredesignedandthenumberofsub-carriersisfoundoutbasedontheinfluenceofpeaktoaveragepowerratioandadjacentchannelinterferenceaswellasmanyotherfactors.ThentheOFDMsymbols,theframestructureandthesystemaredesigned.Intheendaresearchonthechannelestimationmethodisdidforthecompletedsystem.Blockpilotisselectedaftercomparingtheadvantagesanddisadvantagesofcombpilotandblockpilot,thentheclassicalleastsquarealgorithmandlinearminimummeansquareerroralgorithmisanalyzed.However,theleastsquarealgorithmignorestheinfluenceofnoise,sotheestimatesisinaccurate,thecomputationalcomplexityoflinearminimummeansquareerroralgorithmishighbecauseitinvolvesmatrixinversion,soasuitablemethodisneeded.Thesysteminthisthesishasnarrowbandwidthandlesssub-carriersandwillbeeffectedbynoisestrongly,sotrytoeliminatetheinfluenceofnoise,aleastsquareIII 西安电子科技大学硕士学位论文channelestimationalgorithmafterlow-passfilterisgiven,thecomputationalcomplexityofthealgorithmislowanditsbiterrorrateperformanceisgood.Inaddition,thealgorithmownsagoodabilitytocompensatetheresidualfrequencyoffset.Keywords:S-band,OFDM,framestructure,channelestimation,low-passfilterIV 插图索引插图索引图1.1OFDM发展历程.........................................................................................................3图2.1单载波基带模型.........................................................................................................5图2.2多载波系统结构.........................................................................................................6图2.3OFDM连续系统基本框图........................................................................................8图2.4OFDM信号波形（4个子载波）.............................................................................9图2.5多径对ICI的影响....................................................................................................11图2.6具有循环前缀的OFDM符号.................................................................................12图2.7具有循环前缀的OFDM符号生成方式................................................................12图2.8线性放大器工作范围...............................................................................................15图3.1时间色散示意图.......................................................................................................18图3.2块状导频....................................................................................................................21图3.3梳状导频....................................................................................................................21图3.4格状导频....................................................................................................................22图3.5DFT插值算法原理框图..........................................................................................27图4.1信号传播环境...........................................................................................................29图4.2信道模型....................................................................................................................30图4.3子载波数和峰均比关系...........................................................................................31图4.4子载波个数与带外滚降的关系曲线......................................................................32图4.5OFDM符号的设计...................................................................................................33图4.6OFDM物理层结构...................................................................................................33图4.7PPDU帧结构............................................................................................................34图4.8系统发射机的设计框图...........................................................................................34图4.9信道处理模块框图...................................................................................................36图4.10信号经过信道的处理流程.......................................................................................36图4.11系统接收机设计框图...............................................................................................37图4.12系统接收机设计框图...............................................................................................37图4.13系统总体设计框图...................................................................................................38图4.14高斯信道下系统性能...............................................................................................38图5.1多径信道对OFDM系统性能的影响....................................................................39图5.2不同位置的导频子载波对系统性能的影响.........................................................41图5.3基于噪声处理的梳状导频估计..............................................................................42V 西安电子科技大学硕士学位论文图5.4块状导频不同导频个数的LS估计.......................................................................43图5.5块状导频的LMMSE估计......................................................................................44图5.6原始LS估计的信道频率响应................................................................................46图5.7无噪声时信道变换域特性.......................................................................................46图5.8加噪声时LS估计变换域特性...............................................................................47图5.9理想低通滤波器.......................................................................................................47图5.10滤波去噪后的LS估计值........................................................................................48图5.11无噪声时原始LS估计值........................................................................................48图5.12块状导频各算法性能对比.......................................................................................49图5.13不同窗函数滤波时误码性能..................................................................................50图5.14两径等强时各算法性能...........................................................................................51图5.15多径（5径）时各算法性能...................................................................................52图5.16不同大小的频偏对系统的影响..............................................................................53图5.17对频偏补偿后的性能...............................................................................................54VI 表格索引表格索引表1.1频段分配......................................................................................................................2表2.1单载波、多载波比较.................................................................................................7表2.2OFDM参数设计.......................................................................................................13表5.1块状导频各算法对比...............................................................................................49VII 符号对照表符号对照表符号符号名称max最大多径时延N子载波个数N频域间隔fN时域间隔tf子载波间隔B多普勒频移dT相干时间c均方根时延a第i条路径的幅度增益i第i条路径的随机相位it第i条路径的时延if第k个子载波频率kTOFDM有效长度OFDMTOFDM符号周期sT采样间隔sampleIX 缩略语对照表缩略语对照表缩略语英文全称中文对照ACIAdjacentChannelInterference邻道干扰ADCAnalogtoDigitalConverter数模转换AWGNAdditiveWhiteGaussianNoise加性高斯白噪声BERBitErrorRate误码率CPCyclicPrefix循环前缀DACDigitaltoAnalogConverter模数转换DFTDiscreteFourierTransform离散傅里叶变换ICIInter-ChannelInterference子信道干扰IFFTInverseFastFourierTransform快速傅里叶逆变换ISIInter-SymbolInterference码间干扰LEOLowEarthOrbit低地轨道LSLeastSquare最小二乘LTELong-TermEvolution长期演进LTSLongTrainingSymbol长训练序列MMSEMinimumMeanSquareError最小均方误差OFDMOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing正交频分复用PAPRPeaktoAveragePowerRatio峰值-平均功率比PLCPPhysicalLayerConvergenceProcedure物理层汇聚PPDUPhysicalProtocolDataUnit物理层协议数据单元PSDUPhysicalServiceDataUnit物理层服务数据单元QAMQuadratureAmplitudeModulation正交振幅调制QPSKQuadraturePhase-ShiftKeying四相移相键控SNRSignaltoNoiseRatio信噪比STSShortTrainingSymbol短训练序列XI 目录目录摘要..............................................................................................................................................IABSTRACT............................................................................................................................III插图索引...................................................................................................................................V表格索引.................................................................................................................................VII符号对照表..............................................................................................................................IX缩略语对照表..........................................................................................................................XI目录........................................................................................................................................XIII第一章绪论............................................................................................................................11.1研究背景....................................................................................................................11.2OFDM的发展历程...................................................................................................21.3论文内容及安排.......................................................................................................3第二章正交频分复用技术...................................................................................................52.1单载波与多载波传输...............................................................................................52.1.1单载波传输.....................................................................................................52.1.2多载波传输.....................................................................................................62.2OFDM原理...............................................................................................................82.2.1正交调制解调.................................................................................................82.2.2OFDM的DFT实现....................................................................................102.2.3OFDM循环前缀..........................................................................................112.3OFDM的参数选择.................................................................................................132.4峰均功率比..............................................................................................................14第三章无线信道特性和信道估计.....................................................................................173.1无线传输信道特征.................................................................................................173.1.1无线电波传播...............................................................................................173.1.2多径信道的参数...........................................................................................183.2信道估计方法.........................................................................................................203.3基于导频的信道估计.............................................................................................203.3.1导频图案类型...............................................................................................203.3.2信道估计算法...............................................................................................223.3.3插值算法.......................................................................................................25第四章系统设计方案.........................................................................................................29XIII 西安电子科技大学硕士学位论文4.1系统信道模型.........................................................................................................294.2物理层设计.............................................................................................................304.2.1子载波个数设计...........................................................................................304.2.2OFDM符号设计..........................................................................................324.2.3帧结构设计...................................................................................................334.3系统总体设计及仿真.............................................................................................344.3.1发射机设计与仿真......................................................................................344.3.2信道处理与仿真...........................................................................................364.3.3接收机设计与仿真......................................................................................36第五章系统信道估计.........................................................................................................395.1多径信道对系统性能的影响................................................................................395.2采用梳状导频的信道估计....................................................................................405.2.1不同位置插入导频的估计性能比较.........................................................405.2.2基于噪声处理的梳状导频估计..................................................................415.3采用块状导频的信道估计....................................................................................425.3.1块状导频的LS估计....................................................................................425.3.2块状导频的LMMSE估计..........................................................................435.3.3低通滤波下的LS信道估计算法...............................................................445.3.4不同窗函数下的滤波性能..........................................................................505.3.5不同信道环境下信道估计方法比较.........................................................515.4频偏的影响与估计.................................................................................................525.4.1频偏对系统的影响......................................................................................525.4.2对频偏的估计与补偿..................................................................................53第六章总结与展望.............................................................................................................57参考文献..................................................................................................................................59致谢...........................................................................................................................................61作者简介..................................................................................................................................63XIV 第一章绪论第一章绪论1.1研究背景在第三代移动通信（3G技术）广泛使用时，在人们对4G也越来越依赖且开始展开对5G的研究与期待时，移动通信已经发生了巨大的变化。经过多次融合的努力，国际电信联盟（ITU）在1999年确定了3G标准，在3G还没有完全普及的时候，第四代移动通信（4G）系统已经在2013年开始商用并迅速推广，而在2014年的世界移动通信大会上，5G进入人们的视野，各国成立5G相关研究组织，全球移动通信[1]领域新一轮技术竞争聚焦5G，移动通信开启了它全面快速发展的新道路。作为人们生活不可分离的一部分，移动通信的发展始终追求着高速率高质量的传输，并且一直为人们提供更加方便、快捷的通信。日常生活中我们使用的通信多为地面通信系统，但由于地面建筑物等大的障碍物干扰，地面通信的通信质量和通信距离会受到影响，并且地面通信会受到自然灾害和人为事件的影响。作为一种更优越的通信方式，卫星通信在1945年被英国物理学家A.C.克拉克（ArtheC.Clarke）提出后，[2]并于60年代成为现实。经过半个多世纪的发展，卫星通信已经被广泛应用在军事、气象、广播、导航定位和抢险救灾等多个领域中。较于以地面通信系统为代表的其他通信系统，卫星通信系统在克服了地面通信系统通信距离和通信质量受干扰的缺点的同时，因其通信不受复杂地理条件的限制，还具有系统可靠性高，易于实现多地址传输和多种业务功能，且机动灵活等优点，在实现全球覆盖范围的通信系统上有着显著的优势和实现可能，并且在实现5W通信（任何人与其他任何人在任何时间任何地点实现任何内容的通信）方面有着举足轻重的作用。目前国内的卫星移动通信系统大多集中于一些如UHF频段之类的卫星频段，表1.1列举了卫星业务的常用频段分配，如Ku频段主要用于卫星直播业务（directbroadcastsatellite，DBS）以及部分固定卫星业务（FixedSatelliteService，FSS）；C频段用于FSS；L频段和甚高频（VHF）频段多用于移动业务和导航系统，可以看出[3]卫星通信系统多用于军事、广播、气象等专用通信领域，应用面比较窄，并且相对其他频段，S频段的开发与应用研究相对较少。随着科技的高速发展和人们生活水平的提高，卫星移动通信系统必将渐渐向民用领域拓展。卫星移动通信系统是目前实现全球移动通信覆盖的唯一途径，是国家基础信息建设的重点工程之一，在信息安全保密方面有独特优势，并且对抵抗自然灾害和以后的深入科学研究探测等方面有着重大[4]意义。而我国也开始对卫星S频段展开一系列工作并对低轨道卫星移动通信系统展开研究与建设。1 西安电子科技大学硕士学位论文表1.1频段分配频率范围（GHz）频段名称0.1~0.3VHF0.3~1.0UHF1.0~2.0L2.0~4.0S4.0~8.0C8.0~12.0X12.0~18.0Ku18.0~27.0K27.0~40.0Ka40.0~75V75~110W110~300mm300~3000μm与此同时，与地面移动通信系统的融合是卫星移动通信系统未来的发展趋势之一，为促进两者之间的融合，采用空中接口和传输方案尤为重要。相对于带宽资源紧张的卫星移动通信系统来说，采用OFDM技术的传输方案可以通过大大提高频谱利用率来缓解带宽方面的压力，同时大范围普及的4GLTE和刚刚露出锋芒的5G地面移动通信技术以及无线通信的802.xx系列均采用OFDM技术，为实现与地面移动通信系统更紧密的连接与融合，基于OFDM技术的卫星通信系统有很大的研究价值和发展前景。，1.2OFDM的发展历程作为一种高效的调制技术，OFDM（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，正交频分复用）起源于多载波调制（Multi-CarrierModulation，MCM）技术，从二十世纪九十年代开始被广泛应用在各种通信系统中。[5]1961年，Franco和Lachs提出正交多载波调制的基本原理，即为抵抗时变信道造成的信号衰落，可以把高速传输的串行数据流分解成相互独立的多个低速的并行数据流，然后分别调制到相互正交的多个子载波上进行传输。紧接着贝尔实验室的[6]RobertW.Chang提出了一种带宽受限的多信道传输方法，这种方法的基本思想是子信道部分频谱重叠但互不影响的载波采用频分复用来并行传输数据，该传输系统的关[7]键在于减少相邻信道之间的干扰，而OFDM基础调制方案的基本成形是在1980年，2 第一章绪论Peled和Ruiz提出采用循环前缀（CyclicPrefix，CP）插入到OFDM符号的保护间隔[8]中，使OFDM符号经多径信道后仍正交。但在当时的实际背景下，OFDM因为实现复杂度高而未被广泛关注，直到数字信号处理技术和大规模集成电路飞速发展的时[9]期，有了利用DFT算法实现多载波调制的思想同时，实现IFFT/FFT快速算法的芯片也被开发，使得OFDM调制和解调的复杂度大幅降低，自此OFDM技术开始普及。OFDM开始被广泛应用于各种数字通信系统中，如无线局域网（WirelessLocalAccessNetwork，WLAN）、第四代移动通信（4G）等。如图1.1列举了OFDM技术在各个标准中应用的发展历程。1997年，欧2006年，中国2008年，欧洲1961年，提出正1980年，提出1999年，WLAN洲数字电视数字电视标准第二代数字电交多载波调制使用保护间隔标准IEEE802.11a标准DVB-TDTMB视标准DVB-T21971年，提出1995年，欧洲1995年，日本2004年，WiMax2008年2010年LTE-采用DFT实现数字音频广播数字电视标准标准IEEE802.16eLTE标准Advanced标准OFDM调制标准DABISDB-T图1.1OFDM发展历程与此同时，卫星移动通信系统有着如下特征，从技术观点看，卫星与移动终端之间的频率最好工作在800MHz~3GHz，该频段大致分布于S波段，L波段；为了扩展卫星通信的覆盖面与市场需求，进军卫星移动通信民用市场，部分卫星通信运营商希望能与地面移动通信的通信体制相兼容，支持高达几百Kbps的宽带业务；同时为了提高系统的频谱效率和非线性失真补偿，OFDM技术与恒包络调制技术结合运用在卫星移动通信系统中也是一大趋势，所以在我国大力发展卫星通信的阶段，OFDM技术在卫星移动通信系统中的应用也会发展起来。此外，在人们对通信系统信息的传输速率和传输可靠性要求越来越高的今天，也开始逐渐使用和扩展OFDM技术与分集、干扰抑制、空时编码和天线等技术的结合技术。1.3论文内容及安排本篇论文在给定卫星信道S频段的各项参数的条件下，完成了一个基于OFDM的卫星移动通信系统的设计工作，构建了一个完整的系统进行仿真，并针对该系统展开信道估计的研究，最后提出了一种适合本系统的信道估计方法。本篇论文共分为六个章节，第一章主要以移动通信以及卫星通信的发展、现状和趋势为引，介绍了本文的研究背景及意义；然后又针对OFDM技术展开介绍，概述3 西安电子科技大学硕士学位论文了OFDM技术的发展历程。第二章从单载波与多载波传输系统出发，介绍了基于多载波传输的OFDM技术的基本原理；然后介绍了OFDM的调制解调技术以及其DFT的实现，同时对在保护间隔内加入循环前缀也有详细说明；接着通过一个实例给出了OFDM系统参数选择及确定的方案，最后对OFDM系统的峰均比予以介绍。第三章首先介绍了无线信道的传输特性，从电磁波的传播方式出发，简要说明了传播过程中对信号所产生的影响，并说明了几个重要的信道参数指标，然后概述了信道估计的方法，并针对采用导频进行信道估计的方法进行详细说明。第四章是对基于OFDM的S频段卫星移动通信系统整体方案的设计工作，根据S频段卫星信道的参数及特性，在对具体的信道环境详细描述的情况下给出系统所用信道的模型，然后对系统展开设计。首先，通过综合考虑峰均比和邻道干扰等因素的影响，确定了适合在该系统中采用的子载波的数量；其次，根据信道带宽和确定的子载波个数展开对OFDM符号的设计及物理层帧结构的设计方案；然后，给出了系统的发射机与接收机的设计方案，并对每一模块的仿真进行详细的说明；最后通过AWGN信道下的系统性能与理论的性能对比来说明系统的正确性。第五章从前面介绍的基于导频的信道估计出发，首先对采用梳状导频的信道估计方案进行简单的研究，由于其资源利用率不高以及估计结果不理想，接着对块状导频的信道估计展开研究，由于LS算法忽略噪声影响，估计结果不准确，所以接着研究了LMMSE算法，该算法有着很好的误码性能却因为涉及矩阵求逆运算而运算复杂度高，最后针对本系统带宽窄，子载波个数少，受噪声影响大的特点给出了一种低通滤波下的LS估计算法，该算法运算复杂度低于LMMSE算法，却可以得到良好的误码性能，并且对微小的频偏有着良好的补偿能力。第六章对本文的所有工作进行总结并说明了下一步的工作方向展望。4 第二章正交频分复用技术第二章正交频分复用技术2.1单载波与多载波传输2.1.1单载波传输图2.1是常用的单载波通信系统模型。假设信道ht()的带宽为W，发射滤波器脉冲响应为gt()，单个符号周期为T，传输速率为RT1/，则传输信号{}a经过发射Txn滤波器进行脉冲成形，之后经过加噪信道后到达接收机，在接收机再经过脉冲响应分1别为gt()和ht()的接受滤波器和均衡器处理后，最后进行检测判决而输出。均衡Rx器输出为：yt()agtmTm()zt()(2-1)m其中，zt()为加性噪声，gt()为系统总脉冲响应：1gt()g()*()*thtg()*th()t(2-2)TxRxAWGNz(t)an发射滤波器xt()信道接收滤波器yt()均衡器yt()yt()naˆn判决1gtTx()ht()gtRx()ht()图2.1单载波基带模型但由于信号传输过程中会经过多径信道，因此在频域上信号会出现一些大的衰落现象，在接收端解调时就要使用均衡器进行信道估计，来补偿信道的影响，均衡器设计的复杂度等因素决定补偿效果的好坏。假设均衡器可以完美补偿信道影响，则在噪声可忽略时的采样输出信号为agn-mTmn(()),tnT(2-3)m利用第n个采样来检测a，则上式可表示为式(2-4)：n5 西安电子科技大学硕士学位论文yt()nnag(0)agn-mTm(())(2-4)m,mn从上式看以看出，如果第二项不为零，则它就会成为对传输符号产生的符号间干扰（ISI），并且ISI的程度会由符号周期（T）决定，T越小（此时速率越大），ISI越显著。根据奈奎斯特准则，如果系统传输速率要达到每秒传输R个符号，则系统的最s小带宽应该为R/2[Hz]，这就意味着在单载波传输系统中，需要更大的传输带宽来s支持更高速的传输速率。然而之前结论都是以均衡器可以完美补偿信道影响为前提的，这样就可以把ISI的影响降到最低。但是现实如果想要达到高速率传输，对均衡器复杂度和收敛速度的要求是很高的，可实现性比较低；而次一级的均衡器补偿能力又有限。总之，高数据速率的单载波传输是不可行的，而多载波传输可以有效地减小或消除ISI。2.1.2多载波传输如图2.2所示，多载波调制实际上是将串行的数据符号变为一个个并行传输的子数据流，然后用相应子载波进行调制。fXl[0]基带f0基带Yl[0]编码器0解码器滤波器滤波器Xl[1]基带f1加噪f1基带Yl[1]编码器信道解码器滤波器滤波器ffXNl[1]基带N1N1基带YNl[1]编码器解码器滤波器滤波器图2.2多载波系统结构多载波传输将有频率选择性衰落的宽带信道分成多个窄带子信道，近似于平坦信道，因此每个子信道的非频率选择性降低了均衡器的复杂度，只要子载波间保持正交性，就可以抑制子载波间干扰，实现无失真传输。假设某线性调制系统中，符号速率为R，符号周期TR1/，通带带宽为B，信道相干带宽为B，假设单载波传输表现为频率选择性，即BB。那么采用MCM后，cc6 第二章正交频分复用技术系统被分割成N个并行线性调制子系统，则每个子信道带宽为BBN/，符号速cfc率RRN/。N的取值满足：sccBBN/Bfcc则每个子信道的衰落就是相对平坦的。时域上，子信道上码元周期TNT，与fc子信道带宽的倒数1/B成正比，意味着T1/B1/B5，为信道的均方根fffc时延扩展。子信道的码元周期远大于时延扩展，各子信道上ISI很小。多载波传输相对于单载波传输的优点在于：串行数据符号通过串并转换后变为并行传输的数据，扩展了信号持续时间，减少了多径引起信道时延扩展带来的码间干扰，同时对接收机均衡器复杂度的要求也降低。为了更直观的表示多载波相对于单载波的优点，我们给出表2.1如下表2.1单载波、多载波比较传输方式单载波多载波速率TNs/1/Ts符号持续时间N/TsTs频带总宽度2N/Ts2N/Ts+N0.5/Ts（假设保护带宽=0.5/Ts）抗ISI程度较弱较强上述多载波调制可以有效地克服高速数据传输中多径时延引起的ISI，但在具体实现中仍面临着如下问题。考虑到时间受限的脉冲响应，各个子信道所占的带宽会比理想升余弦脉冲成形时大一些。假设/T是由于时间受限而增加的带宽，则子信道的频率间隔至少为s（1++）/T。为了保持各个子载波互相不重叠，需要的总带宽为sN(1)1cB(2-5)TTf'与单载波通信系统的带宽BT(1)/相比，多载波调制的频谱效率更低。并且接收端需要接近理想特性的带通滤波器以保持各个子载波间互不干扰，并且需要Nc个单独的调制解调器，实现比较复杂。此外，多载波调制把一个宽带频率选择性衰落信道划分为N个窄带子信道，则每个子信道上的数据传输带宽将小于信道的相干带c宽，ISI不明显，但并没有完全消除ISI。而OFDM调制可以进一步克服上述的三个7 西安电子科技大学硕士学位论文问题。OFDM是一种高效的调制技术，是多载波传输的一种，其基本原理是将发送的高速率数据流分散到许多个子载波上，其子载波的特征是在频域相互混叠、时域相互正交。2.2OFDM原理2.2.1正交调制解调每个OFDM符号都是多个线性数字调制后的子载波之和，其连续OFDM符号的表达式如下：N1xt()Re{drectttii(0T/2)exp[j2ftt(0)]}t0tt0T(2-6)i0式中N代表子载波个数，d表示映射过后分配给第i个子载波的数据符号，t表i0示OFDM的起始时刻，f表示第i个子载波的载波频率，T为OFDM符号周期，irect(t)=1，tT/2表示矩形函数。原始数据比特通过指定调制方式映射成数据符号，然后把数据符号的幅度相位分配到每个子载波上，最后相加累积成为OFDM符号。图2.3给出了发射端和接收端子载波调制解调的连续系统框图。其中，ffiT/，i0这样可以保证各子载波之间的正交性。d(0)ej2ft0ej2ft0dˆ(0)积分去d(1)ej2ft1ej2ft1串dˆ(1)保S(t)积分/+信道护并间隔ej2fN1tdN(1)ej2fN1tdNˆ(1)积分图2.3OFDM连续系统基本框图为保持OFDM子载波正交性，在OFDM符号由多个子载波组成的同时，OFDM符号的任意一个子载波都是以其周期的整数倍存在的，另外还要满足一个条件：任意两个相邻子载波之间正好仅相差一个周期。如图2.4所示，给出了一个OFDM符号8 第二章正交频分复用技术包含四个子载波的情况，图中每个子载波的幅度和相位都相同，而载波频率不一样。图中每个子载波含整数倍个周期，相邻子载波差一个周期，满足正交性公式，即1T1mnexp(jwt)exp(jwt)dt(2-7)0nmT0mnHf()f00O(a)TfHf()ff0OTf(b)Hf()ff20OT(c)fHf()ff30OTf(d)图2.4OFDM信号波形（4个子载波）OFDM符号是映射后的数据符号和相应的子载波相乘，然后相加所得。所以OFDM的信号频谱可以理解为单个矩形脉冲的频谱和不同子载波上的冲击函数卷积而得，每个子载波持续时间即矩形脉冲的周期为T，矩形脉冲的频谱幅值为sin()cft，在某个子载波取到最大值时刻，其他子载波的值均为0，所以在进行解调时计算出每个子载波取得最大位置对应的信号值，就可以提取出每个子信道的符号，而不会受到其他子信道的干扰。但是，OFDM子载波的频率对频偏很敏感，很小的偏移就会破坏子载波间正交性，这点是需要注意的。9 西安电子科技大学硕士学位论文2.2.2OFDM的DFT实现前面分析的都是OFDM技术在连续时间域的实现，但这种实现形式下，在子信道数较大时，并行传输系统对发射端设置的设计就会变得更加复杂且昂贵，同时也需要接收端的更高的同步精度来减弱ICI。而数字信号处理技术的发展使得一种基于离散傅里叶变换的方案被推广，该方案使OFDM系统变的简单并促进了OFDM技术的应用与发展。OFDM发射机将信息比特流通过特定的调制方式映射成数据符号，之后将符号序列转换成N个并行的符号流，然后被N个子载波调制。令Xk[]表示在第k个子载l波上发送的第l个符号，l0,1,2,3,，kN0,1,2,3,1。串并转换增大了符号周期，使得N个符号的传输时间扩展为NT，假设单个OFDM符号的持续时间T，ssym即TNT。令()t表示第k个子载波上的第l个OFDM信号，则：symslk,j2fk(tlTsym)e,0tTsym()t(2-8)l,k0其他连续的通频带信号就可以表示为N11xtl()Re{{Xkl[]lk,()}}t(2-9)Tsymlk00而基带信号表示为N1j2fk(tlTsym)xtl()Xkl[]e(2-10)lk00对时间连续的基带OFDM信号在时刻tlTnT，TT/N，fkT/进行symsssymksym采样，得到相应的离散时间的OFDM符号表达式为：j2/knNxnll[]Xk[]e,n0,1,,N1(2-11)k0N1可以证明上式是PSK或QAM数据符号{[]}Xk的N点IDFT。lk0而为了降低运算复杂度，通常采用高效的FFT来替代DFT的实现。对于常用的10 第二章正交频分复用技术基2IFFT算法来说，复数乘法的次数仅有(N/2)log(N)2，以16点的变换为例，IDFT和IFFT中所需要的乘法数量分别为256次和32次，这种算法复杂度之间的差距会随着子载波个数N的增加而愈加明显，IDFT运算复杂度会随N的增加呈二次方增长，IFFT则仅比线性变化稍快。2.2.3OFDM循环前缀由于OFDM系统在多径信道存在时延的情况下会产生ISI，所以抗符号间干扰是OFDM需要解决的一个问题，起初主要是在接收机端采用均衡器来抗ISI，但这样会提高接收机设计的复杂度，所以就提出了另一种可以简化接收机设计的方案，即通过改变信号的波形来实现抗ISI。虽然多载波把一个宽带信道划分成了多个相对较窄的信道，这样每个子信道的ISI就会变得不太明显，但是依然没能从根本上消除掉ISI。用T表示串行数据的符号周期，Tg表示保护间隔长度，max表示无线信道最大时延，为消除ISI，在每个OFDM符号之前加入Tg>max长度的保护间隔即可。最简单直接的方法就是在每个数据块后面连续插入G[TgT/]个零，如图2.5所示，这个时候符号间串扰ISI为0，但可以看出的是经过延时的路径信号的子载波与其他子载波之差不再是整数了，这个时候就会出现另一种干扰，子载波间干扰ICI，这是由子载波间不再相互正交造成的。而解决这种干扰的方法就是加入传输符号的循环扩展，成为循环前缀（CyclicPrefix，CP）。第二子载波对第一在载波的干扰第一子载波有时延的第二子载波保护间隔FFT积分时间长度=1/子载波间隔图2.5多径对ICI的影响加入CP的多径传输波形如图2.6所示，可以看出多径信号的子载波依然与其他子载波保持着完好的正交性，仅仅是延时路径信号由原始信号加入了相位偏移。保护11 西安电子科技大学硕士学位论文间隔大于最大多径时延即Tg>max时，相应的CP长度满足GL，带循环前缀的OFDM符号生成方式如图2.7所示。忽略下标k，当前传输的OFDM符号就记作x[,,xx,x]，其循环前缀就定义为01N1x[x,,x]gNGN1将x的后G个采样点的值移动到序列的开头，就形成了一个长度为NG的序列x[,][xxx,,x,,x,x]gG10N1在此定义下，有xx，GnN1。nn[]N循环前缀FFT积分时间=1/子载波频率间隔TgTgOFDM符号持续时间图2.6具有循环前缀的OFDM符号循环前缀TDFT窗长Tfgxx(NGk),,,(N1),kx0,k,x1,k,,x(N1),k图2.7具有循环前缀的OFDM符号生成方式12 第二章正交频分复用技术当然，信息传输的时间效率和功率效率在加入循环前缀后会有一定程度的降低，在输入数据块之前加入长度为G的循环前缀时，数据传输的时间效率就由NN/降为c了N/(NG)；与此同时，发送循环前缀所用的功率也属于浪费。c2.3OFDM的参数选择与傅里叶变换的相关参数，与时域资源的相关参数和与频域资源相关的参数是OFDM系统设计的三类相关的参数，如表2.2所示。OFDM系统中需要确定的主要参数包括最大多径时延、符号周期、保护间隔、子载波数量。而这些参数的确定则需要知道一些给定的信道特性如信道带宽和时延扩展等，此外参数的设计也和系统所要达到的信息传输速率有关。表2.2OFDM参数设计分类参数采样频率IFFT子载波映射采样周期FFT点数子载波间隔频域可用子载波数信号带宽有用符号时间时域循环前缀OFDM符号时间一般情况下通常按照下面的步骤确定OFDM系统的各项参数：（1）最大多径时延max：由于实际信道具有时变性，所以最大多径时延在不同时刻是不一样的，难以准确预测，因此只能用统计的方式来描述。假设最大多径时延统计平均值为rms，则可以选择最大多径时延max(4~5)rms。（2）保护间隔：根据上文对保护间隔的描述，长度比最大多径时延长就可以抗ISI。但根据经验，为节省信号功率，一般要求信噪比损失低于1dB，所以保护间隔的时间长度一般定为最大多径时延的2到4倍。（3）符号周期：如果已知带宽和子载波个数，即可计算得出符号周期的长度，而上文提到保护间隔的插入会降低传输时间效率和功率效率，同时在系统复杂度和峰均比等因素的影响下，要把握好符号周期与保护间隔的长度关系。（4）子载波数量：子载波数量通常是在已知子载波间隔时，用-3dB带宽除以子载波13 西安电子科技大学硕士学位论文间隔而得到的，同样如果已知系统的总体传输比特速率和每个子信道的比特速率，直接相除也可得到子载波个数。但本系统没有上述两种方案的已知条件，所以在综合峰均比和邻道干扰的情况下来确定子载波数。下面通过一个具体案例来说明如何确定OFDM系统的参数。以室内无线信道为例，最大多径时延均值为200ns，则max4800nsmaxrms选择循环前缀长度为Tg800ns。选择T为Tg的5倍，即T=4s，T=3.2s，则因加入循环前缀带来的信噪OFDMOFDM比损失为1SNR=10lg（1-）=0.969dB<1dBloss5由此得到子信道的宽度为f1/T0.3125MHz。以子信道数N=64为例，TTN/3.2s/640.05s，则数据符号速率为S1/T=20M（Samples/sec），而循环前缀相当于16点采样（即Ng=16）。考虑到传输信S道间的邻道干扰，实际使用的有效子信道数为53（即K=26），则传输信号带宽W530.312516.5625MHz其等效低通信号带宽为WW1/28.2815MHz，满足base1/T>2W的条件。Sbase2.4峰均功率比在通信系统中，峰均比是一个很重要的指标，而该指标恰好是OFDM技术的致命缺点所在。为保证信号频谱不发生泄漏，发射机功率放大器必须始终工作在线性区域，如图2.8所示，发送信号功率过高，信号就会失真。现实生活中人们的手持移动终端所使用的标准大多会涉及OFDM技术，而手持终端的电池容量有限，所以对功耗要求就比较严格，因此OFDM的峰均比问题也是一个很大的挑战。此外，低峰均比可以使功放高效率地工作，然而在峰均比较高的时候，功率放大器必须要有较大的功率回退才能够保证信号的线性放大，继而降低RF功放的有效性。另外，高峰均比的信号动态范围比较大，这就要求接收端有高分辨率的模数转换器，则相应的接收机的实现复杂度和功耗就会提高。14 第二章正交频分复用技术输出信号非线性工作区线性工作区输入信号图2.8线性放大器工作范围一个OFDM符号经由多个独立的经过调制的子载波信号叠加之后，在某一时刻输出信号如果相位相同就会产生较大的峰均比，在一个OFDM符号周期内，功率归一化的复基带信号可以表示为N11j2mn/Nxnk()semk,(2-12)Nm0则其峰均比定义为2maxx(n)k01nNPARR(2-13)2Ex(n)01nNk一个OFDM符号有N个采样值，对于包含N个子载波的OFDM系统来说，如果一个符号内的N个采样点相位恰好全部相同，此时的峰值功率就会是平均功率的N倍，则就会出现PAPR的最大值即N。15 西安电子科技大学硕士学位论文16 第三章无线信道特性和信道估计第三章无线信道特性和信道估计无线通信系统的性能主要会受到无线信道的制约。无线信道是一个开放式的传输系统，会使得通信便捷，但同时也容易受到干扰和噪声的影响。因为信号传输过程中，复杂的地形和空间环境会给信号带来各种各样的损伤，有加性的，乘性的；快变化的，慢变化的；时间上的，频率上的；等等。同时，无线信道不像有线信道那样固定并可以预见，具有非常大的随机性，难以分析。而正是由于无线信道的这种随机性，信号在经过信道时会受到干扰，在接收端想要得到准确可靠的信号，就需要进行信道估计。因此本章首先介绍无线信道的特性，分析无线信道特性引发的接收信号的变化规律，然后对信道估计的相关知识进行概述与介绍。3.1无线传输信道特征3.1.1无线电波传播无线电波的传播方式包括：收发机间无阻挡的直射，地球表面等物体的反射，被尖锐边缘阻挡的绕射以及一定条件下介质中发生的散射。而基于这四种传播方式，大体上会体现出以下四种传播效应。阴影效应，类似于太阳光受阻挡后产生的阴影，由于高大建筑物等物体阻挡，电波传播的接收区域会出现一定的盲区；远近效应，用户的随机移动性使收发机之间的距离随机变化，等功率的发射信号到达接收机的信号强弱根据距离远近而变化，严重时强者会迫使弱者通信中断；多普勒效应，用户处于高速移动时，信号的频率会随着发生频移现象；多径效应，在信号传播过程中，移动接收端的随机性以及高大建筑物等因素的影响会使得接收信号以不同的时延、幅度、频率和相位到达，它们经过的路径不同，而这些不同路径的矢量和即为接收到的信号，这种自干扰现象即为多径效应。信号经无线信道传输后的信号特点一般分为大尺度衰落和小尺度衰落。大尺度衰落主要是由于在电波传播路径上受到建筑物及山岳等的阻挡所产生的阴影效应。小尺度衰落则是指同一传输信号经两个或多个路径传播时以微小的时间差到达接收机，各径上相位的快速变化会引发剧烈的信号相互干涉现象。信号通过无线信道后的传播失真是上述三种因素共同作用的结果，而信号的影响形式则主要表现为传播损耗、时间色散和频率色散。传播损耗即信号功率的变化，时间色散是指同一发射信号在接收端的到达时间和强度会因路径的不同而不同，如图所示，发射台发送的一个脉冲信号经不同路径到达接收端时，相对于路径最短的那个脉冲（往往也是最强的）有着不同的时间差，该差17 西安电子科技大学硕士学位论文值称为多径时延。多径时延随环境地形地物的不同而不同，多个不同的多径时延构成多径时延的扩展，一般与频率无关。t0t1t1基站移动台t1t0t图3.1时间色散示意图时间色散现象在连续符号传输中表现为接收信号发生混叠，会引起符号间干扰。频率色散即收发机间相对运动引起的频率变化。3.1.2多径信道的参数时延扩展和相干带宽时间色散主要由其参数平均过量时延和均方根（RootMeanSquare，RMS）时延扩展来定量描述，平均附加时延是功率延迟分布的一阶矩，定义为18 第三章无线信道特性和信道估计2aPkk()kkkk(3-1)2aPkk()kk在延时功率谱分布下的二阶矩的平方根称为RMS时延扩展，定义为22()(3-2)其中，222aPkk()kk2kk(3-3)2aPkk()kkht(,)表示等效基带冲激响应，传输函数Hft(,)为其傅里叶变换，f表示两个频率分量的间隔，()f表示t时刻Hft(,)关于频率的自相关函数，若存在某个带H宽值B，使得对于所有的f>B时，()f取值很小，则B即为信道的相干带宽。ccHc当相干带宽小于用于传输的信号带宽时，就会发生频率选择性衰落，不同频率的信号会受到或增强或衰弱的影响。反之，则不会有该影响，接收信号只会受到一些平坦衰落的影响。多普勒扩展和相干时间上述两个参数可以描述信道的时间色散参数，然而，它们并未提供描述信道时变特性的信息。这种时变特性由信道路径中物体的运动或收发机间的相对运动而引起。令()t表示信道传输函数Hft(,)在频率为f时关于时间的自相关函数，则定义信H道相干时间T为这样的一个时间间隔，此间隔内的()t近似不为零，即时变信道在cH该时间间隔内相关性强，经过时间T后近似不相关。c多普勒扩展B是信道时变特性引起的频谱展宽程度的度量值，一般取最大多普d勒频移的数值。多普勒频移由移动台的移动造成，与移动台的速度、运动方向和无线电波入射方向的夹角有关，一般情况下T与B成反比，即T=1/B。cdcd以上即为无线信道的传输特性以及一些与信道特性相关的参数，信号会因无线信道的不可预见性受到干扰，而这些干扰在一定程度上是可以通过信道估计估计出来的，有关信道特性的参数在信道估计时也可能会使用到，所以接下来介绍信道估计。19 西安电子科技大学硕士学位论文3.2信道估计方法不同的信道估计方法用于信道估计中的资源是不同的，根据该特点，OFDM的信道估计大致可以分为基于判决反馈（DecisionDirect，DD）、基于导频（PilotSymbolAssistedModulation，PSAM）和不依赖已知信号的盲或半盲的信道估计。一旦通过前导等资源进行初始信道估计，就可以采用基于判决反馈的信道估计方法，该方法不需要使用前导或导频，判决反馈技术利用已判决的反馈信号跟踪信道变化，然后利用估计的信道判决接收信号。该方法对接收机精度要求比较高，所以有时也会利用导频信号提高估计性能。而采用插入导频的形式来进行信道估计则是在传输的OFDM符号中插入一定数量的已知数据进行估计，根据不同特性的信道，已知数据可以在时域、频域或时频域插入，结合已知数据和这些数据位置在接收端的接收数据，即可计算出一部分的信道响应估计值，然后结合已经得到的这些值和插值算法，就可以计算出整个信道的完整响应。通过插入导频可以很好地估计出信道响应，但是导频的插入会降低有效数据的传输效率，而盲信道估计就是一种减小负荷的方式，它利用接收信号的统计特性，可以在不依靠前导或导频信号的情况下进行信道估计，然而性能却往往比较差，而作为折中，结合了发送已知信号和盲估计的半盲估计算法则既可以提高传输效率，又能达到不错的性能。每一类的OFDM信道估计方法都各有其优缺点，而现实中最常使用的就是基于导频的信道估计方法，因为该方法计算简单，数学原理比较成熟，并且工程实现难度不大。一般情况下，PSAM信道估计流程如下：先选定要使用的导频形状，然后计算出导频位置的信道响应估计值，最后根据信道特性和导频形状选用插值算法得到完整信道响应。3.3基于导频的信道估计3.3.1导频图案类型采用插入导频的方式来进行信道估计主要是依靠在发射端插入OFDM数据符号中的已知序列来进行估计的，所以插入已知序列的位置、图案和密度等因素对信道估计的性能是有比较大的影响的。导频图案选择的不同，在要求相同数据效率和使用相同算法的情况下，估计性能也是有所不同的。所以需要选择好导频图案和导频间隔等因素。当前主流的两种导频插入方式是使用一个完整的OFDM符号作为导频符号的块状导频插入方式和使用一个完整的子载波作为导频符号的梳状导频插入方式。块状导频的插入方式如图3.2所示，由图中可以看出，这种方式的导频图案使用一个完整的OFDM符号，所以每个子载波上都包含导频符号，由于块状导频在频域20 第三章无线信道特性和信道估计上的连续性，所以它比较适用于频率选择性衰落信道，同样可以得到在某一时间的信道频率响应，所以对于随时间变化比较慢的信道，块状导频同样也适用。1个OFDM符号St频率时间图3.2块状导频如图3.3所示，为梳状导频的插入方式，由图中可以看出导频符号插入在一个子载波上，所以每个OFDM符号都包含有导频信息，该导频图案在时域上是连续的，所以随着时间的变化，导频信息也是跟着变化的，故该类导频插入方式比较适合用于快衰落的信道。1个OFDM符号Sf频率时间图3.3梳状导频此外，导频图案的选择还可以综合上述两种方案，即在时域和频域两个方向上同21 西安电子科技大学硕士学位论文时插入导频符号，进行二维的信道估计，通常称之为格状导频，其图案如图3.4所示。格状导频是对上述两种导频图案的折中，相对于前两种来说，频谱利用效率更高。但是采用这种导频插入方式时的算法比较复杂，进而难以在实际系统中应用，所以一般采用块状导频或梳状导频。1个OFDM符号St频率Sf时间图3.4格状导频OFDM系统中，无论在时域还是频域上插入导频的时候，都要考虑导频之间最[30]小间隔的问题。而时域和频域上插入的导频需要满足信道的时延扩展和相关带宽，所以在时域上的导频插入间隔N和频域上的间隔N要满足式(3-4)。tf11NNtf,(3-4)22fTfdsm式中f表示最大多普勒频移，T即OFDM符号的周期，为信道的最大多径时dsm延，f表示系统中的子载波间隔。3.3.2信道估计算法为便于分析，接收端导频位置上的接收信号可表示为：YXHZ(3-5)22 第三章无线信道特性和信道估计T其中，XY、分别表示发射和接收的训练信号序列，H[(0),HH(1),,HN(1)]为导频位置处信道系数的向量，Z表示AWGN向量，满足E{Z[k]}=0，Var{[]}=2Zkz，kN0,1。LS信道估计记H为对信道H的估计，把代价函数J(H)ˆ最小化即可得到信道估计值H，代价函数表示为：2J(H)=Y-XHˆˆ=(Y-XH)(Y-XH)ˆHˆ(3-6)=YY-YXH-HXY+HXXHHHˆˆHHˆHHˆ要想取得最小值，上式关于H的偏导数为0时即可，即J(H)ˆ=2(XY)+(XXH)=H*2Hˆ*0(3-7)HˆHH即可。由上式可得XY=XXHˆ，所以LS信道估计的值为H-1H-1H=(XX)XY=XYˆ(3-8)LS从上式可以看出，仅需要一次矩阵求逆运算和一次乘法运算就可以实现LS信道估计算法，而且不需要信道的加性噪声功率和信道统计特性，是一种简便的算法。但是该方法存在很大的不足，即它的均方误差（MSE）过高，LS信道估计的MSE为：MSEEH{(Hˆ)(HHHˆ)}LSLSLS11HEH{(XY)(HXY)}(3-9)HHEZ{(XX))}Z可以看出LS估计的MSE与信噪比成反比，因此在导频信号功率一定时，LS算法的MSE随噪声功率呈线性增长。虽然如此，LS估计方法因为其简单依然被广泛应用于信道估计中。LMMSE信道估计根据上文中得到的LS估计值，即：23 西安电子科技大学硕士学位论文ˆ1ZHXYH(3-10)LSX可以看出LS估计方法没有考虑到减弱或消除噪声的影响，噪声对信道估计的结果就会比较严重。基于该特点，为了提高估计准确度，消除噪声干扰，同时使得MSE最小，提出了MMSE信道估计算法。令HˆXY1H，定义MMSE估计为HˆWH，W为加权矩阵，则MMSE信LS道估计的MSE可表示为22JH()ˆEe{}EH{Hˆ}(3-11)选择使上式最小的W，可证明估计误差向量eHH与H正交，即EeH{HH}EH{(HHˆ)}HEHWHH{()}(3-12)HHEHH{}WEHH{}RHHWR0HHHH其中，HHRHH和RHH分别表示真实信道向量H和估计信道向量H之间的互相关矩阵以及估计信道向量H的自相关矩阵。同时由上式可以得到W：H1WRR(3-13)HHHH另外，计算H的自相关矩阵可得，HREHH{}HH11HEXYXY{()}H1HH1H1H1HEHH{XZHHZ(X)XZZ(X)}(3-14)H11HHEHH{}EXZZ{(X)}2HzEHH{}I2x根据上式，进而可以达到MMSE的信道估计：24 第三章无线信道特性和信道估计HˆWHRR1HHHHH12zRHHRHH2IH(3-15)x12zRHHRHHIH2x进一步可表示为1HˆRRIH(3-16)HHHHSNR22其中EXk{()}{1/EXk()}，是一个与调制方式有关的常数，16QAM调制时取值为17/9，QPSK调制时取值为1，SNR表示信噪比。LMMSE信道估计算法考虑到了噪声的影响，估计结果可以更加准确。但是可以看出，LMMSE信道估计算法的计算复杂度因为涉及到信道自相关矩阵的求逆运算，复杂度依然较高，所以在选择信道估计算法的时候要综合考虑计算复杂度和估计结果准确性的因素来进行选取。3.3.3插值算法通过上一节中所给出的信道估计方法只能得到导频所处位置的信道频率响应值，而要想获得完整信道响应的估计值，就需要使用插值算法进行估计，在估计出其他数据符号处的信道频率响应之后，再对接收信号进行均衡处理，就可以恢复出发射的信息数据。插值算法中，最经常使用的方法可分为一阶插值法和高阶插值法，一阶插值法包括直线内插、线性内插等；而高阶插值法则包括高斯内插、Sinc内插、Cubic内插、拉格朗日内插等方法。另外还有基于变换域的插值算法，这种方法的原理是通过不同变换在变换域中来处理信道估计问题。线性插值，由上文的信道估计算法得到导频处的信道响应后，假设两导频子信道之间的其他子信道频率响应呈线性变化，则就可以获得其他载波上的信道频响。借助线性插值公式可以得到第k个子信道的频率响应估计值为：Hkˆ()HmLl()(1l)(HmL)1HmLL()(3-17)LL0lLmLk,(m1)L25 西安电子科技大学硕士学位论文线性插值的结构与计算简单，在实际系统中易于实现，节省资源，但是估计性能一般。高斯内插会比线性内插复杂，它需要得到三个导频位置的信道频域估计值才能来进行内插估计，所以也叫做二阶线性内插。较之于线性插值，高阶插值利用了更多的导频子信道的信息，这样所估计出的导频之间子载波信道的频域响应值就会更加准确，更接近于真实的信道响应值，然而这种效果是增加计算复杂度换得的，高斯内插相对于高阶多项式插值来说，在复杂度不是很高的情况下能达到较好的性能。高斯插值公式为：Hkˆ()HmL+lˆ()CHmL-L()CHmL()CHmLL()(3-18)1010lLmLk,(m1)L其中(1)C12lC(1)(1)0L(1)C12高斯插值实质上是一种曲线拟合，而线性插值则是直线拟合，所以高斯插值估计精度优于线性插值，同时也可以把线性插值看作高斯插值的一个特例。Cubic插值算法，内插滤波过程中，信道估计性能的好坏是和计算复杂度的难易一致的，但考虑到实际系统实现的难易程度，不能一味地增加内插多项式的阶数，以计算复杂度为代价来提高信道估计性能，因为当内插多项式的阶数高达一定程度时，信道估计的性能改善的并不会太明显，所以要选择一个折中点。Cubic曲线作为三次曲线，因为采用的已知点的数量更多来进行插值，所以所估计点处的实际情况反映出来就更加准确，能够更真实的反映真实曲线的曲线特性，性能更好。其公式为：Hkˆ()HmL+lˆ()(12)(llL)2HmL()LLlLl2lL2'(12)()HmLL()l()HmL()(3-19)LLLl2'(lL)()HmLL()L26 第三章无线信道特性和信道估计0lLmLk,(m1)LDFT插值算法，信号处理过程中，时域补零等效于在频域进行滤波，故可用DFT变换实现信道估计。假设Hk()为导频处频域信道响应估计值，NP为频域导频的数p目，先对其进行NP点IDFT变换可得NP121jnkhn()Hk()eNPppn=0,1,……,NP-1(3-20)NPk0在该时域信号的中间补零可得hn(),0nNP/2phnˆ()0,其它(3-21)hn-N+NP(),(NNP/2)nNP1对上式的时序序列进行N点DFT变换，就可以得到全部载波处的频域信道响应，它的实质就相当于在频域进行了平滑滤波。N12-jknHkˆ()hkeˆ()Nn=0,1,……,N-1(3-22)k0该方法在进行数据子信道函数内插计算时，利用信道冲击响应与信道传输函数的关系，利用了所有的导频信息，能达到好的性能，其框图如图3.5所示：频域时域频域导频提取M点IFFT补零N点FFT图3.5DFT插值算法原理框图27 西安电子科技大学硕士学位论文28 第四章系统设计方案第四章系统设计方案4.1系统信道模型首先说明一下系统设计要求的主要参数。本文的系统设计所使用的卫星信道位于S频段，而卫星信道S频段的主要参数如下：工作频率在2170MHz到2200MHz，其中可用带宽总长为28MHz，信道总个数为112个，所以每个子信道的总带宽即为28MHz/112=250kHz，其中每个信道的保护带宽为25kHz，所以每个子信道的有效带宽为225kHz。接下来描述信道环境，如图4.1所示，由于卫星距离地面较高，所以信号传播过程不会受到地形影响，受反射影响很小，可以忽略不计。但是除直射信号外，信号会因经过不同物体的散射以及阴影效应而形成多径传播。此外，接收机在移动过程中，直射信号路线与接收端移动平面也基本上是垂直的，所以多普勒频移可以忽略不计，因此该信道模型主要是一个多径信道模型。图4.1信号传播环境29 西安电子科技大学硕士学位论文根据上文对信道环境的描述，本系统采用的信道模型是多径信道模型，多径个数为1~5径，各径相互独立，每一径衰落近似为常数，衰落值由相偏和增益共同决定，每径还有一个随机变化的附加时延。多径信道模型如图4.2所示。其中一些参数如下，a表示第i条路径的幅度衰减，其变化范围为0~20dB；表示信道多径的随机相位，ii其变化范围为0~2；t表示第i条路径的时延扩展，其变化范围为0~4s，即最i大多径时延扩展为4s；表示信道固定相偏，虽然信道中的多普勒频移被忽略不计，0但是由于现实工程实现时，收发机之间因为一些因素的影响还是会产生一定大小的频率偏移，所以在信道中加入这部分因素，2f为频率偏移，范围为100~100Hz。dajexp()11xn()yn()输入信号t输出信号1ajexp()22Nt2高斯白噪声ajexp()55texp(-jwt+)50图4.2信道模型高斯白噪声为zn()，设信道冲激响应为hn()，则该信道模型在时域和频域表达式分别如下：yn()(x()nzn())hn()(4-1)YXHZH(4-2)4.2物理层设计4.2.1子载波个数设计由上文给出卫星信道S频段基本参数可知系统信道带宽是已知的，想要设计OFDM传输符号，则需要先确定OFDM的子载波个数。由于多径的存在，信号在传输过程中会产生频率选择性衰落，所以OFDM符号的符号长度要远大于信道时延扩展来对抗频率选择性衰落。同时峰均比过高是OFDM系统的一大缺点，在设计子载波个数的时候需要考虑到该因素，另外，由于OFDM信号的功率谱是许多频移后的sinc函数的总和，具有比较大的带外功率，会导致邻道干扰(ACI)，所以在设计系统30 第四章系统设计方案的OFDM子载波个数时，应该主要综合考虑这两方面的问题。首先考虑峰均比问题。如图4.3是不同子载波数目对应的峰均比的仿真曲线，生成10帧测试数据，采用QPSK调制方式，每帧包含100个OFDM符号，在不同的子载波数目情况下计算出峰均比的值，从图中可以看出，随着子载波数目的增多，OFDM系统的峰均比也在增加，而过高的峰均比要求功放必须要有较大的功率回退才能保证信号的线性放大，这样会使得功率放大器的效率降低；同时高峰均比对数模转换器的分辨率要求比较高，对相应接收机的实现复杂度和功耗的要求也会提高，所以在峰均比的限制下，子载波个数不能过多。值得注意是，因时域信号传输的连续性，采样点并不能完全反映时域信号特性，也就是峰值功率最大的采样点不一定会出现，所以图中对应子载波数目的峰均比可能比理论值会低，如果想得到更加准确的峰均比，可以通过过采样增加采样点数来获取，过采样倍数为N,则采样点数就会增加值原来的N倍，取得峰值功率最大点的概率就越大。这里只是为了说明子载波数目与峰均比的关系曲线走势即可，所以没有采用过采样。图4.3子载波数和峰均比关系接着考虑邻道干扰的问题。因每个OFDM符号上的每个子载波信号都是时间有限的，所以OFDM信号会产生带外辐射，引起不可忽略的邻道干扰，对相邻频段的信道造成影响。而保护频带的存在就是为了降低邻道干扰。本文系统所用信道有效带宽为225kHz，保护带宽为25kHz，为了直观地说明子31 西安电子科技大学硕士学位论文载波个数与带外滚降的关系，如图4.4所示，做出了子载波个数与带外功滚降的曲线图，从图中可以看出子载波个数越多，带外滚降越小，这样邻道干扰也就越小。子载波个数和带外滚降关系曲线0-10-20-30[dB]-40-50带外滚降-60-70-80-90051015202530子载波个数图4.4子载波个数与带外滚降的关系曲线综合考虑子载波个数与峰均比和带外功率之间的关系，子载波个数不宜太大，也不宜太小，且在本系统中带外辐射比带内辐射低70dB为参考指标，并且当系统时钟为整数值时，在工程实现时比较容易处理，所以最终确定子载波个数为18个。4.2.2OFDM符号设计根据上文所提到的信道总带宽为250kHz，其中有效带宽为225kHz，子载波个数为18，所以子载波间隔为：f=225kHz/18=12.5kHz则一个OFDM符号的有效长度即为：T=1/f=80sOFDM子载波数为18所以应该采用32点的IFFT，所以OFDM符号的采样间隔T=80s/32=2.5ssample在信道设计中得知信道最大多径时延扩展为4s，所以为了抵抗符号间干扰，保护间隔的长度应该大于最大多径时延。根据前文所讲的OFDM系统参数的选择，保护间隔的长度一般为最大多径时延的2~4倍，同时参考802.16标准中所认为的保护间隔长度可取OFDM有效时间长度32 第四章系统设计方案的1/4，1/8，1/16，1/32，在该系统中选取保护间隔长度为20s，所以一个OFDM符号的长度即为TTT100ssOFDMg所设计OFDM符号如图4.5所示。Ts20Ts80gOFDM保护间隔有效OFDM长度OFDM符号长度Ts100s图4.5OFDM符号的设计4.2.3帧结构设计物理层汇聚协议(PLCP)就是将需要传输的数据封装成适合在无线环境中传输的分组协议数据单元的过程。它将来自MAC子层的数据作为物理层的服务数据单元，再加上PLCP前导和PLCP帧头封装成为PLCP协议数据单元。整个过程分为三路并行执行，在最后封装成PPDU数据帧。整体流程和封装成的帧结构如图4.6所示。待传数据服务域尾比特速率5bit校验1bit尾码6bitsPSDUPAD（16bits）（16bits）（6bits）扰码扰乱纠错编码以Ncbpsbit为单位分组纠错编码分组交织长度5bit校验1bit尾码6bits（1/2），交织NcbpsNcbpsNcbpsNcbps……（bit）（bit）（bit）（bit）纠错编码根据速率选映射方（1/2），交织IFFT变换式，插入导频24bit24bit插入循环前缀BPSK映射，IFFT变换BPSK映射，IFFT变换FFTFFT……FFTSignlSignl预先设置OFDMOFDMOFDMOFDMOFDM短训练序列长训练序列GIFFT……（Signl）（Signl）符号符号符号图4.6OFDM物理层结构负载域中每个OFDM符号的长度是100s（含保护间隔长度20s），一帧的长度设计为10ms，所以一帧的长度包含100个OFDM符号的长度，OFDM的前导训练序列(PreambleTrainingSymbol，PTS)结构如图4.7，包括训练符号域、信号域和负33 西安电子科技大学硕士学位论文载域。训练符号包括10个周期重复的短训练符号和2个长训练符号,主要用于接收端时间同步、频偏估计以及信道估计等；信号域即“SIGNAL”域，包括两个OFDM符号，一个用来告知接收端传送的数据的长度，另一个则用来告知接收端数据的编码速率、调制类型等信息。训练符号和信号域构成PPDU的帧头，然后就是负载域，用于传送OFDM符号。1010100s220280200s2080100s2080100s2080100s2080100st1t2t3t4t5t6t7t8t9t10GI2T1T2GISignalGISignalGIData1GIData2GIData3图4.7PPDU帧结构4.3系统总体设计及仿真4.3.1发射机设计与仿真发射机的结构框图如图4.8所示，按顺序有以下几部分：信源数据的生成，数据映射，串并转换，导频的插入，IFFT调制，加入保护间隔，并串转换和帧结构的组成。串并变换+产生数据数据映射IFFT调制导频加保护间并串转换组帧隔图4.8系统发射机的设计框图产生数据通过MATLAB中的rand（）函数随机生成一组0、1序列，对生成的序列进行编码交织，可采用不同编码方式和不同的编码速率，编码方式常用Turbo编码，编码速率根据实际情况可以采用1/2，1/3，3/4或5/6等码率，以一帧为单位处理数据。本系统中未加入交织编码模块而直接对数据进行映射，可在后续的研究工作中加入交织编码来改善误码性能。数据映射产生的数据可采用MQAM的映射方式，可以采用QPSK，16QAM，32QAM，64QAM，甚至于更高阶的QAM调制或者APSK等调制方式，综合考虑对噪声和干34 第四章系统设计方案扰的鲁棒性以及频带利用率等方面的性能，本系统主要选择16QAM的映射方式，也有QPSK和64QAM的映射方式供选择使用。串并转换生成的数据经过映射后得到串行的复数数据通过OFDM系统进行传输，子载波个数为18个，其中第0个子载波是直流子载波，不传输数据，所以有17个子载波是用来传输数据的，因此通过串并转换后把串行数据转换成17行的并行数据进行传输，转换的列数根据插入导频的个数决定。导频插入导频的插入是为了对系统产生的偏差进行控制，信号在传输的过程中会受到多径效应、载波频偏和相位噪声的影响，从而导致接收错误，所以要跟踪这些变化并加以矫正。导频的插入可以是一维的也可以是二维的，本系统采用一维导频的插入，分别对梳状导频和块状导频的插入方式进行了仿真，使用梳状导频插入时，采用的导频序列是值全为1的行向量，即[11……11]共100个；而使用块状导频插入时，采用的导频序列则是使用rand（）函数生成的随机列向量。IFFT调制本系统子载波个数为18，大于子载波数的最小2的指数幂即32，所以采用32点的IFFT变换，即在后面的19~32子载波上补零，相当于系统进行了过采样，当采样点数过少的时候，采样点的输出样值往往不能准确反映出连续OFDM符号的特性，在采样值被还原后，信号中的高频分量受到干扰不准确，所以采用32点IFFT在增加采样点的同时又可直接进行快速傅里叶变换。加保护间隔多径信道所产生的多径效应会使得OFDM符号之间出现符号间干扰，这样会破坏OFDM符号中子载波的正交性，为了消除该影响，就在保护间隔内加入循环前缀（CP），循环前缀的长度应大于最大时延扩展，多取2~4倍，同时，类似于循环前缀，也可以在OFDM符号后端加入循环后缀（CS）来消除该影响。本系统采用的方式是加入循环前缀，因为循环前缀长度是OFDM符号长度的1/4，而OFDM符号的采样点数是32个，所以取出OFDM符号最后的8个采样点加到OFDM符号前面即可。组帧加入保护间隔后就完成了对OFDM符号发射端的处理，因为信号在信道中是串行传输的，所以在组帧前应先进行并串转换，然后将调制好的OFDM符号依照前面设计的帧结构组帧，在OFDM符号前面加上包含训练序列和SIGNAL信号的帧头，生成的训练序列可以存储起来，需要的时候调用可节省运行时间。35 西安电子科技大学硕士学位论文4.3.2信道处理与仿真信道处理模块如图4.9所示。首先要对发射机发射的信号进行上采样处理，因为OFDM信号的采样间隔为2.5s，为了与多径信道的时延单位相匹配，所以对信号进行25倍上采样，使采样间隔变为0.1s，此处的过采样仅仅是信道仿真处理时所需的步骤，与实现无关。信号经由发射机处理完后，为了更好地将系统接近真实环境，仿照信号真实传输中受到噪声干扰，在系统中以信噪比的形式加入高斯白噪声，然后信号通过多径信道而输出，多径信道对信号的处理即输入信号与信道冲激响应的卷积，本质就是输入信号与每径信道冲激响应相乘后再求和。AWGN上采样多径信道下采样信道图4.9信道处理模块框图假设多径有三条径，时延分别为0，，，则发射机发射的信号xt()经过多径12信道后所接收的信号如图4.10所示，即为：yt()xtae()j0xt()aejj12xt()ae(4-4)01122发射机发射信号aej00jae111jae222经过多径信道后的信号图4.10信号经过信道的处理流程4.3.3接收机设计与仿真实际系统中，发射机处理好的数据会进行数模转换，然后调制到高频载波上发射到信道中，而在接收端就是从高频载波上解调后进行同步处理，再进行与发射机相反的处理过程就可获得数据信息，接收机框图如图4.11所示。36 第四章系统设计方案同步串并转换去CP信道估计FFT解调并串转换解映射去导频图4.11系统接收机设计框图同步同步问题是通信系统中的一个关键问题数字通信中同步主要包括时间同步和载波频率同步，本系统的同步分为粗同步和精同步，所采用的训练序列如图4.12所示，短训练序列用于接收端的自动增益集中控制、定时和频率获取等，而长训练序列用于信道估计和频偏纠正，所采用的算法为S&C同步算法。Ng22Ng短训练序列长训练序列图4.12系统接收机设计框图信道估计与均衡本系统采用基于导频的信道估计方式，根据接收端导频值和发射端已知的导频序列值，可以估计出信道的频率响应，对接收信号进行检测和校正，信道的最大时延，移动台的最大多普勒频移和随机噪声是影响信道估计算法的主要因素。在本系统中，对多种信道估计方法进行仿真和对比，最后在衡量多种性能指标的情况下，提出一种最适合本系统的信道估计算法。解映射为使信源数据能够在信道中传输，在发射机对数据进行了星座映射，把数字比特流映射成模拟形式，所以在接收端进行数据恢复时，要进行与发射端映射方式相对应的解调，如果在发射机处理数据时加入编码，则在接收端要进行译码，常采用的译码算法是Viterbi译码算法。至于其它模块部分，去CP，32点FFT和去导频都是发射机对应模块的逆过程，就不再详细介绍。37 西安电子科技大学硕士学位论文最后将发射机、接收机和信道对接，构成系统总体框图如图4.13所示。串并变换+加保护间产生数据数据映射IFFT调制并串转换导频隔组帧上采样高斯白噪声多径信道下采样信道估计同步串并转换去CPFFT解调并串转换解映射去导频图4.13系统总体设计框图[20]理论上讲，对于AWGN信道，OFDM系统采用M-QAM信号的误比特率（BitErrorRate，BER）为2(M1)6ElogMb2PQeMlogMNM21(4-5)20由此可以得到一条AWGN信道的理论曲线，同时对已设计好的系统在高斯白噪声信道下进行仿真，调制方式采用16QAM，如图4.14所示，可以看出得到的结果跟理论基本一致，验证了系统的正确性。AWGN下系统误码率对比010-110-210-310BER-410-510仿真-6理论10-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图4.14高斯信道下系统性能38 第五章系统信道估计第五章系统信道估计信号在经过信道时要保证信号的正确性，不被信道环境影响，这样在接收端才能够进行正确的接收，以达到准确良好的通信。但是由于在本文系统环境中信号会受到多径和高斯白噪声的影响，所以信号经过信道的时候一方面会由于多径而产生频率失真，并且这种失真具有随机性，所以需要使用信道估计方法对该失真进行补偿；而另一方面，随机噪声的存在会影响信道估计结果的准确性，所以在进行信道估计时也要尽量减小噪声的影响。因此本章就针对该系统展开对其信道估计的研究。5.1多径信道对系统性能的影响由第四章对信道环境的描述知，信道模型是一个多径信道，每条径上附加有随机相位，每一径还有衰减与时延。而每一条径上的衰减不同时，每一条径上有无随机相位时，系统所得到的误码性能是不一样的。假设多径信道的多径数为2径，如图5.1所示，基于第四章的系统构建方案，仿真得到了在无随机相位的时候，信道两径衰减分别为[00]dB、[010]dB、[020]dB时的系统误码特性；另外，保持信道两径衰减不变，在信道的每径中加入随机相位，得到误码率曲线的仿真曲线。010-110-210-310BER-410两径衰减[00]dB，无随机相位两径衰减[010]dB，无随机相位-5两径衰减[020]dB，无随机相位10两径衰减[00]dB，有随机相位两径衰减[010]dB，有随机相位-6两径衰减[020]dB，有随机相位1002468101214161820Eb/N[dB]0图5.1多径信道对OFDM系统性能的影响从图中可以看出在无随机相位的情况下，两径之间衰减比值增大，误码率会降低，这主要是由于两径之间衰减比值越小，码间串扰就会越显著，当两径等强的时候，系39 西安电子科技大学硕士学位论文统的误码率会很高，达不到通信系统对性能的需求，为了消除这种影响，就需要对信道进行估计。另一方面，可以看出随机相位对系统的影响相当大，在信道加入随机相位的时候，接收到的信号基本上是完全错乱的。这是因为理想状态下的信源从频域看时，某一频率的频谱是很窄的一条谱线，然而在实际中由于时间的有限性，不存在绝对窄的频谱谱线，而都是有一定宽度的，这难免就会受到随机相位的影响。由于OFDM系统对子载波的正交性要求极其严格，所以随机相位对其系统的影响也相当之大，由随机相位引发的负面影响主要包括ICI和公共相位误差，而其中负面影响最严重的就是随机相位引发的相位旋转，这样在接收机进行判决的时候接收到信号的点就会远远偏离正确的星座点，故接收的信号基本上都是错误的。如果不进行信道估计和均衡，系统就无法正常工作。根据第三章中对信道估计方法的描述，本文采用基于导频的信道估计方法，而常用的基于导频的信道估计方法为采用块状导频和梳状导频的信道估计，两种方法各有优缺点，接下来就对本系统的信道估计进行研究，首先对采用梳状导频的信道估计进行研究。5.2采用梳状导频的信道估计5.2.1不同位置插入导频的估计性能比较系统的构建由第四章的设计方案组成，信道环境描述如下：假设多径信道的多径个数为2条径，第一条径时延为0，且无衰减，第二条径的时延为3s，衰减20dB，在每一帧中，每径附加有随机相位。其中映射方式选择16QAM调制（QPSK，64QAM可选），同时根据第三章对导频插入间隔的描述，根据式(3-4)可知，最大多径时延为4s，子载波间隔f为12.5KHz，可以计算出导频频域间隔为N10，采用LS信f道估计算法估计导频处的信道频率响应，然后采用DFT插值算法对其他子载波的信道响应进行插值估算。根据前文中梳状导频的插入方式，本系统中子载波个数为18，其中14个子载波用来传输有效数据，剩下的4个子载波则用来插入导频。为方便计算，插入的导频符号设计为一个全1的序列，导频的插入位置对信道估计的性能也是有影响的，所以对在不同位置插入导频的情况进行对比，可以得到比较理想的导频插入位置，此外，导频的插入间隔要尽量均匀，在进行插值运算的时候才能更加准确。因此采取两种不同位置的导频插入，一种是导频插在第1、7、13、18这四个子载波上，而另一种则将导频插在第1、5、9、13这四个子载波上，其仿真性能如图5.2所示。40 第五章系统信道估计导频插入位置对性能的影响010-110-210-310BER-410-510导频位于第1、7、13、18子载波-6导频位于第1、5、9、13子载波10-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0.图5.2不同位置的导频子载波对系统性能的影响从图中可以看出第一种位置的导频插入得到的系统误码性能明显优于第二种方法，这是由于第一种位置的导频插入分布均匀，且包含了第一个和最后一个子载波，[37]一方面可以降低两端子载波的边界干扰，另一方面涵盖的信道频率响应估计值比较全面，使用插值算法估计其它子载波上的信道频率响应就会更加准确，因此涵盖上述两种因素的梳状导频插入方案所估计出的性能往往是最佳的。但是，上述信道估计因为采用LS算法，所以忽略了噪声的影响，得到的误码性能不理想，所以接下来研究基于噪声处理的梳状导频估计。5.2.2基于噪声处理的梳状导频估计由于信道中高斯白噪声的存在，很大程度上会干扰系统的误码性能，而在采用上面简单的LS信道估计方法时，整个信道估计的处理过程中忽略了噪声的影响，因此需要一些措施来降低噪声的影响。因为白噪声服从高斯分布，统计平均值为0，且本系统中的信道几乎是时不变的，每个符号受到信道的影响变化不大，所以在信道估计时以连续的几个OFDM符号为一组，对它们的导频子载波符号上的信道估计值求平均，作为处于该组符号中间位置的信道频响估计值，噪声的影响就会接近于其均值零，从而降低噪声对系统的影响，其仿真结果如图5.3所示。41 西安电子科技大学硕士学位论文噪声对梳状LS估计的影响010-110-210-310BER-410-510未处理噪声-6对噪声进行处理10-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.3基于噪声处理的梳状导频估计从图中可以看出，对噪声进行处理后的信道估计性能明显优于未处理噪声的信道估计性能，处理噪声后的信道估计所得到的性能比未处理噪声的性能提高将近3dB的误码性能，所以可以看出噪声对本系统中信道估计的影响十分明显，如果在进行信道估计的时候尽量考虑到噪声的影响并予以处理，估计出的性能会更好。总的来说，采用梳状导频的信道估计可以达到不错的误码性能，但是信号传输的准确率还是不够好，达不到系统所要求的性能指标，并且采用梳状导频进行信道估计时，导频序列的插入会占用一部分资源，使得传输效率下降。而考虑到本文系统中信道具有时不变的特殊性，采用块状导频的信道估计方式所消耗的资源会比较少，并且理论上可以得到更好的性能。因此，接下来主要展开对采用块状导频的信道估计方式在本系统中的研究。5.3采用块状导频的信道估计5.3.1块状导频的LS估计本小节中信道环境参数与上一节中采用梳状导频时所假设的信道参数保持一致，调制方式也采用16QAM调制（QPSK，64QAM可选），采用块状导频的插入方式和LS信道估计算法，根据式(3-4)导频间隔的选取可知，本系统中多普勒频移很小，可以忽略，所以导频的时域间隔可以取到比较大的值。但是导频的插入占用了本应该用于传送数据符号的资源，所以传输数据符号的效率和传输速率就会受到影响，而不同的导频间隔和导频符号的插入个数所消耗的资源也不同，因此对插入导频个数不同的42 第五章系统信道估计情况进行仿真对比，在保持性能的同时尽量减小资源损耗。如图5.4所示，分别对插入导频个数为1、5和10的情况进行了仿真，为了尽量的使导频分布均匀，插入导频位置分别为{1}，{1，21，41，61，81}和{1，11，21，31，41，51，61，71，81，91}，然后对它们的仿真性能进行了对比。010-110-210-310BER-410-5101导频5导频-610导频10-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.4块状导频不同导频个数的LS估计从图中可以看出，在本系统中采用不同数量的导频时所得到的误码性能基本一致，这是由本系统信道环境的特殊性决定的，因为信道具有几近时不变的特性，所以在某一时刻得到的信道响应估计值可代表该时刻后一段时间内的估计值，因此，采用块状导频进行信道估计时，仅需要插入一列导频即可，这样就可以在保持较好的误码性能时消耗最少的资源，拥有较高的传输效率，并且LS信道估计算法由于其计算简单，易于实现而被广泛应用。然而，LS信道估计所得到的误码性能却不够理想，这是由于LS信道估计算法忽略了噪声的影响，为了得到更好误码性能，接下来对块状导频的LMMSE算法进行仿真。5.3.2块状导频的LMMSE估计结合LS算法和MMSE算法的LMMSE算法是以代价函数在统计平均意义上最优的线性信道估计，本质上用信道的自相关矩阵代表信道的统计特性修正LS算法，很好地抑制了ICI和高斯白噪声的影响，所以该算法的估计结果会更加准确。信道环境保持不变，导频只选一列，插入到第一个OFDM符号的位置，采用LMMSE信道43 西安电子科技大学硕士学位论文估计算法，得到的性能如图5.5所示。010-110-210-310BER-410-510LS-6LMMSE10-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.5块状导频的LMMSE估计从图中可以看出LMMSE算法的估计性能明显优于LS算法，其误码性能提高了大概5dB左右，这是因为LMMSE算法利用信道的自相关矩阵抑制了高斯白噪声和ICI的干扰，这样得到的估计结果就更加准确，但因为涉及到信道自相关矩阵的求逆运算，该算法的运算复杂度很高，在实现方面的复杂度也比较高，所以也不经常使用。从上图结果也可以看出噪声对该系统的性能影响很大，所以从消除或减弱噪声的影响出发，在综合考虑算法复杂度和估计性能的前提下，给出了下一节的LS信道估计+低通滤波的算法。5.3.3低通滤波下的LS信道估计算法从上一小节可以得出LMMSE算法的性能明显优于LS算法，但由于其涉及到矩阵的求逆运算，使得算法复杂度很高，在实际应用中实现难度很大，而恰好相反的是，LS算法复杂度较低，但其误码性能不太理想。因此，通过对LS算法提出改进，在LS算法和LMMSE算法中间找出一种折中的算法，其算法复杂度高于LS算法但低于LMMSE算法，但可以得到良好的误码性能。在已经得到LS信道频率响应估计值[31]的基础上，可以通过把噪声信道频率响应的子空间和噪声子空间大致地分离开来，然后对噪声部分进行滤波，而保留信道的函数信息，这样就可以把LS算法的估计性能提高，也就是提高信道传输信息的可靠性。44 第五章系统信道估计算法原理设Hk()表示简单LS算法估计处的信道频率响应，即LS1H()kXY(5-1)LSXY、分别表示发射和接收的训练信号序列，将得到的LS估计值经过IFFT变换之后可得到，M121jkpG()pH()ekMLSLSk=0,1,……,M-1(5-2)Mk0然后，将Gp()通过低通滤波器之后可得，LSG(p)0ppGpˆ()LSb(5-3)LS0其它式中，p表示滤波器的截止频率，M则表示子载波的个数。b经过低通滤波器之后，再对Gpˆ()进行FFT变换得，LSM12jkpHˆ()kGˆ()epMLSLSk=0,1,……,M-1(5-4)p0最后用经过低通滤波处理后得到的Hkˆ()代替原有的LS估计算法得到的LSHk()，然后再重复其它的过程，这样就提高了算法的可靠性。LS仿真结果及分析OFDM系统仿真参数设置如下：调制方式采用16QAM调制方式，带宽250kHz，子载波数为18，其中0载波不传输数据，FFT点数为32，循环前缀长度为8，子载波间隔为12.5kHz，一个OFDM符号有效长度为80s，保护间隔长度为20s，假设多径信道数目为2径，两径衰减分别为[0-20]dB，两径时延分别为[03]s。其仿真实现过程如下，图5.6为原始的LS估计算法得到的信道频率响应，即算法原理中的Hk()。LS45 西安电子科技大学硕士学位论文10.80.6子载波幅值0.40.200246810121416子载波系数图5.6原始LS估计的信道频率响应然后对该Hk()进行IFFT变换，就可以得到如图5.8所示的LS估计值的变换LS域特性，即Gp()。对比图5.7无噪时的特性，可以看出包含信道的信息主要集中在LS前几个子载波上，而噪声则分布在所有的子载波上，所以就可以通过一个低通滤波器，将信道最大时延外的噪声全部滤除掉。这样，在保留信道信息的同时，又滤除掉了大部分的噪声，提高了信道估计的精度，提高了信号传输的可靠性。0.90.80.70.60.50.4子载波幅值0.30.20.100246810121416子载波系数图5.7无噪时信道变换域特性46 第五章系统信道估计10.80.6子载波幅值0.40.200246810121416子载波系数图5.8有噪时LS估计变换域特性图5.9为理想低通滤波器。由上文可知，采样点之间的采样间隔为2.5s，而信道的最大多径时延为4s，所以低通滤波器的时间窗的截止位置就位于第一和第二子载波之间，而又由于其离散性，为了保证可以取到比较完整的信息，时间窗的截止位置选取在第二个子载波的位置。理想低通滤波器10.80.6子载波幅值0.40.200246810121416子载波系数图5.9理想低通滤波器47 西安电子科技大学硕士学位论文图5.10为将Gp()通过理想低通滤波器之后，再进行快速傅里叶变换就得到了LS新的频率响应值。同时，图5.11给出了无噪时原始LS估计的信道频率响应值，对比图5.6得到的有噪时原始LS估计的信道频率响应值，可以看出，低通滤波的LS算法所估计的信道频率响应值更加接近无噪声时候的值，它滤除了绝大部分的噪声，使估计结果更加准确。10.80.6子载波幅值0.40.200246810121416子载波系数图5.10滤波去噪后的LS估计值10.80.6子载波幅值0.40.200246810121416子载波系数图5.11无噪声时原始LS估计值48 第五章系统信道估计为了直观地观察低通滤波的LS信道估计算法的性能，图5.12对LS算法、LMMSE算法和低通滤波的LS算法进行误码率曲线的比较。010-110-210-310BER-410-510LS估计LMMSE估计-6LS低通滤波10-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.12块状导频各算法性能对比从图中可以看出LS低通滤波与LMMSE算法的误码性能在该信道环境中基本上一致，从量化的角度出发，假设噪声均匀地分布在17个子载波上，通过理想低通滤波器之后相当于滤除了15/17的噪声，绝大部分的噪声都被滤除掉了，所以可以很大程度地提高估计结果的准确性。此外，该算法的计算复杂度也低于LMMSE算法。表5.1对LS算法、LMMSE算法和低通滤波的LS算法的优缺点以及各种算法的时间复杂度进行了对比说明。表5.1块状导频各算法对比算法名称时间复杂度优点缺点LS算法O()N算法方便简单，运算量未考虑噪声影响，估计N:计算长度小，效率高。结果不准确。3O(N)考虑到了噪声的影响，需要知道信道的统计LMMSE算法N:计算长度估计性能较好。特性，算法复杂度太高，不易于实现。可以滤除大部分噪声，理想滤波器现实中不低通滤波LS算法O()O(lg)NNN估计性能较好且算法可实现，需要设计滤波N:计算长度复杂度相对LMMSE器来实现。较低。49 西安电子科技大学硕士学位论文从表格中可以看出，低通滤波的LS算法相对于LS算法有着性能上的巨大优势，同时相对于LMMSE有着较低的算法复杂度，是一种良好的信道估计算法。然而，理想的低通滤波器一方面在现实中是难以实现的，另一方面，在时域中加入理想低通滤波器，在频域即为一个sinc函数，这样就会导致频谱混叠，所以加理想低通滤波器虽然可以降低噪声的干扰，却也会影响到信道估计的准确性，所以接下来研究在时域加入不同的窗函数滤波的性能。5.3.4不同窗函数下的滤波性能由于快速傅里叶变换假定了时间信号时无限长的周期性信号，而在分析时，只截取了其中的一部分，截断效应会带来频谱泄露。本系统中信道时延不是采样周期整数倍，即非整数倍抽样信道，所以会引起信号泄漏，从而导致混叠误差的产生。所以可以通过加窗来减小泄露。多径信道数目为2径，两径衰减分别为[0-20]dB，两径时延分别为[03]s，对LS信道估计得到的信道频域响应进行IFFT变换，然后对时域的信道响应进行加窗处理，最后在进行FFT变换得到最终的信道频域响应，窗函数选择使用三角窗以及一种sinc函数形状的窗。010-110-210-310BER-410-510三角窗理想低通-6sinc窗10-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.13不同窗函数滤波时误码性能如图5.13所示为加不同窗函数时系统的误码性能，从图中可以看出加入一个sinc函数的窗函数时，系统的误码性能更好，因为理想的低通滤波器在滤除噪声的同时可能也会滤除掉一些有用信号的能量，这样就会对估计结果带来误差，而sinc窗的滤波会更加精确，同时也会减小频谱泄露的影响。50 第五章系统信道估计5.3.5不同信道环境下信道估计方法比较经过上文中不同算法性能以及算法复杂度的比较，可以看出低通滤波的LS算法的运算复杂度低于LMMSE，但其误码性能却可以逼近LMMSE算法的估计性能，达到系统的要求。然而，上文只是针对假设的一种信道环境进行仿真分析，为了验证该算法的普遍适用性，接下来对其他信道环境下的误码性能进行仿真分析。保持其他OFDM系统的仿真参数不变，另外选取具有代表性和适用性的两种信道环境进行仿真，一种选取两径等强时，而另一种则选取5条径的情况。图5.14为两径等强时的仿真曲线，其中两径功率衰减为[00]dB，两径时延为[01]s。图5.15为多径个数是5径时的情况，其中每条径的衰减为[08101520]dB，每径时延为[01234]s。从图中可以看出，在不同的多径信道环境中，低通滤波的LS估计算法所得到的性能也是良好的，在性能可以满足系统要求的同时，其算法复杂度也仅仅在LS估计算法的基础上增加了2logNN个复乘，综合来看，是一种很不错的估计算法。2010-110-210BER-310-410LS估计LMMSE估计低通滤波LS估计-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.14两径等强时各算法性能51 西安电子科技大学硕士学位论文010-110-210BER-310LS估计LMMSE估计低通滤波LS估计-410-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.15多径（5径）时各算法性能综上所述，采用块状导频下的LS+低通滤波器的信道估计方法在本系统中是一个很好的选择，信道估计性能好，算法复杂度相对较低。此外，采用块状导频的信道估计方法对频偏也有一定的估计与补偿能力，接下来就研究一下频偏对OFDM通信系统的影响以及该方法对频偏的估计补偿能力。5.4频偏的影响与估计5.4.1频偏对系统的影响信号的收发是先通过发射机的载波调制将基带信号上变换成为通频带之后，再在接收机使用与发射机相同频率的本地载波把信号下变换至基带。而在这个过程中，如果发射机和接收机的载波信号发生器不稳定就会导致频率偏移，引发信号畸变；并且现实通信系统中，接收端通常可能是移动的，这就会产生多普勒频移，也同样会引起信号畸变。由于本系统是基于卫星通信系统，按照第四章对信道环境的描述，多普勒频移可以忽略，频偏主要来自工程上收发机之间的频率偏差，所以通过加入频偏来观察其对系统的影响。假设发射机的载波频率为f，而接收机的载波频率相对发射机产生了偏移变为c''f，则收发机的频率之差即为频率偏移fff，归一化的频偏为ff/，coffsetccoffset其中f表示子载波间隔。和相位噪声一样，频率上的微小偏移也会破坏OFDM系统子载波之间的正交性，所以频率偏移对系统产生的影响主要是以下两方面：第一就是频率偏移会使有用信号产生衰减，第二就是频率偏移会引起严重的子载波间干扰ICI。除此之外，即使频率52 第五章系统信道估计偏差特别微小，但积累后最终也会对系统性能造成很大影响。所以有必要对加入频偏的系统进行研究。首先先看一下频率偏移对误码性能的影响，信道环境采用两径（同样也适用于多径），功率衰减为[0-20]dB，时延为[03]s，分别对频偏大小为1Hz、2Hz、5Hz、10Hz和80Hz的情况进行仿真，观察频偏对系统性能的影响。结果如图5.16所示。从图中可以看出不同大小的频偏对系统的性能的影响。极小的频率偏移就会减弱系统性能，而随着频率偏移的加大，误码率也会相应地增加，所以在没有信道估计的时候，存在频率偏移的系统误码性能会很差。010-110-210-310BER-410无频偏1Hz频偏-52Hz频偏105Hz频偏10Hz频偏-680Hz频偏10-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.16不同大小的频偏对系统的影响由于频偏对系统的误码性能影响很大，而采用基于块状导频的估计方法可以估计出一部分频偏，所以对上文中的低通滤波下的LS信道估计方法对频偏的估计与补偿进行研究。5.4.2对频偏的估计与补偿仿真环境与上一节相同，频率偏移大小选用80Hz（也适用于频偏范围内的其他数值），采用低通滤波的LS信道估计算法，插入两列导频，插入位置为第1个和第51个OFDM符号。其算法原理如下：因为频率偏移累计得到的相位偏移对每一个OFDM符号都是不一样的，而是和时间有关的线性关系，所以这里对频偏的估计过程就是首先对两个导频符号处的相位对应相减，53 西安电子科技大学硕士学位论文()kangleH(())kangleHk(())(5-5)511式中k=1,……,17，然后再对得到的采样点上的相位差值求均值，在均衡了随机噪声影响的同时，得到频偏累计的相偏，由于导频是以均匀间隔插入的，所以得到的相偏对2取模值之后除以时间间隔再除以2即为估计的频偏，17mod(((k))/17,2)(5-6)k1fS/(*2)(5-7)式中，S表示时间间隔，本系统中S=49。最后，根据导频符号处的信道响应估计值和估计的频率偏移值就可以获取所有OFDM符号的信道频域响应估计值。H(k)H(k)*exp(2jfl)l=1,……,49,i=0,1(5-8)li*49i1其中i0,1分别代表两列导频的位置，即H和H。151仿真结果如图5.17所示对频偏补偿后的误码性能010对频偏的补偿性能-110-210-310BER-410-510-610-20-15-10-505101520Eb/N[dB]0图5.17对频偏补偿后的性能54 第五章系统信道估计从图中可以看出低通滤波的LS算法对较小的频偏有着很好的补偿能力，其误码率接近高斯白噪声下的性能水平。但值得注意的是，信道估计方法对频偏的估计与补偿能力是有限的，当频偏大时，想要达到好的性能，就需要通过训练序列进行估计和补偿。综上所述，由于本系统带宽相对较窄，子载波个数较少，所以系统性能受噪声的影响比较大，故在信道估计的时候加入对噪声的处理会使得系统性能得到很大的提升。以保持系统较好的误码性能为前提，再综合考虑资源利用，算法复杂度和实现复杂度等方面的问题，本系统中采用块状导频的低通滤波的LS信道估计算法最佳，该算法在得到良好性能的同时也对微小的频偏有着良好的补偿能力。55 西安电子科技大学硕士学位论文56 第六章总结与展望第六章总结与展望在移动通信与无线通信高速发展的今天，OFDM技术被应用于各种协议标准和领域中，并且OFDM技术与其他技术的结合也被广泛研究应用，并且卫星通信以其多方面的优点也被人们所关注，基于OFDM的卫星移动通信系统拥有着独特的优势。本文在给定S频段卫星信道各项参数下，对基于OFDM技术的卫星移动通信系统进行了设计与仿真，并对该系统的信道估计方法展开研究。本文的主要工作如下，首先根据给定参数对物理层进行设计，对子载波个数与邻道干扰和峰均比的关系进行研究与仿真，进而确定了OFDM所使用子载波的数量；接着描述信道环境，并对多径信道进行设计与建模；然后对OFDM符号、OFDM的帧结构进行设计，以及对发射机和接收机进行设计并在MATLAB平台上仿真运行，并对每个单独模块展开独立研究；最后在该系统中对不同的信道估计方法进行仿真对比，在对比梳状导频和块状导频性能以及传输效率的情况下确定使用块状导频方案，在对比LS信道估计算法和LMMSE信道估计算法的各方面性能以及优缺点后，针对本系统的特点，给出了一种低通滤波下的LS信道估计算法，该算法以较低的算法复杂度可以达到良好的误码性能，并且对微小的频偏有着良好的补偿能力。在本文的完成过程中，自身能力得到了很大的提高，系统地学习了OFDM技术的理论知识并对其进行仿真，并且在仿真过程中提高了独立解决问题的能力。然而本文中也存在着一些不足与需要改进的地方：OFDM系统过高的峰均比一直是OFDM技术的一大缺点，本文只进行了简单介绍并没有深入研究抑制峰均比的措施，OFDM系统对频偏敏感，本文也只进行了简单实验，未深入研究，并且系统中没有加入信道编译码，这是后期需要工作方向之一；另外，本系统只完成了系统的基带仿真，在实际应用中要进行基于FPGA的硬件分析与实现，也是后续工作的重点；最后，OFDM技术与跳频技术，CDMA技术以及当前流行的MIMO技术的结合技术在卫星移动通信系统中的应用也是本文今后可以研究的方向。57 西安电子科技大学硕士学位论文58 参考文献参考文献[1].张炜,王世栋,高凯,朱江.无线通信基础[M].科学出版社,2014.[2].杨昉,何丽峰,潘长勇.OFDM原理与标准:通信技术的演进[M].电子工业出版社,2013.[3].DennisRoddy著.郑宝玉等译.卫星通信[M].机械工业出版社,2011.[4].http://www.cuasat.org.cn/news/696.html.[5].FrancoGA,LachsG.Anorthogonalcodingtechniqueforcommunications[C]//1961IREInternationalConventionRecord.1961:126-130.[6].ChangRW.SynthesisofBand‐LimitedOrthogonalSignalsforMultichannelDataTransmission[J].BellSystemTechnicalJournal,1966,45(10):1775-1796.[7].SaltzbergB.Performanceofanefficientparalleldatatransmissionsystem[J].CommunicationTechnology,IEEETransactionson,1967,15(6):805-811.[8].PeledA,RuizA.Frequencydomaindatatransmissionusingreducedcomputationalcomplexityalgorithms[C]//Acoustics,Speech,andSignalProcessing,IEEEInternationalConferenceonICASSP'80.IEEE,1980,5:964-967.[9].WeinsteinSB,EbertPM.Datatransmissionbyfrequency-divisionmultiplexingusingthediscreteFouriertransform[J].CommunicationTechnology,IEEETransactionson,1971,19(5):628-634.[10].DahlmanE,ParkvallS,SkoldJ.4G:LTE/LTE-advancedformobilebroadband[M].Academicpress,2013.[11].RappaportTS.Wirelesscommunications:principlesandpractice[M].NewJersey:prenticehallPTR,1996.[12].BinghamJAC.Multicarriermodulationfordatatransmission:Anideawhosetimehascome[J].CommunicationsMagazine,IEEE,1990,28(5):5-14.[13].尹长川,罗涛,乐光新.多载波宽带无线通信技术[M].北京邮电大学出版社,2004.[14].佟学俭,罗涛.OFDM移动通信技术原理与应用[M].人民邮电出版社,2003.[15].张海滨.正交频分复用的基本原理与关键技术[M].国防工业出版社,2006.[16].汪裕民.OFDM的关键技术M].机械工业出版社,2007.[17].王文博,郑侃.宽带无线通信OFDM技术[M].人民邮电出版社,2003.[18].张辉,曹丽娜.现代通信原理与技术［M］.西安电子科技大学出版社,2002.[19].王喜,廖晓谈,孙继业.一种利用高斯白噪声建立S频段卫星移动信道模型的方法[J].通信与广播电视,2012(3):1-4.[20].YongSC.JaekwonK著,孙锴,黄威译.MIMO-OFDM无线通信技术及MATLAB实现[M].电子工业出版社,2013.659 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致谢致谢在论文完成之际，也意味着研究生生涯即将结束，在这里衷心的对在两年半的学习生活中给予我帮助的人说声感谢。感谢我的导师孙献璞教授。他渊博的学识，严谨的治学态度和敏锐的洞察力深深地影响着我。从论文的选题到完成，孙老师为我提供了重要的思路和建议，每每遇到困难，孙老师总是耐心地为我讲解，教给我们知识的同时也教给了我们科学研究的正确方法。另外，生活中的孙老师平易近人，和蔼可亲，关心学生，有空的时候也会和我们聊聊家长里短。感谢实验室的小伙伴们。我们一起学习，一起探讨，一起玩耍；互相学习，互相鼓励，共同努力，度过了一个愉快的研究生生活。同时也感谢认识的朋友们，是你们使我的研究生生活更加精彩。感谢我的家人，作为我坚强的后盾，一直在背后默默地支持着我。感谢西安电子科技大学，在这里度过了将近七年的时光，认识了许多朋友，学到了很多知识，度过了人生中一段美好的时光。61 西安电子科技大学硕士学位论文62 作者简介作者简介1.基本情况男，河南济源人，1990年6月出生，西安电子科技大学通信工程学院通信与信息系统专业2013级硕士研究生。2.教育背景2009.08-2013.07西安电子科技大学通信工程学院通信工程专业，获工学学士学位2013.08-2016.03西安电子科技大学通信工程学院通信与信息系统专业硕士研究生63 ．—‘’’’ｉ：：；？：巧氏南巧她即苗帶自’Ｉ…ｌ…：Ｊ稱：；；：Ｖ可１冷町爲凌《丢种我＾吝ＸＩＤＩＡＮＵＮＩＶＥＲＳＩＴＹ．地址：西安市太白南路２号邮编：７１００７１网址：ｗｗｗ．ｘｉｄｉａｎ．ｅｄｕ－ｃｎ虐Ｉ，？猿：端茂错、货扣妨奴弘墙穗输：妃：缸９：；巧媛巧脚：，門祗好耽诚电巧補扣帅＊？画賴麵强離驅ｉｌｉｉ與巧就咕；顯视１帛酷辦斬＇托：式林撕ｊ泣拓潑巧卓巧片；ｌｉｌｉｉｉｌｌＢ■Ｉ：‘Ｉ‘ＩＩ；■酶闊