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中图分类号：UDC分类号：SAR成像双极化微带阵列天线研究作者姓名崔萌萌学院名称信息与电子学院指导教师胡伟东副教授答辩委员会主席孙厚军教授申请学位工学硕士学科专业电子科学与技术学位授予单位北京理工大学论文答辩日期2016年1月 SAR成像双极化微带阵列天线研究崔萌萌2016年1月 Researchonthedual-polarizationmicrostriparrayantennaforSARimagingCandidateName：CuiMengmengSchoolorDepartment:SchoolofInformation&ElectronicsFacultyMentor:Assoc.Prof.HuWeidongChair,ThesisCommittee:Prof.SunHoujunDegreeApplied:MasterofEngineeringMajor:EMfieldandMicrowaveTech.Degreeby:BeijingInstituteofTechnologyTheDateofDefence:January，2016 研究成果声明本人郑重声明：所提交的学位论文是我本人在指导教师的指导下进行的研究工作获得的研究成果。尽我所知，文中除特别标注和致谢的地方外，学位论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京理工大学或其它教育机构的学位或证书所使用过的材料。与我一同工作的合作者对此研究工作所做的任何贡献均已在学位论文中作了明确的说明并表示了谢意。特此申明。签名：日期： 北京理工大学硕士学位论文摘要FMCW（调频连续波）体制合成孔径雷达以其低耗、轻量、高精度等优势，越来越多的应用在机载成像系统上。全极化工作的合成孔径雷达能增大信息量，对目标进行更好的分辨识别。本文以机载FMCW体制全极化SAR的研制为背景，结合该雷达天馈系统的工作机理，对Ku波段双极化收/发阵列天线进行深入研究。本文工作主要工作内容如下：首先，为了实现双极化阵列天线高增益、低交叉极化特性，对天线的各部分结构进行优化设计。通过理论分析及仿真对比，采用了共面微带线馈电的方形双层贴片作为天线单元，保证带内高增益特性；为了降低交叉极化，设计了3×2子阵模块，在模块内部对交叉极化辐射进行抑制，同时，对水平&垂直极化馈电网络进行分层设置，并在主网络周围设计金属化过孔结构，减小两副网络的串扰，提高了极化纯度。测试结果表明，双极化3×12阵列在8%的相对带宽内，双极化端口驻波小于1.6，增益高于21.4dB，主瓣内交叉极化优于-25dB；其次，为了实现高收/发隔离度性能,在结构上进行设计。本文采用了“扼流槽+低隔离墙”的结构，以在保证天线良好辐射性能的同时，使阵列天线的收/发隔离度达到-55dB以下。设计了楔形拼接方案，实现了收/发天线之间的可拆分重构特性，并且，在金属材料和机械结构两方面进行特殊设计，以减轻天线的重量。测试结果表明，以上优化设计方案得到了有益效果，该双极化收/发阵列天线完全满足机载FMCW体制SAR成像系统的应用需求。关键词：双极化；微带阵列天线；交叉极化；收/发隔离度1 北京理工大学硕士学位论文AbstractTheFMCW(FrequencyModulatedContinuousWave)SARisincreasinglybeingusedontheair-bornimagingsystemforitsadvantagesoflow-powerconsumption,lightweight,highaccuracy,etc.Thefull-polarizationradarhasanexcellentabilitytorecognizethetargetbecauseofitsgreatersumofinformation.BasedontherequirementofthearibornFMCWfull-polarizedSARimagingsystem,especiallytheworkingmechanismoftheradarantennafeedsystem,theresearchontheKubanddual-polarizedTransmit/Receivemicrostriparrayantennaistakeninthispaper.Themainworksinthisthesisarelistedasfollows:Firstly,theproperantennaunitischosenaccordingtothetheoreticalanalysisandsimulation.Thecoplanarmicrostrip-fedsquarepatchisutilizedtoensurethehighgainwithintheworkingband.The3×2subarraymoduleisdesignedtorestrainthecross-polarizedradiation.Thehorizontal&verticalfeednetworkaredesignedindifferentstriplinelayers,themetalizedholestructureissetaroundthemainnetworkinordertoimprovethecrosspolarizationisolation.ThetestingresultsshowsthattheVSWRoftheportsarelowerthan1.6,thegainishigherthan21.4dB,andthecrosspolarizationinthemainlobeisbetterthan-25dBwithinthe8%relativebandwidth.Secondly,thechokegroove&lowisolatedwallisdesignedtorealizethehighT/RisolationpropertyrequiredfortheFMCWsystem.TheT/Risolationwhichisbetterthan-55dBisobtainedwithoutanydegradationtotheradiationproperty.Inaddition,thewedge-shapedmatchingstructureisdesignedtorealizethedetachablepropertyoftheT/Rarrayantenna.Moreover,inordertoreducetheweightoftheantenna,themetalmaterialandthemechanicalstructurearespeciallydesigned.Thetestingresultsprovethattheoptimizeddesignschemeslistedaboveobtaingoodeffects,theKubanddual-polarizationarrayantennaiscapableofbeingusedintheFMCWSARimagingsystem.KeyWords:dual-polarization;microstriparrayantenna;crosspolarization;transmit/receiveisolation.2 北京理工大学硕士学位论文目录第1章绪论.............................................................51.1研究目的和意义...................................................51.2SAR成像系统发展.................................................51.3提高双极化阵列天线交叉极化隔离度的方法...........................61.3.1提高单元端口隔离度的方法....................................61.3.2镜像布阵、反相馈电的方法....................................91.4论文主要内容....................................................11第2章双极化微带阵列天线设计方法......................................132.1引言............................................................132.2双极化贴片设计方法..............................................132.3微带阵列天线馈电网络设计........................................152.4微带阵列天线指标估算............................................172.5小结............................................................19第3章KU波段双极化3×12微带阵列天线设计.............................203.1引言............................................................203.2天线指标要求....................................................213.3双极化微带单元设计..............................................213.43×2双极化子阵模块设计.........................................243.5双极化馈电网络设计..............................................333.6双极化同轴-带状线转换结构设计...................................353.7双极化3×12阵列天线设计........................................373.8阵列天线远区副瓣的抑制..........................................423.9小结...........................................................44第4章双极化收/发微带阵列天线整体设计.................................454.1引言............................................................454.2双极化收/发阵列天线设计.........................................453 北京理工大学硕士学位论文4.3双极化收/发阵列天线减重设计.....................................514.4双极化收/发阵列天线测试结果.....................................524.5小结............................................................60结论...................................................................61参考文献...............................................................63攻读学位期间发表论文与研究成果清单.....................................67致谢...................................................................684 北京理工大学硕士学位论文第1章绪论1.1研究目的和意义合成孔径雷达（SAR）是利用雷达与目标的相对运动，把尺寸较小的真实天线孔径用数据处理的方法合成一较大的等效天线孔径的雷达，也称综合孔径雷达。与光学成像相比，SAR成像不受黑暗、云雾以及雨雪的限制，具有全天候、全天时的工作特[1]点，调频连续波（FrequencyModulatedContinuousWave,FMCW）雷达通过发射连续波信号来获取目标距离以及速度等信息，在地形测绘、资源勘探、武器制导、军事[2]-[4]侦察等方面得到了广泛的应用。由于FMCW体制雷达工作模式为同时收/发连续波信号，会导致一部分发射信号泄露到接收机的问题。因此，提高收发隔离度，抑制泄露信号，是FMCW体制雷达技术的关键点。在机载或舰载雷达空间允许的条件下，较好的方法便是采用收/发天线分置的双天线隔离法，这就要求收/发天线之间具有较高的隔离度，从而在最前端减小信号泄露问题。天线作为SAR系统中重要的子系统，其性能对SAR系统的灵敏度、距离和方位[5-6]的空间分辨率、成像清晰度以及覆盖范围等有着重要影响。除了对收/发隔离度要求，天线的增益需足够高，以提高雷达系统的信噪比，保证雷达的作用距离；天线的主波束形状决定雷达的最小探测速度及覆盖范围；天线的副瓣则要足够低，以保证雷达系统对杂波的抑制。目前合成孔径雷达多采用全极化的工作方式，这就要求天线能够发生并接收水平、垂直极化能量，实现对目标的全极化信息提取，以提高信息量，[7]增强对目标的识别能力。因此，高极化纯度（低交叉极化）的双极化天线成为关键技术。虽然双极化波导缝隙阵列天线具有较好的副瓣及交叉极化性能，但因结构笨重，不适合机载环境灵活机动的应用环境。因此本文采用低剖面的多层微带阵列，对其结构进行小型化及减重设计，并实现了高收/发隔离度、低交叉极化、低副瓣等关键性能。1.2SAR成像系统发展[8]1988年，英国首次在调频连续波雷达中使用合成孔径处理技术，在机载环境下进行高度的测量，分辨率达到3m，证明了FMCW体制SAR的可行性。1997年，英5 北京理工大学硕士学位论文[9]国将FMCW体制合成孔径雷达用于海洋内波成像，在这之前，一般用星载雷达获得海洋内波图像，但是分辨率较低，FMCW体制SAR将分辨率提高到了5cm×5cm，极大的丰富了图像的信息量。日本于20世纪90年代初开始研发用于雪地隐藏物探测的FMCW体制SAR，对于距离较近的目标，单脉冲雷达会存在测试盲区，并且短距离探测所需的窄脉冲很难实现，FMCW雷达则没有测试盲区，并且测距精度高，非常适用于地下探测。而全极化的SAR则在保证测距精度的同时，使不同目标更容易区[10]分。21世纪以来，随着小型无人机在情报侦察、环境探测的发展，体积小、重量轻、功耗低的FMCW体制SAR成像系统也得到了广泛的研究。美国研制的C波段微[11]型SAR在获得分辨率1m×1m的图像；2002年，德国LUNA小型无人机载超轻量[29]FMCW体制SAR系统，成像分辨率达到0.5m×0.5m；2001年起，荷兰开展了为期三年的“调频连续波SAR新应用”的研究计划，并与2003年进行了多次机载成像实验，2005年，其X波段样机已解决FMCW体制SAR所特有的天线非线性扫频等[12-13]问题，获得图像分辨率达0.3m×0.3m。在国内，1979年第一台SAR样机在中国科学院电子学研究所诞生，并合成了第一帧合成孔径雷达图像。之后，多家单位已开展了对FMCW体制SAR成像技术的研[14][15][16]究，北京理工大学、南京航空航天大学、国防科技大学都陆续取得了较好的研究成果。1.3提高双极化阵列天线交叉极化隔离度的方法目前的合成孔径雷达成像系统多采用全极化（HH、VV、HV、VH）的工作方式，全极化SAR可以测得每一个像素单元的全散射矩阵，获取丰富的信息，有利于对目标的分类和识别。全极化SAR成像系统要求天线具有双极化的工作模式，能够辐射并及接收两个正交极化方向的电磁波，并且具有高的交叉极化隔离度，以提高极化纯[17]度，避免成像模糊等问题。由于低剖面、易共形、体积小、重量轻等优势，微带天线成为机载小SAR系统的首选天线形式。微带天线要实现双极化工作，最大的难点就是降低交叉极化隔离度的问题。目前，较有效的方法一是提高微带单元的端口隔离度及交叉极化隔离度；二是采用镜像布阵、反向馈电的方式进行阵列综合设计。1.3.1提高单元端口隔离度的方法6 北京理工大学硕士学位论文以下将对第一种方法，即天线单元端口及交叉极化隔离度的提高进行分析。最初，[18]双极化贴片的两个极化端口均采用探针馈电，这种馈电方式的结构如图1.1-1所示，回波损耗（S11）小于-10dB的阻抗带宽约为15%，端口隔离度好于20dB，交叉极化隔离度主瓣内好于-25dB。由于探针会引入电感，因此整个天线带宽会缩小，而L行探针对贴片进行耦合馈电则会引入电容，对电感进行抵消，从而有效展宽阻抗带宽[19]，该天线馈电结构如图1.1-2所示，阻抗带宽达到23.8%，端口隔离度好于30dB。图1.1-1双极化端口探针直接馈电图1.1-2双极化端口L型探针耦合馈电由于探针直接馈电会在加工时会引入一些不连续性影响，并且这种结构不适用于大型微带阵列的加工，共面微带线馈电的方式结构简单、易于设计和加工，得到了更[20,21]多的应用，共面微带线馈电的双极化天线单元的结构如图1.2所示，两个极化端[20]口隔离度好于20dB，交叉极化隔离度为-20dB左右，且可以通过改变介质材料特性[21]以及馈电方式（如角馈）改善其交叉极化性能。缺点为，由于共面微带线会产生寄生辐射，造成天线辐射方向图E面的不对称以及电轴和机械轴的偏移，但是可以通过阵列排布的综合设计予以改善。7 北京理工大学硕士学位论文图1.2双极化端口共面微带线馈电第三种馈电方式为双极化端口采用缝隙耦合进行馈电，此种馈电方式将馈电网络与辐射贴片之间用地板隔开，在地板上开缝，使能量向上耦合。缝隙的结构多种多样，性能也不尽相同。如，两个矩形缝隙偏离中心，形成L型（如图1.3-1），这种结构双[22]极化端口隔离度为20dB，交叉极化隔离度-15~-18dB；两个矩形缝隙一个在中心，一个偏离中心，呈T字形分布（如图1.3-2），这种结构使两个缝隙之间耦合大大降低，[23]双极化端口隔离度达到40dB，交叉极化电平达到-25dB以下；两个矩形缝隙十字交叉（如图1.3-3），该结构双极化端口隔离度为22dB左右，交叉极化隔离度-25dB以下[24,25][26,27]。文章对不同形状的缝隙和耦合效率之间的关系进行了比较，综合考虑加工复杂度和耦合效率，H型缝隙为最佳，因此，很多研究中用H型缝隙代替矩形缝隙(如[28]图1.3-4)，使单元增益和端口隔离度得到进一步提高。但是，由于双极化的馈电网络共面分布，双极化端口耦合馈电的结构不适用于大型阵列的设计。图1.3-1L型分布矩形缝隙耦合馈电图1.3-2T型分布矩形缝隙耦合馈电8 北京理工大学硕士学位论文图1.3-3十字交叉分布矩形耦合缝隙馈电图1.3-4T型分布H型缝隙耦合馈电第四种馈电方式为混合馈电，即一个极化端口采用共面微带线，另一个极化端口[30-33]采用位于中心位置的缝隙耦合（如图1.4），这也是目前最常用的馈电方式。两个[32]极化馈电端口之间用地板隔开，从而使端口隔离度大大提高，文章中双端口隔离度达到49dB，性能优越，且可以实现双极化馈电网络分层设置，利于大型阵列的设计。但是，此种形式的天线加工误差易导致耦合效率的下降（尤其在高频段），造成耦合[34]端口馈电的增益低于共面微带线端口的增益，在组成阵列时差别尤其明显。图1.4混合馈电结构1.3.2镜像布阵、反相馈电的方法通过以上四种结构的对比分析，本文介绍了提高单元隔离度的方法。以下将对第二种方法，即通过阵列综合——改进布阵方式提高阵列极化纯度这一方法做出介绍。[35-37]已经有很多文献对成对采用倒相馈电的方式进行了研究。我们已经知道，对双极化单元一个极化方向进行馈电时，不可避免的会产生交叉极化辐射。阵列综合的方法就是通过镜像布阵，反相馈电的方式，使交叉极化一维的辐射得到抵消。反相馈电的9 北京理工大学硕士学位论文使用的确会使主瓣内交叉极化得到降低，但是不恰当的反相馈电方式会造成主极化方[18,35][36]向远区副瓣的抬高，或者远区交叉极化的变差。[35,38]JohanGranholm等对面阵里几种常用的布阵方式做了对比分析（如图1.5），图a四个单元双极化端口均采用同相馈电，组成16×8阵列后，主瓣内的交叉极化较差；图b中水平极化方向进行了一次反相馈电，此时阵列交叉极化得到显著改善，但水平极化方向远区副瓣抬升；图c中水平极化和垂直极化都进行了反相馈电，阵列的交叉极化得到进一步改善，但是水平极化方向远区副瓣抬高的问题仍然存在；图d对水平极化进行了两维的反相馈电，此时阵列在获得较好交叉极化特性的同时，水平极化远区副瓣正常，是最合理的面阵布阵方式。图1.5面阵中几种布阵方式[39]上海大学的钟顺时等用旋转馈电的方式布阵（如图1.6），阵列天线的交叉极化达到-26dB以下，并且具有较好的远区副瓣及远区交叉极化性能。该团队也对直线阵[36,37]的几种反相馈电方式做了比较，a、b、c三种方式主要对水平极化方向进行了反相馈电设计，但是只能压制主瓣内的交叉极化，主瓣外的交叉极化都有了不同程度的抬高；而方案d垂直、水平极化方向都进行了反相馈电设计，仿真结果表明，主瓣内和远区的交叉极化都得到了很好的抑制（如图1.7）。10 北京理工大学硕士学位论文图1.6面阵的旋转馈电布阵方式图1.7线阵的几种布阵方式综上所述，增加镜像布阵、反相馈电的次数，两维都进行反相馈电等方法都会使阵列交叉极化得到改善，但是要考虑到远区副瓣及远区交叉极化性能。以上面阵和线阵的几种较佳方案仅供参考，具体布阵和馈电的方式还要兼顾馈电网络复杂度及可实现性的问题，具体问题具体分析。1.4论文主要内容本文基于FMCW体制全极化SAR成像系统的应用背景，对Ku波段双极化微带阵列天线进行了设计，并完成了加工及测试工作。本文主要章节安排如下：第1章，对FMCW体制SAR全极化成像系统的发展进行介绍，并分析了天线性能对成像系统的影响。在此基础上，就最重要的交叉极化性能，从单元及阵列综合设计上给出了多种解决方案，并分析其优势劣势；第2章，就共面微带线馈电及混合馈电两种方案进行单元的仿真设计，确定单元结构；对几种不同形式的网络进行介绍，并给出网络的设计方法；给出了阵列天线主要性能指标估算的方法；第3章，给出了Ku波段双极化阵列天线的设计指标，为降低交叉极化进行特殊11 北京理工大学硕士学位论文设计。设计并优化了3×2子阵模块、双极化网络、及双极化同轴-带状线转换结构，对3×12阵列进行联合仿真，并结合阵因子及单元因子方向图的关系，给出了降低远区副瓣的方法；第4章，为了提高收/发隔离度，设计了“扼流槽+低隔离墙”结构，进行收/发阵列的整体仿真；设计楔形结构，实现收/发阵列的可拆分重构特性；为减轻重量，在材料及机械结构上进行设计；最后，给出了天线的实测结果，进行分析总结。12 北京理工大学硕士学位论文第2章双极化微带阵列天线设计方法2.1引言双极化微带阵列天线以其小型化、轻量化、功耗低等优点，适用于机载合成孔径雷达的工作环境。本章将从微带贴片的原理入手，对几种不同的贴片形式做出比较分析，给出贴片尺寸的计算方法，并对馈电网络的几种不同形式做了对比分析，最后，对阵列的指标估算和设计步骤做出介绍。2.2双极化贴片设计方法由于微带贴片要实现双极化工作，两个极化方向希望得到相同的电场分布，因此需要采用二维结构相同的贴片，如方形贴片、圆形贴片、环形贴片等，最常用的方形及圆形贴片的电场分布如图2.1-1所示。圆形贴片工作于TM11模，具有较高的增益及阻抗带宽，但其偏离主轴的电场会分解为垂直分量和水平分量，当馈电点向贴片中心移动时，造成交叉极化电平的抬高；方形贴片工作于TM10模，其电场不会产生交叉极化分量，因此具有较低的交叉极化电平（如图2.1-2所示），所以，双极化微带阵列天线一般采用方形贴片。图2.1-1圆形贴片和方形贴片的电场分布图2.1-2圆形贴片和方形贴片主极化/交叉极化方向图13 北京理工大学硕士学位论文[40]空腔模型理论作为一种经典的微带理论分析方法，于1979年由Y.T.Lo等人提出，该理论适用于各种规则形状的微带贴片，如方形、圆形、三角形等，但是限定基板厚度要远小于工作波长。本文采用双层方形贴片作为辐射单元，下面，我们将用空腔模型理论来对双层方贴片进行分析。[41-43][41]双层贴片可以有效的展宽微带天线的阻抗带宽，M.Edimo等人将倒置的双层微带贴片等效为电路模型（图2.2），在该模型中，双层贴片具有两个空腔：下层贴片和地板组成空腔1，Yin1为其输入导纳；上层贴片和地板组成空腔2，Yin2为其输P入导纳，Y12为两个贴片之间的互导纳，jXp为探针引入的感抗。天线的输入阻抗为：（2-1）其中，N为空腔2与空腔1的电压比。图2.2双层微带贴片模型（左）及等效电路模型（右）[40,44]方形贴片主模为TM10或TM01模，其场分布如图2.3所示，根据空腔理论，贴片主模的谐振频率f可以表示为：rcf（2-2）r2(al2)e其中，a为贴片边长，h为介质板高度，为介质相对介电常数，l是因边缘效应对r边长的修正值，为等效介电常数。ea0.264e0.3h110h1lh0.412，1(1)(12)（2-3）aerre0.2580.82ah14 北京理工大学硕士学位论文图2.3TM01模和TM10模场分布示意图由以上理论公式，我们可以估算出贴片的尺寸，但要实现双层贴片的双谐振特性，从而展宽天线的带宽，需要对贴片尺寸、贴片间距、馈电位置、馈电结构尺寸等进行[41-43]进一步优化，对此，许多文献中已经给出了调谐的方法，主要是根据Smith圆图上S11随频率的变化轨迹来判断。在谐振频率附近，S11随频率的变化轨迹形成一个谐振圈，当发生强耦合时，为高Q值谐振，谐振圈半径较大，表明输入阻抗随频率变化很大，带宽很窄。当耦合减弱时，谐振圈半径较小，当S11随频率变化的曲线绕成一个小圈时，即出现了双谐振特性，可以获得较宽的阻抗带宽。2.3微带阵列天线馈电网络设计在阵列天线中，需要功分网络为每个天线单元提供所需的幅度和相位，从而使整个阵列实现特定的性能。馈电网络需要满足损耗低、频带宽、色散小、结构简单等要[46,47][45][48]求。馈电网络主要分为串联馈电、并联馈电及串并联馈电三大类。1）并联馈电是指相同级别的单元并联连接，能够保证从输入端口到同级别单元的电长度基本相等。并联馈电常见的几种结构如图2.4所示。其优点为：色散小，可以在较宽频带内实现稳定相差；端口隔离度高；易于设计，功率和相位分配精度高等等。但是也存在着面积较大、不易集成以及损耗较大的缺点。图2.4几种并联馈电的方式15 北京理工大学硕士学位论文2）串联馈电是指辐射单元用微带线串联连接，属于一种级联形式的馈电。串联馈电的常见结构如图2.5所示，沿传输线的每一个单元都耦合一部分功率，最后到终端的小部分功率由匹配负载接收。其优点为：馈线较短，能够有效减少传输线辐射及散射损耗，提高天线的效率；辐射单元紧凑排列，利于实现阵列天线的小型化。但是，串联馈电带宽较窄，各个端口的幅度和相位起伏较大，容易造成阵列天线副瓣抬高等问题；且各个单元之间互耦严重，这也大大提高了串联馈电网络的设计难度。图2.5几种串联亏电方式[46]在串联馈电的设计中，文章给出了一种新方法，矩形辐射贴片和馈线成45°角（图2.6），形成斜向极化辐射，采用角馈的方式直接进行馈电，最大程度的减小了馈线损耗，通过调节矩形贴片的宽度W实现对阻抗的调节，从而实现特定的功率分配。在传输线末端加载阻抗匹配贴片，用来减轻反射，并产生一定的辐射特性。该串馈阵列天线的阻抗带宽为4%，带内辐射效率达到55%左右，并且具有较低的副瓣，在一定程度上克服了串联馈电的缺点。图2.6斜向辐射串馈阵列16 北京理工大学硕士学位论文3）综合考虑天线面积和工作带宽，可以将并联馈电和串联馈电方式结合起来，形成串并联馈电（图2.7），用并联馈电形成主馈电网络，为各个串连馈电端口分配稳定的功率和相位，串联馈电的次级网络将各个贴片紧密连接，从而有效减小了阵列面积。图2.7串并联馈电网络本文将采用并联的方式进行水平和垂直极化方向馈电网络设计，以实现带内相差和功率的准确、稳定分配。具体的阻抗匹配、功率分配、相差调节等方法，将在第三章网络的设计中给出详细分析。2.4微带阵列天线指标估算我们在设计阵列天线的时候，会依据预先给定的天线尺寸、增益、波束宽度等指标要求，对天线进行指标的预估。以下内容将依据经验公式，给出阵列天线的指标估算方法及阵元个数、阵元间距等参数的确定方法。1）增益的估算。增益的估算有几种方法，在给定二维波束宽度时，可得到增益2600~32000的范围：G，此公式可以反映出天线增益和波束宽度之间的关系；EH3dB3dB4Aa对于抛物面天线和天线面阵，较常用的公式为：G，A为天线的物理面2积，为天线的孔径效率，对于均匀照射（等幅馈电），=1，此是阵列天线的副瓣aa为-13.2dB。在大多数的应用中，为了降低干扰和杂波等，阵列天线的副瓣都应大大小于这个值，这就需要对馈如天线的功率进行重新分配，一般来说，副瓣越低，天线的增益与孔径效率也越低，主瓣的宽度也会展宽。这里要区分的是，孔径效率＜1，a代表辐射能量在角度上重新分配，而不是消耗；而辐射效率小于1则意味着能量的损17 北京理工大学硕士学位论文失，两者有着根本的不同。一般的，-20dB副瓣对应的泰勒权值分布，=0.85左右，a造成的增益损失为0.7dB，其他的权值分布（三角分布，余弦分布等）对应的和副a[1]瓣可以通过查表得到。N对于已经知道单元增益的情况，我们可以给出更为准确的估计：GG3*logele2（单位为dB），G为单元增益，N为单元个数，也可以用子阵为单位，对整个阵列ele的增益进行估算。以上三种方法计算出的天线增益，都需要再减掉馈电网络、转换结构等造成的损耗，才能估计最接近实际的阵列天线增益值。2）单元间距的估算。单元间距需要从两方面考虑：一是要保证一定的单元个数N，从而提高阵列天线增益及口面利用率；二是单元间距对天线波束宽度及副瓣电平的影[45]响。ElyLeving等人用格林函数法对四单元子阵的间距进行了分析，得到了方向性系数及增益随单元间距的变化曲线（图2.8），可以知道当单元间距D=0.83时，可0以获得最大的方向性系数，当D=0.76时，可以获得最大增益。一般地，我们将单0元间距初步取为0.75，再综合考虑天线尺寸、增益、波束宽度和副瓣等情况做出优0化调整。图2.8方向性系数及增益随单元间距的变化曲线3）波束宽度的估算。对于微带阵列天线，一般要看两个维度的方向图，方位维和18 北京理工大学硕士学位论文距离维，方位维波束窄，用以分辨目标的位置；距离维波束宽，用以扫描目标的距离。51两维的波束宽度和各自维度上的单元个数和单元间距有关，具体公式为：，3dBNd此公式能够对半功率波束宽度进行较为准确的估算。2.5小结本章将从微带贴片的原理入手，对几种不同的贴片形式做出比较分析，由于方形贴片具有较好的交叉极化性能，因此本设计中的双极化单元选用方形贴片，同时给出贴片尺寸的计算方法。并对馈电网络的几种不同形式做了对比分析，给出了串联、并联及串并联馈电网络的几种基本形式，并指出了各自的优缺点，由于并联馈电网络具有较宽的带宽及精确的幅相分布，为本设计所采用。最后，对阵列的指标估算和设计步骤做出介绍，给出了阵列天线增益、单元间距、波束宽度的估算方法，介绍了参数之间相互影响、相互制约的关系，同时，也为第三章中天线参数的确定提供了理论依据。19 北京理工大学硕士学位论文第3章Ku波段双极化3×12微带阵列天线设计3.1引言微带天线具有体积小、重量轻、低剖面、成本低、易加工等优点，考虑微型SAR系统重量的约束以及FMCW体制对天线高隔离度和高增益的要求，将基于微带技术实现收发天线的研制。本章将介绍Ku波段双极化3×12微带阵列天线的设计过程，首先，将给出指标需求，该天线工作于机载SAR成像系统前端，尺寸严格限制，天线要实现双极化工作，对交叉极化要求很高；并且对距离维及方位维的方向图特性都有限定。接着，从双极化单元开始，对共面微带线及缝隙耦合-共面微带线混合馈电结构进行比较分析，确定单元结构；为了降低交叉极化，组成了3×2子阵，对天线进行模块化设计；阵列天线双极化工作，因此水平、垂直极化以共地带状线的形式分层设置，以节约表面积，并减小网络之间的耦合；天线的馈电端口采用SMA接头，水平及垂直极化馈电的同轴-带状线转换结构分别进行了优化设计。最后，将以上各部分组合在一起，进行双极化3×12微带阵列天线整体仿真，并对天线整体结构进行优化设计，给出最终仿真结果。本章将从布阵方式和权值分配两方面给出降低双极化阵列交叉极化的方法。整体设计思路如下：双极化3×12阵列水平&垂直极化同轴-带状双极化3×2子阵水平&垂直极化网络线转换结构双极化3×1子阵双极化单元20 北京理工大学硕士学位论文3.2天线指标要求表3.1Ku双极化阵列技术指标要求序号指标名称指标要求1极化方式HH、VV2中心频率14.60GHz31dB带宽1200MHz4VSWR≤2:15增益21dB6距离向波束宽度20°7方位向波束宽度4°8方位向副瓣电平-20dB9距离向副瓣电平-12dB10收发天线隔离度-55dB11交叉极化电平-25dB12端口隔离度-30dB14天线重量450g设计和接口要求1）天线包络不超过220mm×140mm；2）收/发天线设计成可重构形式；3）H发射/接收，V发射/接收端口均采用SMA接口形式；4）H，V极化共面设计；3.3双极化微带单元设计基于第二章的分析，我们已经确定采用方形贴片来实现较好的交叉极化性能，并且采用双层贴片，中间空气架高的结构，以展宽工作带宽。但是天线单元的馈电方式仍然是需要分析验证的问题，本小节将对双极化端口共面微带线馈电，以及缝隙耦合-共面微带线混合馈电两种方案进行建模优化，并对仿真结果进行对比分析，确定最适21 北京理工大学硕士学位论文合设计目标的单元结构。单元基板材料均采用ArlonDiClad880，介电常数2.2，基板厚度选用0.508mm（20mil），尺寸为18mm×18mm。两种馈电方案的结构如图3.1所示。对于混合馈电的贴片单元，垂直极化端口采用H型缝隙耦合馈电，水平极化端口采用共面微带线馈电；而另一种单元结构则两个极化方向均采用共面微带线，结构简单，易于设计。工作频段为14.6GHz±0.6GHz，图3.2反映了这两种单元的阻抗匹配情况，混合馈电单元垂直极化处于谐振状态，水平极化匹配良好；共面微带线馈电单元垂直、水平极化方向均已谐振。HPortHPortVPortVPort（a）（b）图3.1（a）混合馈电双层方形贴片单元（b）共面微带线馈电双层方形贴片单元图3.2（a）混和馈电史密斯圆图（b）共面微带线史密斯圆图22 北京理工大学硕士学位论文图3.3共面微带线及混合馈电单元端口隔离度两种结构的贴片单元双极化端口隔离度如图3.3所示，混合馈电微带单元端口隔离度较高，达到-38dB以下；共面微带线馈电单元端口隔离度基本达到-19.5dB以下，符合该种结构馈电单元端口隔离度的一般水平。图3.4给出了中心频点14.6GHz处两种结构的交叉极化方向图及带内增益曲线，可以看出，混合馈电单元具有较好的交叉极化性能，半功率波束宽度内的交叉极化可以达到-25dB以下（水平极化方向）及-32dB以下（垂直极化方向），而共面微带线馈电单元只能达到-20dB以下。但是，混合馈电单元两个极化方向的带内增益差别明显（图3.5），在高频点达到0.3dB，分析原因是垂直极化方向的耦合效率在高频段降低所致。而共面微带线馈电单元的两个极化方向增益都在带内保持较高水平。（a）混合馈电结构水平极化（左）及垂直极化（右）交叉极化方向图23 北京理工大学硕士学位论文（b）共面微带线馈电结构水平极化（左）及垂直极化（右）交叉极化方向图图3.4两种结构单元中心频点交叉极化方向图图3.5混合馈电（左）及共面微带线馈电（右）带内增益曲线混合馈电单元在端口隔离度及交叉极化性能上有明显的优势，这对提高阵列天线的极化纯度、实现较低的交叉极化是非常有利的。但是根据对指标的估算，使阵列天线增益带内达到21dB以上是非常有难度的，因此单元的增益性能被放在了第一位。本设计中采用共面微带线馈电的单元结构，通过镜像布阵等方法对阵列进行综合设计，来实现阵列天线的低交叉极化特性。3.43×2双极化子阵模块设计根据2.4节中的方法对指标进行估算，我们确定阵列的规模为3×12个贴片单元。因此我们需要从3×1双极化子阵开始设计，子阵的性能要满足距离维波束宽度以及距离维副瓣电平的指标要求，并且要具有良好的阻抗匹配及较好的端口隔离度。为了减小阵列天线面积，并减小两个极化馈电网络之间的耦合，我们将两层网络以共地带状线的结构上下布置，网络和子阵之间采用金属化过孔连接。贴片和网络之间、水平和垂直网络之间用地隔开，能够有效减少网络的寄生辐射，提高阵列的交叉极化性能。24 北京理工大学硕士学位论文子阵的平面结构及多层结构如图3.6所示，水平及垂直极化方向均采用和驱动贴片同层的功分网络馈电，用以降低副瓣，并进行阻抗匹配。天线的基板材料均采用ArlonDiclad880，介电常数2.2；介质板之间采用FR270半固化片进行粘接，介电常数为2.7，各层介质厚度已在图中进行标注。设计时还需考虑加工条件的限制，本设计中多层板工艺水平为：通孔最小直径为0.2mm，厚径比不超过10:1；孔壁与孔壁最小间距0.25mm，孔壁与覆铜区最小间距0.25mm；覆铜精度±0.025mm，设计时各尺寸相对于加工水平要保留余量，避免实物中可能出现的各种偏差。金属化过孔上下两端会有焊盘（焊环）结构，焊盘半径比金属化过孔大0.15mm，应加入仿真模型中统一进行优化。垂直极化水平极化（a）3×1子阵平面结构25 北京理工大学硕士学位论文ArlonDiclad8800.508mm寄生贴片空气腔水平极化金属化过孔驱动贴片ArlonDiclad8800.508mm上层地ArlonDiclad8800.762mm水平极化网络FR2704milArlonDiclad8800.762mm共用地ArlonDiclad8800.762mm垂直极化网络ArlonDiclad8800.762mm下层地垂直极化金属化过孔隔离金属化过孔（b）3×1子阵层结构图3.63×1子阵平面及层结构3×1子阵的水平极化及垂直极化驻波特性如图3.7所示，可见，子阵阻抗匹配良好，有利于减小网络馈电时的反射，提高功率分配的准确度。调节时需要注意的就是上层地以及共用地上开孔半径的调节，因开孔会引入容性电抗，所以对子阵的阻抗匹配性能影响很大，但其尺寸受到加工条件的限制，因此不能过小，需要综合考虑。另外就是馈电金属化过孔周围的一圈金属化隔离孔，其作用为抑制水平方向上高次模的传输，提高能量传输效率，同时提高子阵两个极化端口的隔离度，优化时需注意隔离过孔和馈电过孔间距对驻波的影响。水平极化端口垂直极化端口图3.73×1子阵双极化端口驻波水平、垂直极化增益如图3.8所示，可见，在整个频带内，垂直极化增益较水平26 北京理工大学硕士学位论文极化增益低0.7dB左右，这是因为，垂直极化馈电网络位于下层带状线，垂直极化能量馈入贴片需经过更长的路径，也造成了更多的损耗。由于阵列天线在方位维要进行镜像布阵等设置，方位维的方向图及两个维度的交叉极化性能和子阵差别很大，所以对于3×1子阵，主要关注距离维波束宽度、副瓣电平等性能指标。图3.9给出了水平极化方向和垂直极化方向中频和边频三个频点的距离维方向图，其增益、波束宽度及副瓣性能如表3.2所示。3×1子阵性能完全满足指标要求，并留有较大余量。图3.83×1子阵水平、垂直极化带内增益曲线15.2GHz14.6GHz14GHz（a）水平极化方向图27 北京理工大学硕士学位论文15.2GHz14.6GHz14GHz（b）垂直极化方向图图3.93×1子阵水平及垂直极化距离维方向图表3.23×1子阵距离维水平及垂直极化性能指标水平极化增益（dB）3dB波瓣宽度（°）副瓣（dB）指标要求--≥20°≤-12dB14GHz13.923.1-21.114.6GHz14.122.2-19.015.2GHz14.021.4-15.9垂直极化增益（dB）3dB波瓣宽度（°）副瓣（dB）指标要求--≥20°≤-12dB14GHz13.123.3-29.514.6GHz13.422.5-25.615.2GHz13.421.8-18.9为了降低交叉极化，相邻的3x1子阵采用了镜像布置——水平极化方向等幅反相馈电，垂直极化方向等幅同相馈电。两个3×1子阵附加初级功分器（图3.9），构成3×2子阵，进行模块化设计。模块化设计的好处之一是使3×2子阵内部交叉极化辐射得到完全对消；二是使子阵和整个阵列的衔接度更好，对双极化端口驻波、距离维副瓣等性能的仿真优化结果更加准确可靠。28 北京理工大学硕士学位论文垂直极化端口水平极化端口图3.103×2子阵模块结构图3×2子阵的驻波及端口隔离度曲线如图3.11所示，双端口驻波小于1.6，隔离度好于-32dB。其中频和边频三个频点的水平及垂直极化方向图分别如图3.12和3.13所示。距离维3dB波束宽度、副瓣、交叉极化等指标如表3.3所示。水平极化端口驻波垂直极化端口驻波（a）3×2子阵双极化端口驻波29 北京理工大学硕士学位论文（b）3×2子阵双极化端口隔离度图3.113×2子阵双极化端口驻波及隔离度曲线距离维主极化距离维交叉极化（a）3×2子阵水平极化方向图@14GHz距离维主极化距离维交叉极化（b）3×2子阵水平极化方向图@14.6GHz30 北京理工大学硕士学位论文距离维主极化距离维交叉极化（c）3×2子阵水平极化方向图@15.2GHz图3.123×2子阵水平极化方向图距离维主极化距离维交叉极化（a）3×2子阵垂直极化方向图@14GHz距离维主极化距离维交叉极化（b）3×2子阵垂直极化方向图@14.6GHz31 北京理工大学硕士学位论文距离维主极化距离维交叉极化（c）3×2子阵垂直极化方向图@15.2GHz图3.133×2子阵垂直极化方向图表3.33×2子阵距离维水平及垂直极化性能指标3dB处交叉3dB波瓣宽水平极化增益（dB）副瓣（dB）极化（dB）度（°）要求--≤-12dB≤-25dB≥20°14.0GHz16.3-22.1-39.923.214.6GHz16.8-21.3-59.822.415.2GHz16.9-18.3-39.121.83dB处交叉3dB波瓣宽垂直极化增益（dB）副瓣（dB）极化（dB）度（°）要求--≤-12dB≤-25dB≥20°14.0GHz15.7-29.0-35.624.014.6GHz16.1-25.5-52.923.315.2GHz16.2-18.8-45.222.5从交叉极化性能上我们可以看出，3×2子阵交叉极化好于-35dB。和3×1子阵相比，这种镜像布阵、反相馈电的方式有效的抑制了交叉极化的辐射，提高了极化纯度。但是也存在一些问题，一是受多层结构损耗的影响，垂直极化增益依旧比水平极化增益低0.7dB左右；二是在方位维，垂直极化方向图对称性好于水平极化，其原因是水平极化的180°反相馈电网络在带内出现了色散现象，造成了相位的偏移。副瓣电平32 北京理工大学硕士学位论文优于-18.3dB，波束宽度大于21.8°，相较于指标要求，以上性能参数都有较大余量。至此，子阵模块的设计及优化已经完成。3.5双极化馈电网络设计在阵列天线中，功分网络的作用为为子阵提供所需的幅度和相位，从而使整个阵列实现特定的辐射性能。馈电网络需要满足损耗低、频带宽、色散小、结构简单等要求。减小色散是网络设计的关键，色散是馈电网络的固有问题，会造成带内相位分配不准，使阵列天线副瓣抬高，极化不纯。发射本设计中采用并联馈电网络，分为四级，具体结构如图3.14所示。由于网络分层设置，天线水平面积相对网络来说比较宽裕，[49]因此网络带状线可采用厚介质板（0.762mm），用以降低损耗。对于水平极化网络，由于采用成对镜像馈电，因此每相邻的端口之间有180度相差，垂直极化网络则采用同相馈电。对每个3×2子阵赋予一组权值，因此，整个阵列权值分为三组，每组内的两个3×1子阵等幅馈电，电流值的分布形式如图3.15所示。为了降低交叉极化而造成了阶梯状的权值分配模式，会使副瓣性能变差，增大了优化设计的难度。水平极化网络垂直极化网络图3.14水平及垂直极化网络结构0.50.50.50.50.40.456780.40.40.250.25349100.250.25121112图3.153×12阵列泰勒加权电流值分布在网络的设计优化过程中，需要注意以下问题：（1）网络的优化设计应从最末端的初级功分器开始，一级级向上设计优化；先采用Designer进行快速的优化设计，再使用HFSS进行细微调整；33 北京理工大学硕士学位论文（2）在进行每一级T型功分网络的功率分配时，应避免大功分比出现，因为阻抗过高或过低的传输线，具有较高的频率敏感性，会造成色散现象的加剧；（3）网络中有较多的转弯结构，对插入损耗及色散特性都有明显影响。转弯结构分为三种：直角转弯、切角转弯、圆弧转弯，直角转弯会引起寄生辐射，且损耗较高，[50]一般不会采用；对于分布不密集的转弯，常采用切角转弯，文献中给出了切角转弯的经验公式：切线与直角边成45°角，长度是传输线宽1.6倍；本设计中具有较密集的转弯，因此采用圆弧转弯，圆弧转弯半径需优化设计，将带内的色散减小至最低。（a）水平极化网络功分比（b）水平极化网络相位34 北京理工大学硕士学位论文（c）垂直极化网络功分比（d）垂直极化网络相位图3.16水平、垂直极化网络功分比和相位水平、垂直极化网络频带内的功分比和相位如图3.16所示。网络功分比在泰勒加权分配权值的基础上，进行了小幅度的调整，在满足增益要求的前提下，降低了阵列方位向副瓣。水平极化方向馈电网络同相位端口带内相差达到9°以内，每两个相邻端口带内相差满足180°±5°。垂直极化方向馈电网络12个端口带内相差达到8°以内。良好的相位分布、较低的色散相差实现了对副瓣和交叉极化性能的较佳控制。3.6双极化同轴-带状线转换结构设计由于阵列采用同轴接头用于馈电，因此需要设计同轴-带状线转换结构，图3.17给出了水平和垂直极化方向的同轴-带状线转换结构，因为馈电网络在不同带状线层，因此这两种结构要分别进行优化设计。建模时采用两个镜像布置的同轴-带状线转换端35 北京理工大学硕士学位论文口，相比于加waveport的单端口结构，仿真结果具有更高的准确性。同轴探针周围的一圈金属化过孔作用之一是使上下地板短接，将传输线围在半封闭的腔体中，提高传输效率；之二是在阵列中使双极化端口隔离度增大，减少两个极化方向的串扰。仿真结果如图3.18所示。水平极化同轴-带状线转换结构垂直极化同轴-带状线转换结构图3.17双极化端口转换结构36 北京理工大学硕士学位论文（a）双极化转换结构驻波曲线（b）双极化转换结构插入损耗曲线图3.18双极化转换结构驻波及插入损耗曲线同轴-带状线转换结构阻抗匹配性能良好；带内水平和垂直极化转换结构驻波分别小于1.14和1.1；插入损耗分别小于0.25dB以及0.15dB（给出的插损曲线对应两个相同的转换结构，单个的插损要减半）。通过优化已经把这种结构所带来的不连续性的影响减小到了很小的程度。37 北京理工大学硕士学位论文3.7双极化3×12阵列天线设计3×2子阵模块、双极化网络及双极化同轴-带状线转换结构设计优化完成后，即可以进行双极化3×12阵列的设计优化。阵列天线的整体结构及尺寸如图3.19所示。整体尺寸：宽×长×高=61.5mm×220mm×9.3mm（带金属边框），水平、垂直极化方向SMA接头均位于阵面的中部，距离金属边框外延的垂直距离均为18mm。第四级网络周围设置金属化过孔，以减少两层网络之间的串扰，降低阵列的交叉极化隔离度；最外围的一圈过孔结构则可以抑制高次模的传输，一定程度上改善阵列天线副瓣性能。天线的双极化端口驻波、端口隔离度特性曲线如图3.20所示，水平及垂直极化中频、边频方向图如图3.21、3.22所示，具体性能参数总结在表3.4中。220189.361.518图3.193×12双极化阵列天线结构图垂直极化驻波水平极化驻波（a）双端口驻波曲线38 北京理工大学硕士学位论文（b）双端口隔离度曲线图3.20双极化端口驻波及隔离度曲线（a）3×12阵列水平极化方向图@14GHz（b）3×12阵列水平极化方向图@14.6GHz39 北京理工大学硕士学位论文（c）3×12阵列水平极化方向图@15.2GHz图3.213×12阵列水平极化方向图（a）3×12阵列垂直极化方向图@14GHz（b）3×12阵列垂直极化方向图@14.6GHz40 北京理工大学硕士学位论文（c）3×12阵列垂直极化方向图@15.2GHz图3.223×12阵列垂直极化方向图表3.43×12双极化阵列天线水平极化、垂直极化性能指标水平极化驻波垂直极化驻波双端口隔离度要求≤2≤2≤-30dB14GHz1.551.25-37.2dB14.6GHz1.371.33-40.5dB15.2GHz1.401.67-37.4dB副瓣电平副瓣电平交叉极化交叉极化波瓣宽度波瓣宽度水平极化增益（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）要求≥21dB≤-12dB≤-20dB≤-25dB≤-25dB≥20°≥4°14GHz22.7dB-21.3dB-22.6dB-32.6dB-32.4dB23.4°5.8°14.6GHz23.1dB-20.9dB-25.6dB-34.3dB-26.0dB22.5°5.6°15.2GHz23.0dB-17.6dB-21.2dB-28.5dB-26.4dB22.0°5.2°41 北京理工大学硕士学位论文副瓣电平副瓣电平交叉极化交叉极化波瓣宽度波瓣宽度垂直极化增益（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）要求≥21dB≤-12dB≤-20dB≤-25dB≤-25dB≥20°≥4°14.0GHz22.4dB-32.4dB-21.5dB-35.7dB-32.4dB23.4°5.9°14.6GHz22.7dB-25.8dB-24.6dB-36.5dB-26.7dB22.6°5.9°15.2GHz22.6dB-23.2dB-22.0dB-31.4dB-27.7dB22.0°5.4°从以上结果来看，3×12阵列在水平极化端口驻波比小于1.55，垂直极化端口驻波比小于1.67，双端口隔离度在频带内好于-37dB。水平极化增益在22.7dB以上，垂直极化增益在22.4dB以上，两个极化主瓣内交叉极化好于-26dB，方位维及距离维副瓣、波束宽度等也都满足指标要求，并留有较大的工程余量。但是，从仿真结果中看到，水平极化方位维方向图±35°左右远区副瓣有抬高的趋势，虽然能够满足指标要求，但并没有如我们希望的一般逐渐减削下去。这是由于阵列的镜像布阵方式造成的，在下面这一节，将从阵因子和子阵方向图的对应关系上对该问题做出分析。3.8阵列天线远区副瓣的抑制[51]根据方向图乘积定理，阵列天线的方向图因子等于单元因子和阵因子的乘积，N1具体公式为：F(,)F(,)Iejkzncos。从图3.23可以看出，阵因子在=0°及enn0±35°上存在最大值。对于整个阵列，需要再=0°产生最大增益，但±35°上则需要较低的副瓣，这就需要单元（子阵）方位维方向图在±35°的位置产生一个零深，从而抵消掉阵因子在该角度上的最大值。42 北京理工大学硕士学位论文图3.233×12阵列阵因子方向图@14.6GHz(a)方位维水平极化方向图@14.6GHz(b)方位维垂直极化方向图@14.6GHz图3.243×2子阵方位维水平极化及垂直极化方向图43 北京理工大学硕士学位论文从图3.24上我们可以看出，水平极化的方位维方向图主瓣零点位置并不在=±35°，但是垂直极化距离维方向图主瓣零点则正好位于±35°，这就是阵列方向图水平极化远区副瓣抬高，但垂直极化远区副瓣正常的原因。解决该问题的方法有：（1）由于水平极化方向要进行180°反相馈电，因此不可避免的会产生色散现象，导致方向图的不对称。可以通过对馈电网络进一步优化，减小色散，并对主瓣波束宽度进行调整，使主瓣零点落在±35°上；（2）远区副瓣的抬高，根本原因还是在于为了降低交叉极化而在水平极化方向多次镜像的布阵方式，若能采用水平、垂直极化二维反相馈电（如图3.25），则可以在保证交叉的同时，有效抑制远区副瓣的产生。但是网络的复杂度会大大增加，具体方案有待于进一步进行研究探索。图3.25水平、垂直二维反相馈电的布阵方式3.9小结本章主要给出Ku波段双极化3×12微带阵列天线的设计方法，并对仿真结果进行了分析。首先，给出了双极化阵列天线的指标要求；接着，对共面微带线及混合馈电结构的双极化单元进行仿真及对比，基于对增益的考量，我们选用了共面微带线馈电的结构；第四节对双极化子阵进行设计，并给出了天线的层状结构。两个3×1子阵在水平方向镜像布置，附加初级功分器，形成3×2子阵模块，在子阵内部抵消了交叉极化辐射；第五节和第六节，给出了双极化馈电网络和同轴-带状线转换结构的设计方法和仿真结果；第七节进行了双极化3×12阵列的整体仿真，从仿真结果看，各项指标均满足要求，并留有较大工程余量；最后，针对水平极化方向方位维远区副瓣抬高的问题，给出了理论分析，并提出了解决方案。44 北京理工大学硕士学位论文第4章双极化收/发微带阵列天线整体设计4.1引言由于FMCW的工作体制，需要收/发通道同时工作，我们采用收/发天线分置的结构，有利于提高系统的收发隔离度，抑制信号泄露，提高接收机的灵敏度。对于双极化收/发微带阵列的设计的关键，就是提高收/发隔离度。隔离结构需要进行特殊的机械设计，实现收/发天线的可拆分重构特性。另外，为了满足机载平台灵活轻便的要求，天线的重量需满足指标要求（≤450g），如何在保证机械强度的同时，减轻天线的重量，是我们设计中的又一个难点。本章内容的设计思路如下：双极化收/发阵列（仿真&实测）2个双极化3×12阵列扼流槽+低隔离墙结构4.2双极化收/发阵列天线设计为了提高收/发隔离度，常规的做法是在收/发天线中间架高隔离墙，但是，由于指标中阵面尺寸较小，收/发天线间距很近，若想实现高的收/发隔离度，势必要将隔离墙做的很高。但这样一是会大大提高天线的高度，不利于满足小型化设计要求；二是会导致方向图的畸变，引发交叉极化和副瓣性能的变差。在本设计中，创新性的采用扼流槽+低隔离墙的结构，在不破坏辐射性能的同时，实现了较高的收/发隔离度。收/发阵列的整体结构如图4.1所示，两道扼流槽宽度1.5mm，深度4mm，隔离墙宽度4mm，墙体高出阵面3mm。天线的收/发隔离度等仿真结果如图4.2所示。45 北京理工大学硕士学位论文2209.331304图4.1双极化收/发阵列天线结构水平极化端口收/发隔离度垂直极化端口收/发隔离度（a）同极化端口间收/发隔离度46 北京理工大学硕士学位论文垂直&水平极化端口收/发隔离度水平&垂直极化端口收/发隔离度（b）不同极化端口间收/发隔离度图4.2收/发隔离度仿真结果双极化收/发阵列天线的端口隔离度及端口驻波如图4.3所示，天线的水平、垂直极化方向图分别如图4.4及4.5所示。收/发阵列天线性能总结如表4.1所示。收/发阵列垂直极化端口VSWR收/发阵列水平极化端口VSWR（a）收/发天线水平&垂直端口驻波47 北京理工大学硕士学位论文（b）单天线端口隔离度图4.3端口驻波及端口隔离度（a）双极化收/发阵列水平极化方向图@14GHz（b）双极化收/发阵列水平极化方向图@14.6GHz48 北京理工大学硕士学位论文（c）双极化收/发阵列水平极化方向图@15.2GHz图4.4双极化收/发阵列水平极化方向图（a）双极化收/发阵列垂直极化方向图@14GHz（b）双极化收/发阵列垂直极化方向图@14.6GHz49 北京理工大学硕士学位论文（c）双极化收/发阵列垂直极化方向图@15.2GHz图4.4双极化收/发阵列水平极化方向图表4.1双极化收/发阵列天线水平极化、垂直极化性能指标水平极化垂直极化双端口隔收发隔离度收发隔离度驻波驻波离度（水平极化）（垂直极化）要求≤2≤2≤-30dB≤-55dB≤-55dB14.0GHz1.551.25-37.2dB-79.9dB-78.8dB14.6GHz1.371.33-40.5dB-67.2dB-72.1dB15.2GHz1.401.67-37.4dB-77.9dB-66.3dB副瓣电平副瓣电平交叉极化交叉极化波瓣宽度波瓣宽度水平极化增益（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）要求≥21dB≤-12dB≤-20dB≤-25dB≤-25dB≥20°≥4°14.0GHz22.7dB-22.4dB-22.3dB-33.6dB-32.7dB23.4°5.8°14.6GHz23.1dB-21.8dB-24.0dB-34.3dB-27.4dB22.6°5.6°15.2GHz23.0dB-18.3dB-21.3dB-29.1dB-27.3dB22.0°5.2°50 北京理工大学硕士学位论文副瓣电平副瓣电平交叉极化交叉极化波瓣宽度波瓣宽度垂直极化增益（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）要求≥21dB≤-12dB≤-20dB≤-25dB≤-25dB≥20°≥4°14.0GHz22.4dB-32.4dB-21.1dB-38.7dB-32.7dB23.3°5.8°14.6GHz22.8dB-25.8dB-24.6dB-38.5dB-27.5dB22.3°5.9°15.2GHz22.8dB-23.2dB-22.0dB-33.7dB-27.4dB21.2°5.4°可见，双极化收/发阵列天线驻波特性、单面阵列端口隔离度特性及方向图的各项性能指标，和3×12阵列相比，并无大区别。证明加入的隔离结构并未对阵列天线的辐射性能造成影响。阵列天线水平及垂直极化的收/发隔离度好于-66.3dB。天线的各项性能完全满足设计要求，并留有一定工程余量。4.3双极化收/发阵列天线减重设计双极化收/发阵列天线的层结构如图4.5所示，包括金属底板、多层板、栅板及单层板四个结构，要想减轻重量，只能从金属底板上进行设计。首先，选用密度较低的3材质。铝镁合金和金属铝相比，密度更小（2.3g/cm）左右，并具有良好的抗腐蚀性能；同时，对金属底板体积进行削减，采用较薄的底板，并设计加强筋巩固其机械强度。对于收/发天线的可拆分重构特性，我们设计了楔形结构，将两片3×12阵列契合在一起，并从底部加固螺钉进行固定。底板及楔形结构如图4.6所示。单层板栅板多层板铝镁合金底板图4.5双极化收/发阵列天线的层结构51 北京理工大学硕士学位论文楔形结构图4.6减重设计的铝镁合金底板及楔形结构4.4双极化收/发阵列天线测试结果双极化阵列天线实物如图4.7所示，收/发天线分别编号1.1及1.2。天线实际重量为410g，小于450g的重量要求。由于采用楔形结构拼接，天线1.1带隔离墙，天线1.2不带隔离墙。测试环境为封闭的暗室，测试设备为安捷伦型号N5245A的矢量网络分析仪和转台。测试流程图如图4.8所示。图4.7双极化收/发阵列天线实物图正面（左）背面（右）52 北京理工大学硕士学位论文暗室矢量网络分析仪电磁波矢量网络分析仪发射端Ku波段标准增益天线待测天线矢量网络分析仪接收端转台图4.8天线测试流程图2根据远场公式：LD2/，测试中选定远场距离为5米，通过标尺及水平仪的测试，以及矢网上信号的强弱，使待测天线和标准天线轴心对准。由于涉及到交叉极化的测试，因此标准天线和待测天线的极化对准非常重要，如若放置得不水平，就会产生其他角度上的辐射分量，使交叉极化方向图发生畸变，尤其是主瓣内的交叉极化会显著恶化。水平极化及垂直极化的端口驻波、单天线双端口隔离度、收/发隔离度测试结果如图4.9所示，具体性能指标见表4.2。天线1.1和天线1.2水平极化和垂直极化方向图测试结果如图4.10及4.11所示，表4.3和表4.4分别对辐射性能进行了总结。（a）天线1.1（左）天线、天线1.2（右）水平/垂直极化端口驻波53 北京理工大学硕士学位论文（b）水平&垂直极化端口隔离度（左：天线1.1右：天线1.2）（c）水平极化（左）、垂直极化（右）收/发隔离度图4.9端口驻波、双端口隔离度、收/发隔离度测试结果表4.2天线实测端口驻波、端口隔离度及收/发隔离度性能表端口驻波水平极化垂直极化天线1.1≤1.56≤1.41天线1.2≤1.47≤1.43端口隔离度天线1.1天线1.214GHz-37.6dB-36.0dB14.6GHz-50.8dB-46.6dB15.2GHz-36.7dB-36.1dB收发隔离度水平极化垂直极化14GHz-55.4dB-63.1dB14.6GHz-56.5dB-78.7dB15.2GHz-58.8dB-63.3dB54 北京理工大学硕士学位论文（a）天线1.1水平极化实测方向图@14GHz（b）天线1.1水平极化实测方向图@14.6GHz（c）天线1.1水平极化实测方向图@15.2GHz55 北京理工大学硕士学位论文（a）天线1.1垂直极化实测方向图@14GHz（b）天线1.1垂直极化实测方向图@14.6GHz（c）天线1.1垂直极化实测方向图@15.2GHz图4.10天线1.1水平及垂直极化实测方向图56 北京理工大学硕士学位论文表4.3天线1.1水平极化、垂直极化实测性能表副瓣电平副瓣电平交叉极化交叉极化波瓣宽度波瓣宽度水平极化增益（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）要求≥21dB≤-12dB≤-20dB≤-25dB≤-25dB≥20°≥4°14.0GHz22.3dB-21.6dB-22.9dB-31.2dB-28.7dB22.7°6.0°14.6GHz22.8dB-24.2dB-23.5dB-31.5dB-28.8dB22.4°6.0°15.2GHz23.0dB-18.4dB-21.4dB-31.0dB-27dB22.6°5.3°副瓣电平副瓣电平交叉极化交叉极化波瓣宽度波瓣宽度垂直极化增益（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）要求≥21dB≤-12dB≤-20dB≤-25dB≤-25dB≥20°≥4°14.0GHz21.4dB-22.1dB-21.7dB-31.7dB-26.5dB26.0°5.5°14.6GHz22.0dB-24.5dB-23.5dB-29.9dB-27.0dB24.6°5.8°15.2GHz22.6dB-20.5dB-21.8dB-32.4dB-25.5dB20.9°5.5°（a）天线1.2水平极化实测方向图@14GHz57 北京理工大学硕士学位论文（b）天线1.2水平极化实测方向图@14.6GHz（c）天线1.2水平极化实测方向图@15.2GHz（a）天线1.2垂直极化实测方向图@14GHz58 北京理工大学硕士学位论文（b）天线1.2垂直极化实测方向图@14.6GHz（c）天线1.2垂直极化实测方向图@15.2GHz图4.11天线1.2水平及垂直极化实测方向图表4.4天线1.2水平极化、垂直极化实测性能表副瓣电平副瓣电平交叉极化交叉极化波瓣宽度波瓣宽度水平极化增益（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）要求≥21dB≤-12dB≤-20dB≤-25dB≤-25dB≥20°≥4°14.0GHz22.4dB-20.0dB-23.7dB-28.7dB-31.2dB21.9°6.5°14.6GHz22.7dB-22.4dB-23.5dB-26.3dB-29.2dB22.4°6.0°15.2GHz22.9dB-22.6dB-22.0dB-30.2dB-26.5dB21.9°5.3°59 北京理工大学硕士学位论文副瓣电平副瓣电平交叉极化交叉极化波瓣宽度波瓣宽度垂直极化增益（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）（距离向）（方位向）要求≥21dB≤-12dB≤-20dB≤-25dB≤-25dB≥20°≥4°14.0GHz21.7dB-23.5dB-21.9dB-25.7dB-29.4dB26.0°6.3°14.6GHz22.1dB-22.6dB-24.8dB-30.4dB-28.1dB23.3°5.3°15.2GHz22.7dB-17.8dB-21.3dB-26.6dB-25.3dB24.0°6.5°天线1.1（带隔离墙）和天线1.2（不带隔离墙）性能参数基本一致，可见所设计的隔离墙结构并未对天线辐射性能构成影响。其水平及垂直极化端口驻波小于1.56，双端口隔离度好于-36dB，和仿真结果吻合较好，水平极化及垂直极化收/发隔离度分别好于-55.4dB及-63.1dB，较仿真结果（水平/垂直极化好于-66dB）差，其原因为仿真软件对于-40dB以下隔离度计算不准导致，因此，在加工实物上要留有可提高隔离度的装置。天线水平及垂直极化副瓣、交叉极化、波束宽度和仿真结果较为一致，水平极化增益略有降低（约0.2dB），垂直极化低频增益降低较多，约为0.8dB左右。分析原因，一是多层板的工差造成了频偏，二是由于栅板和金属框架固定时留有缝隙，造成空气腔变高，所以增益有所降低。天线1.1和1.2的主瓣内交叉极化带内好于-25dB。综合以上，天线测试结果所有性能指标均满足设计要求。4.5小结本章主要介绍了Ku波段双极化收/发阵列天线的设计方法，为了实现高的收/发隔离度，并且不影响阵列天线的辐射特性，采用了“扼流槽+低隔离墙”的结构，使收/发隔离度达到-55dB以下。收/发阵列天线的驻波特性、端口隔离度特性及方向图的各项性能与3×12阵列相比，基本没有区别。在第三节中，通过对材料及金属底板的特殊设计，在保证机械强度的同时，减轻天线重量。第四节给出了双极化收/发阵列天线的测试结果，端口驻波、隔离度及方向图特性仿测一致性较好，天线的各项性能满足设计指标。60 北京理工大学硕士学位论文结论总结本文的工作主要是围绕FMCW体制全极化SAR系统的应用背景，对双极化阵列天线进行优化设计，使其具有高增益、低交叉极化、高收/发隔离度性能，本文的创新性研究内容主要集中在以下几个方面：（1）对于双极化阵列交叉极化的抑制，不同于以往经常采用高端口隔离度单元或者旋转馈电等方法，本文从子阵和馈电网络结构两个方面进行改进：设计了3×2子阵模块，附加初级功分器对模块内的两个3×1子阵等幅馈电，从而在子阵模块内部抵消交叉极化辐射；采用双层网络为双极化阵列进行馈电，网络的分层设置以及主网络周围的金属化过孔有效遏制了两个极化网络间的互耦，提高了隔离度，有利于阵列交叉极化性能的提高；另外，阶梯状分布的权值也需要对网络结构进行特殊设计，本文对多端口网络的设计要点进行了总结；区别于以往的通过增大权值差降低副瓣的方法，本文提出了一种结合单元方向图与阵因子方向图，对天线的远区副瓣进行控制的方法；（2）FMCW体制SAR系统对收/发隔离度要求很高，因阵面尺寸较小，所以无法采用常规的“高隔离墙”方案。本文创新性的采用了“扼流槽+低隔离墙”的设计方法，在保证天线辐射性能的同时，使隔离度提高到-55dB以下；为了减轻天线的重量，并保证天线的机械强度，本设计采用了铝镁合金轻型材料，并削减了底板的厚度，采用加强筋进行固定，保证天线在工作环境下结构的稳固。综上所述，本文研究的Ku波段双极化收/发阵列天线增益达到21.4dB以上，交叉极化好于-25dB，收/发隔离度优于-55dB，完全满足FMCW体制全极化SAR的工作需求。本文对单元、子阵、布阵方式、网络进行了不同设计方案的对比分析，并给出了设计方法及要点，对以后双极化微带阵列的设计具有参考意义。61 北京理工大学硕士学位论文展望鉴于本文作者水平和时间有限，一些方面仍需要进一步完善，主要如下：（1）为了保证阵列天线的增益，本文选用了共面微带线馈电的单元结构，但混合馈电结构在单元端口隔离度及交叉极化性能上具有明显的优势，若采用该结构，则镜像布阵方式可以简化，泰勒权值可以采用六组，有利于整体阵列副瓣性能的提高。后续工作可以对混合馈电方案的双极化阵列进行设计；（2）对于远区副瓣及远区交叉极化的控制，后续研究可以采用水平、垂直二维镜像的方案（具体见3.8节），虽然网络设计会更为复杂，但却具有更好的辐射性能及更高的实用价值。62 北京理工大学硕士学位论文参考文献[1]MerrillI.Skolnik．IntroductiontoRadarSystems[M]．北京：电子工业出版社，2014[2]张直中．机载和星载合成孔径雷达导论[M]．北京：电子工业出版社，2004[3]江志红，赵懿．调频连续波SAR的研究进展[J].现代雷达,2008(2).[4]C.Y.Kim,J.G.Kim,J.H.Oum,etal.TxLeakageCancellersfor24GHzand77GHzVehicularRadarApplications[C].IEEEMTT-SDigest,2006[5]TangCH.Performancesensitivityofaradarasfunctionsofitsantennacharacteristics[C].TheRecordofthe1993IEEENationalRadarConference,1993.[6]PokulsR,UherJ,PozarDM.MicrostripantennasforSARapplications[J].AntennasandPropagation,IEEETransactionson,1998,46(9):1289-1296.[7]JosefssonL,van'tKloosterCGM.DualpolarisedslottedwaveguideSARantenna[C].IEEEAntennasandPropagationSocietyInternationalSymposium,1992:625-628.[8]GriffithsHD．Syntheticapertureprocessingforfull-de-rampradaraltimeters[J]．ElectronicsLetters，1988，24(7)：371—373．[9]ConnaG，GriffithsHD，BrennanPV．FMCW-SARdevelopmentforinternalwaveimaging[C],IEEEConferenceProceedings，[s.1.]：IEEE1997．[10]YamaguchiY，MoriyamaT．PolarimetricdetectionofobjectsburiedinsnowpackbyasyntheticapertureFM—CWradar[J]．IEEETrans．Geosci．RemoteSensing．1996，34(1)：45-51.[11]SmithRL．MicrosyntheticapertureradarusingFMCWtechnology[D]．Brigham：Brighham:BirghamYoungUniversity,2002．[12]MetaA,WitJJM，HoogeboomP．DevelopmentofahighresolutionairbornemillimeterwaveFM-CWSAR[C],Proc．EURAD2004，[8.1.]：IEEE2004.[13]MetaA,HakkaartP，FVderZwan．FirstdemonstrationofanX-bandairborneFMCWSAR[C],Prec．EUSAR06,Dresden，Germany：[8.n.],2006．[14]张军，毛二可．线形调频连续波SAR成像处理研究[J]．现代雷达，2005，27(4)：42-45.[15]Z．Zhu,W．Yu,X.Zhang,XQiu.ACorrectionMethodtoDistortioninFM-CW63 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北京理工大学硕士学位论文[41]M．Edmoeta1．Simplecircuitmodelforcoax-fedstackedrectangularmicrostrippatchantenna，IEEEProceedings，Microwave，AntennasandPropagation,145(3)，1998：268-272[42]S．D．Targonskieta1．DesignofWide-BandApertureStackedPatchMicrostripAntennas，IEEETransactionsonAntennasandPropagation46(9)，1998：124-1251[43]ECroq,D.M.Pozar,Millimeter-WaveDesignofWide-BandAperture-CoupleStackedMicrostripAntennas,IEEETransactionsonAntennasandPropagation,39(12),1991：1770-1776[44]钟顺时，微带天线理论与应用，西安电子科技大学出版社，1991：第一章[45]E.Levine,et.al.,Astudyofmicro-striparrayantennawiththefeednetwork,IEEETrans.Vol.AP-37,PP.426-433,Apr.(1989)[46]IizukaH,神原,久二男,渡边,俊明.Millimeter-WaveMicrostripArrayAntennawithHighEfficiencyforAutomotiveRadarSystems(SpecialIssue:Millimeter-WaveRadarforAutomotiveApplications)[J].R&DReviewofToyotaCrdl,2002,37:7-12.[47]M.Slovic,B.Jokanovic,B.Kolundzija.Highefficiencypatchantennafor24GHzanticollisionradar[C],TelecommunicationsinModernSatellite,CableandBroadcastingServices,7thInternationalConferenceon.IEEE,2005:20-23vol.1.[48]李恒城,敬守钊.24GHz微带贴片天线阵的仿真与设计[J].微波学报,2010,(S2):211-214.[49]阎润卿，李英惠，微波技术基础[M].北京理工大学出版社,1988.[50]何俊鱼，微带网络[M].北京广播学院出版社，1996[51]薛正辉，李伟明，任武，阵列天线分析与综合[M].北京航空航天大学出版社，201066 北京理工大学硕士学位论文攻读学位期间发表论文与研究成果清单[1]MengmengCui,YumingWu,etc.AKabandcircularlypolarizedcorrugatedantipodaltaperedslotantenna[C],AntennasandPropagation(APCAP),20143rdAsia-PacificConferenceon.IEEE,2014:294-297.[2]MengmengCui,YongLiu,KaiZhou.Designofthe0.9THzcavityfiltersbasedonMEMStechnology[C],InternationalSymposiumonUltrafastPhenomenaandTerahertzWaves.OpticalSocietyofAmerica,2014:PS_S2S2_P12.[3]崔萌萌,高子健,刘埇.基于MEMS工艺的THz圆极化阵列天线设计[C]，2015年全国微波毫米波会议论文集.2015.[4]刘埇，司黎明，周凯，崔萌萌，郑超，卢宏达，朱思衡.一种基于MEMS工艺THz波段EMXT腔体滤波器.发明专利，专利号：CN201210580434.4[5]刘埇，司黎明，唐海波，水孝忠，崔萌萌，张雨濛，吕昕，孙厚军.偏馈抛物面多波束天线馈源阵列的设计方法.发明专利，专利号：CN2012105818046[6]刘埇，司黎明，卢宏达，张雨濛，水孝忠，崔萌萌，唐海波，朱思衡，吕昕.星载反射面稀疏相控阵多波束天线.发明专利，专利号：CN201210579373x67 北京理工大学硕士学位论文致谢弹指一挥间，美好的时光已经逝去，二年半的硕士求学生涯即将结束。回忆这段历程，我的心中既有喜悦又有失落，既有兴奋又有感伤，但是此时此刻我的心中充满感激之情，感谢大家对我的无私帮助和教诲。感谢我的导师胡伟东副教授的谆谆教导和无微不至的关怀。在学术研究上，您对我严格要求，一丝不苟；在生活中，您和蔼可亲，谦逊朴实。可谓学为人师，行为人范，三年的研究生生涯，让我在学术和做人方面都收益颇多！衷心感谢刘埇副教授的细心指导和亲切关怀，您渊博的学识、严谨的科研精神和认真负责的工作态度给我留下了非常深刻的印象，特别是您旁征博引、寓教于乐、因材施教的做法让人获益良多。感谢您三年来对我的关怀和教导，谨记师范！感谢吕昕教授，吕老师深厚的学术功底、高瞻远瞩的视野、认真治学的态度，是我科研和人生中学习的榜样，在老师身上我感受到一个领导者的谦逊平和；感谢实验室葛亚芬高工、司黎明老师、于伟华老师、李斌老师、吴昱明老师的指导与帮助；感谢倪鸿宾高级技师、马喜志高级技师和吴英实验员，在天线制作和装配方面的帮助。感谢卢宏达博士、赵鹏飞博士在课题研究上对我的指导和帮助，特别是科研工作中认真负责、忘我的精神值得我学习。感谢周凯硕士、唐海波硕士，他们耐心的指导让我受益匪浅。感谢李庆硕士、刘嘉琳硕士，和他们的讨论使我获益颇多。感谢实验室其他的师兄弟姐妹：张雨濛硕士、孙正阳硕士、江一帆硕士、侯伟硕士、张庆乐硕士、张萌硕士、段小超硕士、李若凡硕士、刘嘉山硕士、程功硕士等等，感谢他们对我的帮助和照顾。感谢我的父母，感谢其他家人朋友，在求学道路上一直给予的关心、理解和支持，祝福他们永远平安幸福。最后向所有关心和帮助过我的老师、同学和朋友致以最诚挚的谢意和祝福。68
