探析移动宽带ofdm系统载波间干扰的均衡和抑制

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北方交通大学博士学位论文移动宽带OFDM系统载波间干扰的均衡和抑制姓名：陈霞申请学位级别：博士专业：交通信息工程及控制指导教师：谈振辉20030901 摘要正交频分复用(OFDM)技术作为一种有效的抗多径码间干扰(ISI)高速传输技术得到了广泛的研究，但对时变因素敏感的缺点使其在移动环境中性能会严重恶化。本文以移动信道时变特性引起的0FDM载波问干扰(ICI)为中心，研究时变多径信道特性、时变多径信道中OFDMICI问题，以及具有抗ICI能力的均衡和干扰抑制技术。通过将多普勒扩展信道中的OFDMICI问题分别类比于多径时延扩展信道中的单载波(SC)传输ISI问题和码分多址(CDMA)系统多址干扰(MAI)问题，从而可将相对更成熟的均衡技术和多用户检测(MuD)“移植”过来，使移动OFDM传输系统中信号检测技术的理论研究趋于系统化，促进有实用价值的接收机结构的研究和开发。本文主要内容包括：研究了时变多径衰落信道的特性，给出了一种较完整的广义平稳非相干散射(wssus)时变多径信道系统函数和二阶统计函数之间关系表达：推导了一种基于信道延迟多普勒扩展函数的频移滤波器组模型：并以此为基础提出一种参数配置和实现简单、适合分块传输方式的时变多径信道仿真方法。采用所提信道模型研究了任意多径．多普勒结构的时变多径信道中OFDM传输的性能，给出了衡量ICI影响性能的两个指标的解析表达；利用所提出的仿真方法对OFDM信号传输性能进行了仿真，结果显示该方法对OFDM有效。研究检测时变信道0FDM信号的均衡方法。讨论对SC信号ISI与0FDM信号ICI的对偶性；补充两种时域方案，与已有方案一起构成一个较完整的频率非选择性时变信道OFDMICI均衡方法的系统化框架；将研究范围扩展到频率选择性时变信道，重点研究了线性均衡方法，并对均衡操作的复杂度问题和解决办法进行讨论。研究利用MuD技术检测时变信道OFDM信号。分析多普勒扩展OFDM信道与CDMA信道的异同，给出一个对等的矩阵传输模型：讨论SCISI均衡、OFDMICI均衡和CDMAMuD技术的异同，以及将MuD技术应用于0FDM系统时值得注意的一些问题：着重研究两种非线性检测技术：部分反馈检测(PFD)和硬判决并行干扰抵消(PIC)技术。关键词：正交频分复用，时变多径信道，均衡，多用户检测 OrthogonalFrequency·DivisionMuItiplexing(OFDM)hasbeenunderintensiveresearchasaneffectivehigh—speedtransmissiontechnologyinfrequencyselectivechannels．Butitssensitivitytotimevariationinducesevereperformancedegradation．Thisdissertationfocusesonthejnter-subcarrierinterference(ICI)of0FDMtransmissionthrou曲mobilechannels．Subjectsinvolvedhereinaretimevariationpropertyofmobilechannels，ICIresultedfromDopplereffects，andequalizationandinterferencesuppressiontechniquesthatcanreduceoreliminatethisICI．ThebasicmotivationistocomeupwithaframeworkofsignaldetectiontechniquesformobileOFDMsystemsbytransplantingthemoresophisticatedequalizationandmulti—userdetection(MUD)，whichisbasedoncomparingOFDMICIproblemwiththeinter—symbolinterference(ISI)problemofsingle-carrier(Sc)transmissioninmultipathchannels，aswellasthemulti··accessinterference(MAt)probleminCode-DivisionMultiple-·Access(CDMA)systems．Theconclusionsareexpectedtohelpaccelerateresearchanddevelopmentofreceiverstructures．Acomprehensivedescriptionoftherelationshipbetweensystemfunctionsandsecond-orderstatisticalfunctionsofwide·sensestationary,uncorrelatedscattering(wssus)channelsis西yen．Ashifted·filterbankmodel，withdiscretedelayanddiscreteDopplerfrequency,isderived．Basedonthismodel，aneasilyparametefizedandimplementedsimulationmethodisproposedforblock-wisetransmissionsintimevariantmultipathchannels．PerformanceofOFDMtransmissionunderdifferentchannelconditionsarestudiedandsimulatedbyusingtheproposedchannelmodel．TwoindexfortheeffectsofICIonOFDMtransmissionarederivedanalytically．TheproposedsimulationmethodprovestobeeffectiveforOFDMtransmission．EqualizationofOFDMsignalsisexplored．DualitybetweenISIofSCsignalandICIofOFDMsignalisdiscussed．With2timedomainequalizationschemesproposed，anframeworkofOFDMICIequalizationisformedforfrequencynonselective，timevat／ant channels．Then，studyisextendedtofrequencyselectivechannelsandconcentratesonlinearequalizations．Briefdiscussiononcomplexityoflinearequalizationandcertainsolutionstoitispresented．Finally,usingMuDinOFDMsystemsisinvestigated．DifferencesandsimilaritiesbetweenOFDMchannelsandCDMAchannelsareanalyzedfollowedbyacomparablematrixtransmissionmodel．Then，comparisonsamongSCISIequalization，OFDMICIequalization，andCDMAMuDarepresented，aswellassomequestionsforusingMuDtechniquesinOFDMsystems．Hereby,wefocuson2nonlineardetectionschemes：panialfeedbackdetection(PFD)andparallelinterferencecancellation{P／Owithhardfeedback．Keywords：OFDM；timevariantmultipathchannels；equalization；multi。userde峙ction 独创性声明本人声明：所呈交学位论文，是本人在指导教师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。学位论文作者签名：陈霞2003年7月 北方交通大学博士学位论文第一章绪论下一代无线通信的目标是实现无所不在的、高速率、高质量的移动多媒体传输。但是无线信道中客观存在的多径传播效应会引起接收信号的码间干扰(ISI)，严重§艮制通信最高传输速率。多载波调制(Multi．CalTierModulation，MCM)，特别是正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)，由于具有很强的抗多径ISI能力、频谱效率高和接收机实现简单等优点，已成为对抗有记忆信道中的一种基本技术，并将是未来移动通信中最有竞争力的技术之一。本章先介绍论文的背景知识及选题意义，然后阐述面临的问题和研究现状，最后介绍论文的主要内容和结构。§1．1论文背景OFDM是将高速数据流分解成若干子数据流，并行调制到频谱相互重叠，但在符号周期上正交的多个子信道上(图1．1)。因为子数据流的码元周期远大于原数据流的码元周期，抗多径信道时延弥散能力大大提高；而每个OFDM符号前又插入保护间隔，因此大大减小甚至消除ISI；并且子信道信号带宽远小于信道相关带宽，接收端对每个子信道不需要使用复杂的均衡器【l,el。图1-1OFDM信号频谱示意并行传输和OFDM的概念可以追溯到上个世纪50年代末期，并在1960年代就应用到一些高频(HF)军事通信系统中【31：如采用时间差分相位调制(TDPSK)的Kineplex系统和采用频率差分相位调制(FDPSK)AN／GSC一10(KATHRYN)系统； 第一章北方交通大学博士学位论文美国rrr公司于1982年研制的“先进窄带数字话音终端系统(ANDVT)”和HARRIS公司于1984年推出RF一3466高速HFMODEM，则是基于OFDM的战术通信终端的出色代表。但到上世纪七十年代之前，OFDM系统需要大量的振荡器、滤波器和积分器等模拟器件，复杂而成本高，未能在商用领域广泛使用。1971年，Weinstein等人提出用离散傅立叶变换(DFT)完成OFDM信号的调制和解调【4】，进一步可以采用快速傅立叶变换(FFT)并用数字方式实现，从而有效地降低系统的复杂度和成本，促进了OFDM技术的实用化。近年来，数字信号处理(DSP)理论和技术以及超大规模集成电路(VLSI)技术的发展极大地促进了OFDM技术在宽带数据传输和消费类电子产品中的应用。OFDM有很多优点㈦】：频谱效率高；能有效地抗ISI；使用循环前缀(cyclicprefix，CP)保护间隔，在消除IsI的同时保证多径环境中子载波正交性；便于采用DSP技术实现低复杂度收发机；信号频谱几乎完全地限制在所分配的频段内，等等。1973年，D．Chase首次公布的CODEM方案通过频域编码实现调制与编码的最佳组合，提高了OFDM抗频率选择性衰落性能，并采用软判决译码提高译码纠错能力pJ。而目前研究的自适应OFDM(adaptiveOFDM)[6100，还可以根据信道状态信息自适应地选择物理层(符号调制／映射、编码和发射功率等)参数，进一步提高频率利用率，实现逼近满足“注水”定理的最大信道容量的空中接口[71。对于频率选择性信道，自适应OFDM的信道总容量与单载波传输方式相比波动小得多，有利于获得视频等实时业务所期望的稳定流量。因为具有诸多优点，尽管有峰均功率比高和对信道时变现象、载波频率错误、相位噪声、以及非线性现象比较敏感等缺点【1，≈8一，OFDM却仍被视为对抗信道记忆的关键技术之一，被多种标准采用，其中包括：数字音频广播(DigitalAudioBroadcasting，DAB)[10】和数字视频广播(DigitalVideoBroadcasting，DVB)[nl、无线局域网(WirelessLAN)——匝EE802．11和ETSIHIPERLAN／2t12】，以及用户数字环路(SubscriberDigitalLoop，xSDL)固定接入1【13】。OFDM可以身兼信号调制和多址功能，而它与时分多址(TDMA)或码分多址(cDMA)结合能提供更灵活的多址方式。上面这些已经提出和确立的标准都是基于OFDM调制的TDMA系统。鉴于1990年代中CDMA技术的成熟及其在数字蜂窝移动通信系统中的成功应用，人们期望OFDM与CDMA能以各种不同方式结合，继承各自的优点，实现可靠的高速传输【¨1。1OFDM应用在有线环境时通常称离散多音(DiscreteMultipleTone，DMT)。·2． !!耋圣鎏銮：堡圭耋堡耋鎏，，，，。，，，，，!。，：!篁=三在DAB系统中，移动接收已经被认为是一种重要的应用环境u“。虽然“在移动中”接收DVB广播电视现在看来还没有明显的市场需求，但DVB系统却有希望成为移动计算和因特网业务的高速传送机制【1卵】。基于OFDM的蜂窝移动通信系统早在1985年就被提出【18】，并随着对高速率、高频谱利用率无线传输技术需求的增长而受到越来越多的关注。虽然第三代移动通信(3G)标准未采纳OFDM方案，但普遍认为，它将是后3G(Beyond3G)和第4代移动通信系统(4G)研究中的一个重要方向【19】。随着这些移动高速OFDM系统标准的提出和确立，关于信道时变性对OFDM传输性能的影响和有效的解决方法的研究也受到更多重视【8,20-221。同时，一些OFDM系统不可避免地会运行在移动环境中。例如，在带动整个交通运输产业现代化的“智能交通系统(ITS)田】，’中，为改造现有路网系统及管理系统，提高路网通信能力和服务质量，集成了先进的信息、数据通信、电子传感、电子控制以及信息处理等技术。信息技术和通信技术是ITS的基础和核心，而由于通信涉及运动中的交通工具和驾驶者，无线／移动通信技术是实现ITS的必要条件【24““。目前，ITS无线通信的研究内容已经从第二代数字移动通信技术(2G)延伸到2．5G和3G移动通信技术[27-．30】，如：采用通用分组无线业务(GPRS)数据传输以更有效地利用无线频率资源【冽和采用更大带宽和更高总比特率的3G系统使无线接入时延更小、消息传递时延更小，并获得更高的告警信息及时性和空间分辨率【30】。特别地，在铁路列车向高速化与准高速化方向迈进的同时，为了保证行车安全和效率，铁路交通系统的智能化问题，即铁路智能交通系统(RITS)，变得极为重要p”“。铁路移动通信系统是RITS的重要组成部分。RITS移动通信系统不但应与铁路信号系统紧密结合，利用车．地双向信息通道实现列车闭环控制，限制人为错误的影响，提高铁路运输系统的安全性，还很可能采用多媒体调度指挥功能来加强车辆与调度控制中心的协调配合：此外，RITS还能旅客服务提供各种详尽的通信和信息服务【[31,33J。这些都要求增加传输数据速率和降低传输误码率，通过自适应通信资源管理和无线传输技术的支持，实现有效的服务质量管理、保障关键信息的可靠性和资源的高利用率——这些要求是现有铁路无线通信系统难以满足的。目前，我国铁路移动通信系统可能的发展方向之一是采用基于2G技术的GSM-R(GSMforRailway)[34,351。虽然目前还没有适合在铁路等高速移动环境下的有效的OFDM系统，但从实现更高传输速率和频率利用率的角度来说，相关的移动OFDM传输技术的研究也具有重要意义。综上所述，研究OFDM在移动通信环境中的性能和抗干扰技术，是为了往OFDM能被应用到更广泛的环境中，在不可避免的移动环境中提高传输数据速率和 童=坠，，，，，!!童茎堡查兰堡圭兰堡鎏兰通信可可靠性，进一步提到频率利用率，在理论上具有先进性及实用价值。当然，在接收机中增加抗移动信道损伤的处理必然引进额外的复杂度，并且系统性能的改善程度来依赖于信道估计等各方面技术的完善。但从过去二十年，特别是近十年的发展历史和趋势来看，我们有理由将实现实用系统的希望寄托于发展迅猛的DSP技术和VLSI技术。§1．2移动信道中的OFDMICI问题哺灿22娜)7】对于宽带移动通信，接收机经历的信道是频率选择性衰落的，而且呈快速随机变化，要实现可靠的高速数字传输是巨大的挑战。虽然OFDM具有抗信道时间弥散的优点，但其性能对收，发载波频偏(CFO)、振荡器相位噪声、取样时钟频偏、信道多普勒频移和多普勒扩展等时变因素敏感13月l。本文则集中研究移动信道的多普勒效应(Dopplereffects)【7J对OFDM的影响和接收端减小这～影响的措施。在移动通信环境中，移动台和基站之间的相对移动，及多径移动环境中反射体和散射体的移动都会使信道特性发生随机变化，在频域体现为接收信号的多普勒效应。多普勒效应不仅使信号受到衰减和随机相位变化，一个0FDM块内信道包络变化更直接破坏子载波信号间的正交性，从而引起子载波间干扰(Inter-CarrierInterference，ICI)，造成性能下降。对于要求的一定传输速率和传播环境，虽然可以在系统设计时选择足够长的保护间隔，尽量减小甚至避免前后OFI)M符号之间的干扰(Inter-BlockInterference，IBI)，但限制信道的频率选择性和时间选择性却对OFDM符号周期的选择有着矛盾的要求【381。OFDM之所以用频域单抽头均衡器就能消除频率选择性衰落，是因为各子载波信号是近似平坦的。对于宽带传输来说，达到这一点需要使用很大数目的子载波，同时符号周期也就比原来大了很多。而OFDM较长的符号周期又使得信道时变性的影响更加明显，但是OFDM“紧密”排列的正交予载波的要求又使得其性能对频率错误更敏感，并且影响程度又随子载波、射频(RF)载波频率和接收机移动速度的增加而趋于显著。当OFDM信号带宽与载波之比很小时，可假设各子载波受到相同的多普勒频移。因此对于理想频率同步的情况，可认为受多普勒频移的接收信号仍然能保持子载波之间的正交性。图1—2为经信道传输后仍保持正交性的两个子载波，左边的子载波标识为五，五’是第i个子载波接收频率，右边的子载波标识为疗。具有随机特性的多普勒频移往往造成频率同步误差，如图中的五=五L五。这个频率偏差使得目标 耋銮銮堡奎兰堡圭兰堡篁圣。。．。。!!，。，。一：。，：：。：一!!i：：耋，子载波上传输信号有效成分衰减及相移，并引入了ICI，导致信号与干扰噪声之比进一步降低。△乃‘’I、1：’?Iljl：LⅣ√；：“乒七一V尘感弋卜儿＼rj／、’，L，图1-2多普勒频移引起OFDMICI多普勒扩展可以看成是多个不同频偏的路径信号的叠加(图1．3)。图中是尸个子载波中的任意两个，载波频率分别为二和厶。设接收端各子载波同步于标称频率。可以看到，经3径传播后，厶上的能量分散到3条路径上。若以标称频率接收子载波厶的信号，厶上两个频移不为0的路径信号不再与子载波厶正交。厶，^+V2J·+p1<一—-<)]yf：。——．?一f。．。i||i|}、卜ב、’、一一、<7一～”。飞X歹．，-弋∥．一～一，一圈1-3多普勒扩展破坏子载波之间的正交性多普勒频移对性能的影响类似与收发机载波频偏——造成接收信号的频率同步错误，信号有效成分衰减及相移，并引入具有结构性的ICIl3,39J。通过频率同步消除频偏进而减小ICI已经是广泛使用的技术【柏1。但是对于多普勒扩展的情况，即使频率同步的精度和跟踪速度都足够，也不可能完全消除ICI。因为这时ICI是由多个受到不同多普勒频移的路径信号造成，无论接收频率同步于哪个路径，其它路径的信号依然会引起干扰。 在多普勒扩展的情况下，频率同步／调整同样也是重要的组成部分，但它的作用是调整接收频率，使之在有一个信号强度最大路径时“瞄准”该路径，或者在某种准则下以适当算法选择接收频率，使解调后ICI最小；对于非对称多普勒扩展，进行校正接收频率使ICI最dd2”。虽然借助先进技术，如智能天线及空域信号处理[521，可以估计并分离各个路径信号，因而有理由认为，减小多普勒频移引起ICI的方法应该可以作为减小多普勒扩展引起ICI的重要基础——在减小各个路径上受同一多普勒频偏的各个子载波间干扰的同时，就减小了接收信号整体的ICI，但复杂度也是非常大的。用于减小频率错误引起的ICI的信号设计方法基本上也适用于多普勒扩展造成的OFDMICI。ICI自消除(ICIself-cancellation)[41】方案将发送数据以相反符号映射到相邻子载波对上；而接收信号各子载波所受到的ICI依赖于相邻加权系数的差值而非加权系数本身，因为相邻加权系数之间的差值很小，从而抵消相邻加权系数对之间的常数部分，主要缺点是带宽效率低。高阶干扰自消除(higher．orderICIself．cancellation)，也称多项式抵消编码(polynomialcancellationcoding，PCC)【42】则把数据映射到更多的子载波上，更好地消除ICI，当然带宽效率更低。相关编码(correlativecoding)143】则通过更复杂的编码，实现部分ICI信号相互抵消而不降低频谱效率。【44]中提出了一种能减小ICI的正交编码方法。此外，在OFDM系统中使用加窗技术——插入循环扩展之后对整个信号序列用窗函数整型——减小对频率差错的敏感性f42,45】。为了达到更好的性能，这些预处理也应是自适应的。对于快速时变的移动信道，发射机获得和使用的信道状态信息(CSI)会因为生成和传输固有延迟和预测误差受到性能损失。特别是频分双工(FDD)模式中，CSI必须由接收端反馈其对信道的测量值，这个闭环过程固有的延迟对时变信道中的系统性能有更大的影响。近年来，对接收信号进行“均衡”以消除信道时变性引起OFDMICI的文献中‘“”】。均衡引起OFDMICI的时变信道与普通的消除IsI的均衡有着本质区别，同时又密切相关。虽然有些资料中也提到过这些区别和联系【46，491，但尚未见文献对此进行系统的研究。另外，有文献指出，OFDM信道和CDMA多址信道是相似的f51l，但关于利用这一相似性，将CDMA系统中得到广泛研究的多用户检测(MUD)技术移植过来，减小和消除移动信道多普勒扩展引起OFDMICIl501的研究却尚未深入。 §1．3论文内容与结构本文研究移动环境中OFDM传输的ICI问题，通过将多普勒扩展信道中的OFDMICI问题分别类比于多径时延扩展信道中的单载波传输ISI和高斯同步信道中的DS—CDMAMAI问题，将相对更成熟的均衡技术和多用户检测(MuD)移植过来，使移动OFDM系统中信号检测技术的研究趋于系统化，促进有实用价值的接收机结构的研究和开发。论文主要内容的结构安排如下：论文第二章研究时变多径衰落信道特性，提出一种实现简单的、适用于分块数据传输方式的广义平稳菲相干散射(WideSenseStationaryUncorrelatedScattering，WSSUS)时变多径信道的仿真方法。该方法将信道建模为一组频移的有限冲激响应(FIR)滤波器，具有参数配置简单等基本优点，能更清楚地反映宽带时变信道的多径．多普勒扩展结构。第三章研究时变信道多普勒效应造成移动OFDM传输的ICI的机制。采用前一章提出的信道模型推导一般性时变多径信道中OFDM传输过程，分析不同信道条件下OFDM信号的干扰情况。第四章研究用均衡方法减小多普勒扩展引起的ICI对OFDM传输的影响。先分析多径慢衰落环境中单载波(SC)信号ISI和频率非选择性多普勒扩展环境中OFDM信号的ICI之间的时．频对偶性。参照SCISI均衡，明确OFDMICI均衡的概念。在此基础上分析多种已有的消除ICI的时域和频域方案，并补充给出两种简单的时域方案，形成～个基本的频率非选择性时变信道OFDMICI均衡的框架。然后，将研究范围扩大到任意多径扩展．多普勒扩展结构的信道中，分别利用离散频率信道模型和等效离散时间信道模型讨论宽带OFDM信号的频域和时域线性均衡。最后从均衡矩阵结构的角度简单讨论减小频率选择性时变信道线性OFDM均衡复杂度高的原因和几种方法。第五章讨论OFDM信道与直接序列一码分多址(DS．CDMA)信道的相似性，并在此基础上利用研究相对成熟的MuD技术来检测被信道多普勒效应破坏子载波正交性的OFDM信号。第四章的线性均衡技术也可以看作线性MuD在OFDM中的应用，因此这一章着重研究两种非线性检测技术——部分反馈检测及其改进，以及硬判决并行干扰抵消。第六章总结论文工作，并简单说明下一步研究的方向。·7． 第一章北方交通大学博士学位论文参考文献【1】Bin曲alTlJ．A．C．，Multicarriermodulationfordatatransmission：anideawhosetimehascome，IEEECommun．Magazine，May1990，PP．5-14[2】吴伟陵，移动通信中的关键技术，北京邮电大学出版社，2000[3】谈振辉，高频信道中高速数字信息传输的研究，南京工学院博士学位论文，1987年3月[4】WeinsteinS．andEbertP_，Datatransmissionbyfrequency—divisionmultiplexingusingthediscreteFouriertransform，IEEETrans．Commun．，1971(5)，628—634【5】ChaseD．，Acombinedcodingandmodulationapproachforcommunicationsoverdispersivechannels，IEEETrans．Commun．，V01．COM一21，No．3，March．1973，PP．159-174【6]KellerT．andHanzoL．，Adaptivemulticarriermodulation：aframeworkfortime-frequencyprocessinginwirelesscommunications，IEEEProceedings，V01．88，No．5，May2000，PP．611-640【7】ProakisJ．G，DigitalCommunications，3“edition，McGraw—Hill，1995【8]StantchevB．andFettweisG，Time-variantdistortionsinOFDM，IEEECommun．Letters，V01．4，No．9，2000，PP．312-314【9】SpcthM．，eta1．OptimumReceiverDesignforWirelessBroadbandSystemsUsingOFDM·PartI，IEEETrans．Commun．V01．47，No．11，PP．1668—1677【10]ETSI，Radiobroadcastingsystems：DigitalAudioBroadcasting(DAB)tomobile，portableandfledreceduers，ETS300401，Aug．1997【11】ETSI，DigitalVideoBroadcasting(DVB)：Framingstructure，channelcodingandmodulationfordisitalterrestrialtelevision，EN300744，Aug．1997【12】NeeR．etal，Newhigll—ratewirelessLANStandards，IEEECommun．Magazine，Dec．1999，PP．88[13】ChowES．，TuJ．C．，andCioffjJ．M．，PerformanceevaluationofamultichanneltransceiversystemforADSLandVHDSLservices，IEEEJ．Select．AreasCommunications，Aug．1991．V01．9，PP．909-919【14】PrasadR．andHaraS．，Anoverviewofmulti-CarrierCDMA，Proc．IEEEISSSTA，1996，PP．107·114【15】LcHochB．，Halbert-LassalleR．andCastelainD．，Digitalsoundbroadcastingtomobilereceivers，IEETrans．ConsumerElectronics，Feb．1989，V01．73，pp．30—34-8． 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第二章时变多径信道模型及仿真移动无线通信信道是时变多径信道的典型例子，在研究移动无线信道对OFDM传输的影响和相应的检测技术之前，先讨论移动信道的时变多径特性。随着移动通信系统日益复杂，软件仿真在研究和开发中的作用越来越重要。线性时变多径衰落信道仿真主要有两类：一类仿真器基于传统的抽头延迟线模型，模拟信道的时变冲激响应，具有精度高、技术成熟的优点，但抽头权过程的生成会涉及高阶FIR滤波器设计和长序列的傅立叶变换，计算量较大【卜。】：另一类蒙特卡洛方法(Monte—Carlomethod)【4，5】将时变多径信道建模简化为决定参数问题，具有参数配置简单，能准确地体现目标信道时变特性和复杂度低等好处，并且包含了传统的抽头延迟线仿真。本章基于信道延迟多酱勒扩展函数(delay．Dopplerspreadingfunction)I“，将信道建模为一组频移的有限冲激响应滤波器，给出一种适用于OFDM等分块方式数据传输的、实现简单的时变多径信道仿真方法。2．1节介绍移动无线信道的多径传播和多普勒效应。2，2节阐述符合广义平稳非相关散射(wide—SenseStationaryUncorrelatedScattering，WSSUS)假设的线性时变多径信道的统计描述。2-3节概述时变多径信道仿真技术。2．4节建立基于信道延迟多普勒扩展函数的信道模型，并给出相应的仿真方法。在2．5节对不同信道条件下单载波QPSK信号进行仿真和分析。§2．1时变多径信道【7鼬l在移动通信中，由于地面和周围建筑物的反射和散射，信源发出的信号经过多条不同路径，在不同时间到达接收机天线。这些到达波的强度、传播时间不同，使得接收机天线处合成信号的幅度、相位甚至波形可8％变化很大，引起失真和／或衰落。同时，发射机与接收机之间的相对运动和周遭反射体及散射体的移动都会使接收信号频率会发生变化，即多普勒效应(Dopplereffects)。信号多普勒频移(Dopplershift)的情况如图2．1【8】。远端源S发送信号，接收 第二章北方交通大学博士学位论文图2—1多普勒效应信号的移动台M在时间出内以速度v从X运动到Y，位移d。设S和M之间距离足够远，则两条传播路径与M移动方向的夹角近似相等，均为口。两路径差为A／adcos8-vatcos8，相位差卸-Z,rA／／A-2nvAtcosO／A。因此多普勒频移可用如下公式计算：厶：—vc_os8：三六0COS(2．1)Jd2——。■一2一Jc、z。1J^C其中，C为光速，y是接收天线移动速度、正是信号载波频率、A是信号载波波长、口是波到达方向与接收机运动方向的夹角。五与v和正成正比：若接收天线向波源运动，目∈【qⅡ／2)，五>O；若接收天线远离波源，日∈0／2，州，知>N92P，求逆复杂度比直接对离散频率信道矩阵求逆及【9】的3×3方案都低。本文与【111的主要区别在于信道模型：为了简化分析【11】假设信道包络是线性变化的，而本文通过新的信道模型将研究范围扩大到任意多径扩展一多普勒扩展结构的信道中，能够更好地反映各种信道散射函数结构对性能的影响。以上综合考虑接收机复杂度还斑该包括信道估计和频谱效率等方面，这是本文未涉及但实际中必须考虑的。对于宽带应用，有效地消除ICI必定要牺牲相当的容量作导频以得到可靠的信道估计。均衡操作复杂度相当的方案中，要估计的参数较少的检测方法总体复杂度更低。因此有效的信道建模和参数选择也是降低复杂度的重要内容。【12]和【13】给出一种基于信道包络的泰勒基数展开的信道模型，其信号检测需要估计的参数是各个子载波幅度和幅度一阶倒数。§4．6小结本章研究了用均衡方法检测频率非选择性和频率选择性的时变信道中OFDM信号。对SC信号ISI与OFDM信号ICI的对偶性进行了较为深入的讨论；补充的两种时域OFDMICI均衡方案与已有文献提出方案一起，构成了一个较完整的频率非选择性时变信道OFDMICI均衡方法的框架，可作为进一步设计完整的接收机结构和先进均衡方案的基础。并且，利用第二章给出的离散时间．离散多普勒频率信道模型将研究范围扩大到任意多径扩展．多普勒扩展结构的信道中，分别利用离散频率信道模型和等效离散时间信道模型讨论宽带OFDM信号的频域线性均衡和时域线性均衡。最后还对线性均衡复杂度的问题进行了简单讨论。对于理想信道估计和定时同步的情况，仿真结果证明，不论是时域还是频域线性均衡检测技术，都能不周程度地消除信道多普勒时变信道中ICI对OFDM性能的影响。参考文献【1】ProaldsJ．G，DigitalCommunications，3一edhion，McGraw．Hill，1995【2】RappaportT．S．，WirelessCommunications：PrinciplesandPractice，PrenticeHall2001—73． 第四章北方交通大学博士学位论文【3】WeinsteinS．andEbertP．，Datatransmissionbyfrequency—divisionmultiplexingusingthediscreteFouriertransform，IEEETrans．Commun．，1971(5)，628—634【4]ltamiM．，eta1．，AmethodofequalizationofOFDMsignalwithinter-symbolandinter-channelinterferences，Proc．SingaporeICCS’94．Conference，V01．1，Nov．1994，PP．109—113【5】McDonnellJ．T．E．andWilkinsont，ComparisonofcomputationalcomplexityofadaptiveequalizationandOFDMforindoorwirelessnetworks，Proc．IEEE7“PIMRC，Oct．1996，V01．3，PP．1088—1091【6】ChangM．X．andSuYT．，PerformanceanalysisofequalizedOFDMsystemsinRayleighfading，IEEETrans．WirelessCommun．，V01．1，No．4，Oct．2002，PP．721-732【7】LuiseM．，ReggianniniR．，andVitettaGM．，BlindchannelequalizationanddatadetectionforOFDMtransmissions0nfrequency-selectivechannels，Proc．IEEEICC’98，June1998，V01．1，PP．334—338【8]AimJ．andLeeH．，FrequencydomainequalizationofOFDMsignalsoverfrequencynonselectiveRayleighfadingchannels．Electron．Lett。V01．29，No．16，1993，pp．．146—147[9]Jeonw．G，eta1．，Anequalizationtechn／queforOrthogonalFrequency—DivisionMultiplexingSystemsintime-variantmultipathchannelm．IEEETrans．Commun．，pp，27—32，1999【10]NakamuraM．，SekiT．，ItamiM．，ItohK，andAghvamiA．H．，Newestimationandequalizationapp．roachforOFDMunderDoppler-spreadchannel，Proc．IEEE130PIMRC'Sept．2002，V01．2，PP．555-560【11】KiYoungHan，eta1．TimedomainequalizationusinglinearphaseinterpolationforOFDMintimevariantmultipathchannelswithfrequencyoffset，Proc．IEEEVTC，2000，PP．1255-1259【12】GorokhovA．andIJnnartzJ-P．，RobustOFDMreceiverfordispersivetimevaryingchannels：equalizationandchannelacquisition，Proc．IEEEICC，2002，PP．470—474【13】HnnanzJ-RandGorol(hovA．，Newequalizationapp．roachforOFDMoverDispersiveandrapidlytimevaryingchannel，Proc．IEEEPIMRC，2000，PP．1375-1379[14】ToeltschM．andMolischA，EqualizationofOFDM．systemsbyinterferencecancellationtechniques，Proc．IEEEICC，June2001，Vol。6，PP．1950—1954．74- 北方交通大学博士学位论文第四章【15]DiggaviS．，NaofalA—D，andAnastasiosS．，IntercarrierinterferenceinMIMOOFDM，IEEEInternationalConferenceonCommunications，2002，V01．1，pp．485．489[16]CzylwikA．，ComparisonbetweenadaptiveOFDMandsinglecarriermodulationwithfrequencydomainequalization，Proc．IEEEVehicularTechnologyConference，1997，PP．865·869[17]FalconerD．D．andAriyavisitakulS．L，Broadbandwirelessusingsinglecartierandfrequencydomainequalization，Proc．5“WirelessPersonalMultimediaCommunications，Oct．2002，V01．1，PP．27—36[18]MooseP．H．，Atechniquefororthogonalfrequencydivisionmultiplexingfrequencyoffsetcorrection，IEEETrans．Commun．，v01．42，Oct．1994，PP．2908．2914[19】ZhaoY-EandHaggmanS．Ct，Intercarrierinterferenceself-cancellationschemeforOFDMmobilecommunicationsystems，IEEETrans．Commun．，V01．49，No．7，July2001，PP．1185—1191[20]ArmstrongJ．，AnalysisofnewandexistingmethodsofreducingintercarrierinterferenceduetocarrierfrequencyoffsetinOFDM，IEEETrans．Commun．，v01．47，PP．．365·369，March1999；[21]CiminiLJ．，Analysisandsimulationofadigitalmobilechannelusingorthogonalfrequencydivisionmultiplexing，IEEETrans．Commun．，v01．COM一33，June1985，pp．665—675【22】LinnartzJ-P．，SynchronousMC—CDMAindispersive，mobileRayleighchannels，Proc．IEEE2ndBeneluxSignalProcessingSymposium(SPS一2000)，Mar．2000，PP．S00-1-S00．4[23】huH．K．andCheungS．w，Apilitsymbol—aidedtechniqueusedfordigitalsignalsinmultipathenvironments，Proc．IEEEICC’94，May1994，PP．1126—1130[24】ZhaoY．P．andHaggmanS+G，BERanalysisofOFDMcommunicationsystemswithintercarrierinterference，Proc．InternationalConferenceonCommunicationTechnology,Oct．1998，PP．S38—02—1-5．75． 当室塑查墼彗篓垒鳖，。：：。，，，一一。，，，一!：，。，篓三彗第五章基于MuD的时变信道OFDM检测在容量主要是干扰受限的CDMA系统中，能有效减小多址干扰(Multiple．AccessInterference，MAd)的多用户检测技术(Multi—userDetection，MuD)得到了广泛的研究【¨】。有多普勒扩展造成ICI的OFDM信道和有多址干扰(Multiple．AccessInterference，MAI)的多址信道是相似的f5J，但这一相似性及利用MuD技术来减小和消除移动信道多普勒扩展引起OFDMICI尚未深入研究。本章讨论OFDM信道与DS—CDMA信道的相似性，并在此基础上利用研究相对成熟的MuD技术来检测被信道多普勒效应破坏了子载波正交性的OFDM信号。5．1节描述一个离散时间同步CDMA高斯信道模型，简单介绍线性和非线性MuD算法。5．2节讨论多普勒扩展OFDM信道与CDMA信道的异同，给出对等的OFDM模型，并对SCISI均衡、OFDMICI均衡和CDMAMuD技术的异同进行分析。5_3节着重研究一种“部分反馈检测”非线性检测技术和改进性能的几种方法。5．4节研究硬判决并行干扰抵消技术检测有多普勒扩展ICI的OFDM信号。后两节对各种方案进行仿真，给出一些有意义的结论。§5．1CDMA信道模型和MuD技术§5．L1CDMA信道模型一个扩频增益Ⅳ，用户数为M(MtN)的离散时间同步CDMA高斯信道模型如图5-1。磊(f)是第rn个用户的第f个数据符号，符号周期为丁。第肌个用户发送信号：∞Ⅳ一1％p)-∑芝d。审)c，(f一汀)(5—1)其中，cm∞是第m个用户的特征波形。基站接收信号：，0)一yJ。(f)+z(r)(5—2)_．77． 第五章北方交通大学博士学位论文dzO)d：(f)^d。(f)图5—1J司步高斯信道DS—CDMA传输系统模型其中，z(f)是零均值，(双边)功率谱密度为Ⅳ0／2的加性白高斯噪声。传统CDMA多用户信号检测器由M个单用户检测器(Single—userDetector，SuD)组成，其中每个检测器对接收信号进行特征波形相关(或匹配滤波)接收，分别判决各个输出采样16]。对于第i个符号，第口个用户的匹配滤波输出：^，y。(f)mAq’dqo)+∑以。d。(f)p"+z口，q一1,2，⋯，M(5—3)m。J，Ⅲo口式中各用户的幅度^通常假设是互不相关的；Pqm是第，，1个用户和第q个用户特征波形的归一化互相关函数：rP"一fc。(f)c。(Oat，m，q=1,2，⋯，M(5—4)面对于正交扩频序列，当m唧时，n”=0；对于伪噪声(PN)扩频序列，当m#q时，一般有岛。sO。第g个用户匹配滤波器输出的噪声项为零均值高斯随机变量：rz口=rc目(t)z(t)dt，(5．5)龟不失一般性忽略f，式(5．3)可以用矩阵．矢量模型写作更紧凑的形式【3l：y=p‘A‘d+z(5．6)式中发射符号d、接收机匹配滤波器输出Y和噪声z是M维列矢量；M×M维对角阵A包含了各个用户的幅度。P是由各对特征波形之间的相关函数构成的肘×肘维相关矩阵。进一步将p分解成包含信号矢量自相关(单位阵IⅣ)和互相关(对角线以外的元素)两部分：p=I_】lr+Q(5—7)式(5．6)变为：．78- y=鲤十掣+弓desiredMAI110lse其中QAd表示由于互相关不为零而导致的MAI。(5．8)§5．1．2CDMAMuD传统接收机将MAI当作加性噪声，而MAI本质上具有结构性，特征波形的相关矩阵也是已知或可估计的，所以多用户信号的联合检测在理论上是可能的[41。此外，上行链路基站接收本来就需要检测全部活跃用户信号，并且成本和实现所受的限制较小，有利于采用较复杂的检测方法。自1986年Verdu开创性地研究异步高斯信道中的最佳多用户检测问题17]以来，MuD技术已经形成一个包括多种算法和接收机结构的大家族，并且随着移动通信技术和信号处理领域的发展，新算法和新结构还在不断出现【1_4$。“。这里简单介绍几种基本的线性和非线性MuD算法。(A)线性MuD最大后验概率(MaximumaPosterior，MAP)准则下的最佳多用户检测检测是一个NP完全问题【7,1z]。假定发送符号等概，MAP检测转化为符号序列的最大似然检测(MaximumLikelihoodDetection，MLD)，可以用匹配滤波器组解调和Viterbi译码算法来实现，计算复杂度(对于二进制符号)仍为D(2'[71，随用户数指数增长，很难应用于具有用户较多的真实系统。所以目前该领域工作的重点之一就是寻找复杂度较低、具有工程实用价值的次优算法。线性多用户检测用～个线性变换矩阵对匹配滤波器组的输出进行处理，复杂度与用户数几乎成正比，与MLD接收机相比大为降低：d—T‘Y(5-9)解相关检测器(decorrelatingdetector)114J使用的线性变换矩阵是扩频码互相关矩阵的逆矩阵：T2一一P。1(5—10)在不知道其它用户功率达情况下，解相关检测器可以有效地抑制多址干扰，具有最佳的抗远近性吼解相关检测器的特点是完全消除了多址干扰，其代价是增强了背景噪声。当多址干扰较小而噪声较强时，其性能可能恶化到比传统检测器的还差。为了改进性能，可以用考虑了背景噪声的影响MMSE接收机，使估计数据与真 第五章北方交通大学博士学位论文正数据之间的均方误差最小，在消除MAI和增强背景噪声之间得到一个折衷【”1。MMSE变换矩阵为：TMMSE：(p+荽A：)。(5-11)(B)干扰抵消检测器另一类重要的多用户检测器可以归为减性(subtractive)干扰抵消器(InterferenceCanceller，IC)，其基本原理是：接收机先分别估计各个用户引起的MAI，然后从接收信号中将其减去，以提高判决的可靠性【3】，缺点是前一级判决定错误在进行干扰抵消时都会使干扰加倍。这与抗ISI的判决反馈均衡器是相似的——在判决反馈均衡中，先前被检测符号的判决结果被反馈，用以消除部分ISI，因此许多ICMuD也被称为判决反馈检测器【3，15】。颇受重视的多级(multistage)IC检测器【16，”】主要分为并行和串行两种方式。并行干扰抵消(ParallelIC，PIC)中，后级以前级判决作为初始值进行迭代。第一级以传统的匹配滤波器(或解相关)的判决结果作为用户数据的估计，并根据幅度估计重建所有用户信号：然后从接收信号中减去干扰用户的估计信号得到～个抵消了干扰的信号，此信号再通过匹配滤波器得到判决；重复以上过程，直至估计误差满足要求。而串行干扰抵消(Successive／SerialIC，SIC)中，各个用户按接收功率大小排序后顺序检测。首先得到功率最强的用户数据的判决，然后再从接收信号中减去最强用户的估计信号；接着得到次强用户数据的判决；重复此过程直到得到所有用户信号的估计。PIC适用于各个用户能量相差不大的情况，SIC适用于各个用户能量差异比较大的情况。原则上，SiC的性能要优于PIC，但PIC的处理时延要比SIC小。§5．2基于MuD的OFDM信号检测研究表明，在固定双绞线信道离散多音(DiscreteMulti．Tone，DMT)接收机可以利用MuD技术减小串话和干扰。譬如，通过循环解码(IterativeDecoding)软干扰抵消(softJc)技术和一种改进的分块软抵消器(blocksoftcanceller)消除家庭局域网(homeLAN)对甚高速率数字用户线(Very-hi吐．speedDigitalSubscriberLine，VDSL)传输造成的干扰【1”，以及用最大似然序列估计(MaximumLikelihoodSequenceEstimation，MLSE)消除非对称数字用户线(AsymetricalDigitalSubscriberLine，ADSL)系统中相邻双绞线对的串话干扰【19】。．80． 在无线通信中，空分多址(Space—DivisionMultipleAccess，SDMA)OFDM系统【扯22l结合自适应天线阵的多输入多输出(MultipleInputMultipleOutput，MIMO)OFDM[23,241，以及多载波CDMA[强271系统中使用MuD的研究受到越来越多的重视。[28]指出无线／移动信道中有ICI的OFDM信号和有MAI的CDMA信号数学表达相似，并对PIC和SIC方案的OFDM应用进行了尝试；但并未对以上相似性加以深究，也没有针对OFDM信号的特点对给出的两种Ic方案进行修改。传统MuD算法的应用背景主要是CDMA系统，而事实上下面可以看到，OFDM信道和CDMA信道并没有本质上的差别，多数CDMAMuD技术是有可能用于OFDM系统的。但OFDM系统和CDMA系统在信道传输矩阵构成等方面还有不同，所以将MuD技术应用于OFDM系统时还有一些值得注意的问题。§5．2．1OFDM信道和CDMA信道的异同OFDM和CDMA都是利用符号周期上正交的特征波形传输多个符号。OFDM(和OFDMA)系统可以看作一种使用复指数扩频波形的特殊CDMA系统【51，而[2】还据此指出在正交频分多址(OrthogonalFrequency—DivisionMultiple．Access．OFDMA)系统中实现盲MuD的可能性。对于OFDM，可认为特征波形是：f：FAM∽=eⅢ。，0st‘TⅫM(5—12)其中，厶是第n个子载波频率，Z缸叫是不计保护间隔的OFDM块长度。对于CDMA，特征波形可表示为：．您w(f)；，(f)=∑《’g(t—m1)，osfc‰(5—13)其中，{C：，c?，⋯，c嚣一，)是分配给第，1个用户的扩频码，‰是CDMA符号长度，TCDMA=MTc。采用正交特征波形时，两者的归一化相关函数都可表示为：，，。，，；于0，4。，。．，4+o，c鼯=f：：：：：：cs．，4，l”，⋯，‘接收机可用匹配滤波器组或相关器组取得检测需要的充分统计量【141。对于OFDM，对应第q个匹配滤波器输出：R‰．“tfr(t)·e一’砘‘dt(5．15)-81． 对于CDMA，对应第q个匹配滤波器输出，R。qm。fro)‘c9(Oat0(5．16)在传输过程中，可能有各种原因(如信道时变、频偏、定时误差等)破坏特征波形之间的正交性，从而产生相互干扰——对于OFDM造成同一块中的各个子载波之间ICI，对于CDMA则造成同时传输的各个用户之间的MAI。同时，对于两者，前一个符号间隔内传输信号都可能对后一个符号间隔内的各个符号产生干扰。当OFDM传输中Tm>疋，113I发生。在必要的情况下，检测中不仅要考虑同一OFDM块内各个子载波之间的干扰，可能还须考虑前(后)符号的影响。这与异步DS．CDMA系统类似。比较有GI的OFDM和没有GI的CDMA信号的抗ISI性能是不公平的。就保持正交性方面而言，GI采用补零(zero．padding)和使用循环前缀的OFDM对符号定时的要求是不同的——对于补零GI的OFDM，任意定时误差都会导致不完整的积分区间，从而破坏正交性；对于使用循环前缀的OFDM，适当范围的定时误差并不会破坏正交性。对于OFDMA系统上行链路则还要考虑多用户在符号定时上的不一致。当OFDM传输满足％皇k情况下，假设理想的定时同步，没有113I。检测中无须考虑前一符号的影响，只考虑同一块内各个子载波之间的干扰。这种情形正如单径信道中具有理想定时同步的多用户DS．CDMA信号。用户之间可能由于采用PN扩频码而存在固有干扰，这些干扰又可能由于远近效应和／或不理想的功率控制而被加强。同时，系统或信道中的时变因素使得接收信号的波形失真，从而产生或恶化干扰。而采用循环前缀的OFDM信号则因为信道或者系统设备的各种时变因素而产生自干扰ICI。利用第四章给出的离散频率矩阵模型，一个OFDM符号解调后得到的Ⅳ维接收符号矢量可表示为：R一恤·[]r2·It·Tl】·F。1}·S+W—H，·s+W(5．17)其中，珥是包含从发送端巧FT调制到接收端FFT解调的频域等效信道矩阵。仿照式(5—6)的同步DS．CDMA接收信号离散时间模型，将上式分作(归一化)互相关矩阵和(子载波)幅度矩阵的矩阵乘积两部分：．82． H，一1曼螋口(1)P“0)a(0)卢(Ⅳ一L0)口(o)=F·a卢(Ⅳ一11)a(1)卢(0'Ⅳ-i)口fⅣ-I)卢qⅣ-I)a(Ⅳ一1)k(o)0⋯⋯010a(1)⋯⋯0I．【00⋯⋯口(Ⅳ_1)(5—18)其中，对角阵8的主对角线上的第行个元素∞z)第对个子载波期望信号受到的复衰减因子：点：二Im型二坐i州D3。邑聂蜘nc(“分e”下’(5—19)∞z)与n有关，说明频率选择性衰落造成子载波衰落的差异。对角线外元素眙，，2)是第1"1个子载波对第g个子载波信号的干扰因子：胁卜耋》c(q-n-k分e血芈·h．Hk,p．e-jh"詈(5-20)参考[3】，子载波信号的互相关矩阵也可以分解成两部分之和F。=IⅣ+AO卢(L0)df0)，(㈣口(1)0gf苎兰!尘生塑兰塑口(o)口(1)(5．21)主对角线外那些元素构成的矩阵A即表示子载波间干扰。同样，A中第口行第n列元素：A"=等。叁》㈣啦卜肛型学峨，im筹(5-22)。囊》躺卜”学岘，i胁第‘以上OF'DM传输过程可以紧凑的矩阵形式写作：．83．嚣7．，。 第五章北方交通大学博士学位论文R=F·a·S4-W一(IⅣ+A)‘a’s4'-W=a·S+Ara-S4-W(5．23)比较(5．23)和(5—8)，可知DS—CDMA和OFDM系统有如下不同：●同步CDMA系统中，用户信号之间的相关性由扩频码矩阵决定，信道响应只是对各个用户信号的加权。在有的同步CDMA系统中，精心选择扩频矩阵可以保证用户信号之间具有较小的MAI，甚至完全没有MAIl291。有的CDMA系统采用随机序列或者周期远大于扩频增益的长码序列，具有随机的MAI。而OFDM信道的传输函数由当时信道状态决定，因此0FDM系统信道相关矩阵具有随机性。在这个方面，OFDM系统类似于采用随机序列或者长码扩频的CDMA系统。(注：以上分析在很大程度上借鉴了【201中对DS．∞MA和空分多址的比较)·在CDMA系统中，因为远近效应，弱用户信号会被淹没在强得多的用户信号中。如果信道是缓变的，可通过功率控制加以改善I划。对于OFDM传输，各个子载波信号的幅度由于频率选择性衰落而不同，弱子载波信号可能被淹没在强得多的ICI中。但对于一个给定的OFDM块，各子载波的相对幅度与其位置(子载波频率)有关，但邻近子载波上衰落，以及干扰影响程度是区别不大的。在相干带宽之外的某些子载波固然可能在信道作用下相对增强，但ICI功率随子载波间隔增大而(迅速)减小。§5．2．2基于MuD的OFDM信号检测多普勒扩展信道中有ICI的OFDM信号的检测本质上是一个相互干扰的符号序列的检测问题。如同相互干扰符号序列的另一个例子，K个用户的异步CDMA信道可以看作记忆长度为K-1的单用户ISI信道，而K-1个有ISI的SC符号也可以看作K-1个与期望信号异步的CDMA用户，从而使ISI问题转化成多用户信号的检测问题。因此许多多用户检测器都与某种MIMO均衡器【24】相对应——解相关MuD检测本质上是zF均衡，而MMSEMuD则对应于MMSE均衡，干扰抵消MuD则与DFE在概念和原理上都非常相似[3,1Sl。从5．2节给出的对等模型，也可以将以上关系自然地转化为——_K个用户的异步CDMA信道可以看作K个子载波的OFDM信ICI信道，而K个有ICI的OFDM子载波信号也可以看作K-1个与期望信号异步的CDMA用户，从而使ICI问题转化．84． 北方交通大学博士学位论文第五章成MuD问题。在前一章中已经讨论过有ICI的OFDM信道与有ISI的SC信号的对偶性，因此用于消除ICI的OFDM(频域)均衡也在很大程度上与MuD有类似的对应关系。换句话说，第四章研究的(频域)OFDMZF均衡器对应解相关检测器，而MMSE均衡器则对应着MMSEMuD。虽然OFDM信号和CDMA信号在数学表达和概念上的相似性很明显，但从多用户检测角度出发的OFDM信号检测技术是一个尚未深入研究的领域。若假设具备充分的信道状态信息和定时信息，理论上可以对一个OFDM符号的中所有子载波信号进行联合的MAP检测或MLDI”，但实用中其复杂度远非目前技术能解决。慢衰落多径信道中，可以用Viterbi算法实现有实用意义的ISI信号MLD算法——最大似然序列估计(MLSE)——的主要原因是，SC传输一般能满足MLSE检测要求的符号序列长度远大于信道造成的信号记忆的长度，从而能够Viterbi算法能够有效地减少检测过程中需要保存的路径数目，在～定的延迟(=信号记忆的5倍)后做出可靠的估计【6】。但和CDMA系统中一个用户可能会干扰其它所有用户一样，OFDM的一个子载波几乎会对同一符号中其它所有子载波造成ICI(信号记忆)，使得MLSE退化成ML检测。前面提到，用匹配滤波器组解调和Viterbi算法实现的二进制同步CDMA系统的MLD计算复杂度随用户数u指数增长。而OFDM使用的子载波数目一般远大于(单小区)CDMA系统用户数目，即使同使用二进制调制，要求的计算复杂度也要远甚于CDMA系统。因此至少目前的技术水平上，MLD检测在OFDM系统中更不实际。另外，在DS．CDMA系统中，收发端一般都已知扩频矩阵。所以即使接收机尚未掌握信道信息，也可以采用不依赖于信道状态信息(ChannelStateInformation，CSI)的方法来解调用户信号。而OFDM接收机进行多用户检测的必要条件之一是确知信道冲激响应或者信道传输函数，因此在OFDM系统中必须先进行信道估计。其次，Ds—CDMA信号一般采用{+1，．1}2进制扩频，接收端通常只需要用判决变量的符号，信道估计的影响较小。对于OPDM传输，各个子载波信号符号调制可能采用多进制正交幅度(M—QAM)调制，检测器还要完成(频域)均衡操作以消除频率选择性衰落的影响，且信道(幅度和相位)估计对误码性能有较大的影响。对CDMAMuI信道，通常假设待检测符号序列的各符号来自不同用户而不是象码聚合(codeaggregation)【31J中一个用户使用多个扩频序列传输自己的数据。因而接收到的各符号具有不相关的信道特性，如检测需要，信道估计须针对各个用户／符号获取相应的CSI。用户也并没有某种天然的顺序，或者如SIC，接收端按接收一85． 量垂耋，，，，：：，。，．一，。。。：，，。，：!。!!窒耋鎏查兰星耋耋堡鎏圭功率大小排列，而这种排列是依赖于由各用户的位置和运动及信道中反射和散射体运动情况所决定的当时的信道特性。而OFDMICI信道和第四章中分析的ScISI信道及均衡，都是假设待检测符号序列的所有符号是由同一用户发送，可看作TDMA系统中分配给一个用户的一个时隙中的情形。各个符号在时间或频率上“紧密地”连续排列，是信道的时问扩展或频率扩展性质使得一个符号的能量“溢出”规定的范围，从而破坏其与相邻符号之间的正交性，造成时间或频率上邻近符号之间的干扰。而信道衰落的相关性(随时间或频率的变化足够“慢”)使得利用导频脉冲或导频子载波进行信道估计，并生成检测所需的信道状态信息成为可能【33J。§5．3oFDM信号的部分反馈检测如同CDMA完全判决反馈检测，每个用户信号都利用所有的其他用户信号判决再生的干扰估计。但是某些用户信号能量很小，其判决结果并不足够可靠。用误判的符号再生的干扰将使下一级判决器的输入干扰加倍，从而使性能恶化。另外，复杂度和时延的限制也可能要求较为简单的检测器。部分反馈检测(PartialFeedbackDetection，PFD)是PIC和SIC的折衷，提高判决可靠性，不引入过大延迟[12,34】。在第四章的完全判决反馈OFDMDFE中，每个子载波信号的最终判决变量都利用所有的子载波信号的实验判决再生的干扰估计。正如功率控制不理想的DS．CDMA系统中的某些用户的信号会比其它用户弱得多一样．，因为衰落频率选择性，某些子载波信号的有用信号幅度会比其它子载波小碍多，其实验判决结果并不足够可靠。而误判信号再生的干扰将使最终判决器的输入中干扰加倍(功率四倍)，使性能恶化。§5．3．1基本OFI)M频域部分反馈检测(FDPFD)该OFDMFDPFD检测器的基本原理是：只利用信号较强，相对可靠性高的部分解调子载波符号(全部符号的一个子集)的判决，估计各个子载波对所有其它子载波的干扰，并在从(解调后的)接收信号中减去这部分干扰后再次判决。因为这些信号判决的可靠性要较幅度较小的子载波信号的高，估计的干扰也更准确，则干扰抵消后再次判决的性能可望改善。另外，宽带OFDM系统使用的子载波数目一般要比单小区CDMA系统用户数目大得多。使用完全反馈的检测需要的硬件数目很大，计算复杂度也相应地增加。．86- 根据信道估值构造等效离散频率信道矩阵自，：若假设信道估计理想，亘，一H，。根据以上描述和OFDM离散频率模型，直接得到最基本的OFDM频域部分反馈检测(FDPFD)方案(如图5．2)。图5-2OFDMFDPFD检测器(A)具体步骤1．对FF_r解调输出信号矢量进行相位校正；R。曩：●礤一。exp(--j九)0⋯0exp(--j≯1)⋯0．．．RoR：-％一。(5．24．)其中，奶是第g个子载波期望信号的复衰减因子估值牙(q)的相位。上式可写作：R’=exp(-j《b(fi'))。R(5—25)其中，运算exp(一，(x))是对a的相位矩阵妒(a)的各元素进行，庐(a)为：≯(a)置庐o0⋯⋯00妒1⋯⋯000⋯⋯驴Ⅳ一1．87．(5—26)以“oo；．．．∽pXe 第五蕈北方交通大学博士学位论文2．求信道矩阵主对角线元素模的算术平均值；‰=薹附j／Ⅳ(5．27)3．选出模值大于等于均值既。的子载波；这相当于将待检测子载波信号分为两组，进行组检测(groupdetection)[321。用～个N×N维标志矩阵flag保存对应于这些子载波序号。若p国)Jz瓯。。，则flag的第q列都取值1。例如，一个N=4的OFDM信道，其中第J个符号的第1和第2个子载波信号的衰落因子的模大于等于均值，则对应的flag矩阵为：flag(，)=0101O1O101O1010(5—28)4．构造ICI估值(反馈)矩阵滤波器；HDF。粤，一diag(H：)Ⅲag(5-29)tA吾．+flag其中，矩阵A和a如式(5．21)。点乘运算符“．幸”表示矩阵对应元素相乘。I'IDF表示选出的这些子载波信号对应ICI因子。对应其它较弱的子载波的元素都为0，不对产生ICI估值产生影响。仍然使用上面的例子，对应的HD，为：HnF(J)一0卢(0，1)O0p(2，1)0芦(3，1)声(0，2)0|8(1，2)0O卢(3，2)0(5．30)5．对选出的那些子载波FFr输出进行硬判决，结果保存在Ⅳ维列矢量§。中；§。zDeci(R。)(5．31)因为判决反馈检测中，信道估计足够准确的前提下，通常硬判决的性能要优于软判决f3】-结果按子载波序号保存在矢量§。的相应位置，其余元素皆一88． 为零；6．将反馈滤波器作用于判决结果，得到(部分)ICI估值ICI=Hoe‘s07．从(已解调)接收信号中中减去这部分ICI估值；蚕。R’一i西8．对抵消ICI后的信号判决得到全部信号的估值§。(B)仿真结果sNRqe，P“F咄啪^》AO“r啪∞1MP啦jA2A1．口1J图5-3FDDFE和FDPFD的性能(5—32)(5—33)图5—3显示延迟扩展P=4，昭2的均匀多普勒谱信道，在最大归一化多普勒频偏fdmax=10‘2和10‘3时，子载波数目为“的QPSK-OFDM传输采用FDPFD的误码率性能。仿真结果显示，只反馈部分强度较大的子载波信号判决的FDPFD方案在性能上的确要好于完全反馈。这部分性能的提高是通过增加子载波能量比较环节达到的。§5．3．2改进FDPFD性能的几种考虑改进1：部分最终判决——降低复杂度FDPFD-P以上FDPFD方案中，被选择的用于生成ICI估值的那些子载波信号被两次判决：第一次是在解调和相位校正之后，第二次是在抵消了这些子载波信号相互之间的干扰之后。这是否必要昵?当绘一门限进行选择时，已经假设了这些用于估计ICI的．89。 子载波初次判决的可靠性是相对较高的：对于初次判决结果中那些正确的项，再次判决不仅是多余的，其余错误判决项还可能使第二次判决的结果变成错误的。因此我们设计了如图5-4中在第二次判决中只进行部分干扰抵消的频域部分反馈检测器(FDPFD—P)。其中，第二次判决只对低于门限的那些子载波符号进行，其余部分与FDPFD同。并且通过仿真比较同样的信道条件下FDPFD和算法和图5-4中的FDPFD—P的性能。图5-4最终部分判决的FDPFD-p检测器图5-5显示延迟扩展P=4，K--2的均匀多酱勒谱信道中，子载波数目为64的QPSK-OFDMFDPFD传输在最大归一化多普勒频偏fdmax为10之和0．5×102时的误码率性能a仿真结果显示，最终部分判决的FDPFD．P方案在性能上稍好。因此在后面的方案中，如未加说明，都采用最终部分判决的形式。呻I哪P-‘h≈●__·t川n∞‘M-帆nzn'j11图5-5最终部分判决FDPFD-p的性能-90． 改进2：比较选择反馈子载波的不同门限以上FDPFD—P方案中，使用所有子载波信号幅度的算术平均值作为选择的门限。理论上看来，在相同信道条件下，门限愈高，选出的子载波正确判决的概率愈大，但被(正确)抵消的干扰量愈少；门限愈低，选出的子载波数目变大，可能抵消的干扰量增加了，但因为正确判决概率降低，差错扩散导致性能降低。不使用反馈和完全反馈DFE是当门限大于最大幅度和为O的极端例子。图5—6显示延迟扩展P-----4，K=2的均匀多普勒谱信道中，子载波数目为64的QPSK-OFDMFDPFD．P传输在最大归一化多普勒频偏fdmax为O．2％时的误码率～SNR性能。图中5条曲线分别对应于无门限完全反馈，门限为(而『max+而『m。。。)／2、fk。。。和(后rm。．而rm。。n)／2，以及无反馈五种方案。从仿真结果可以看到，相对于完全反馈的DFE，使用不同门限的各种FDPFD的性能都有改善但区别并不大。=一一一1一一一一]一一一I一一一⋯一一一’^—卜nOfeem瑚k。T一一j一一一一1一一一l一。一一一1H一一¨拥口l}T一一一一1一一一一’一⋯⋯一一一一1U÷№"L二一．j⋯⋯一一⋯J．J一‘№an【’j—DFElIF22f22靠——1}——奇——吉一——古——皂㈧(dal～bt¨呻删H4tt0“1,o．1l图5-6使用不同门限的FDPFD的性能改进3：OFI)MLE．PFD两级检测器正如前面指出的，因为判决反馈类检测器的性能紧密依赖于初始数据的估值，以错误估值为基础进行干扰抵消会造成最终判决中有四倍的干扰功率，因此差错严重的初始数据估值可能使性能比传统检测器更坏。考虑用解相关／zF或MMSE均衡为前馈滤波器与频域部分反馈检测器相结合，形成具有两级结构的线性均衡一部分反馈检测器(LE—PFD)，通过改善初始估值的质量减小最终的误码率。在增加了线性均衡单元后，PFD就变成如图5-7的LE．PFD两级检测器。第一级为频域线性均衡器，第二级是部分判决反馈检测器。实际上，这也就是包含前馈滤波器和反馈滤波器的“完整”的判决反馈均衡器的改进(见第四章)，只是将完．91． 全反馈换成了部分反馈。在增加了线性均衡级之后，PFD单元的输入就不再是只进行了相位校正FFT解调结果，而是(频域)线性均衡后的输出：RQ-Q，’R(5—34)其中，线性均衡可以采用迫零或线性MMSE。对于第7步，用对FFr输出进行(频域)线性均衡后的信号Ro代替R，进行ICI抵消：S=RD—ICI(5—35)圈5—7频域OFDMLE-PFD图5·8显示延迟扩展．P=4、K=2、多径功率谱为【0．6，0．2，0．1，0．1】、多普勒分布为均匀谱的时变多径信道中，子载波数目为64的QPSK-OFDM采用频域(a)ZF和(b)MMSE为第一级，第二级分别采用DFE和PFD．P的两级检测器在最大归一化多普勒频偏fdmax分别为1％和0．1％时的误码率性能。SNRq自)P-‘^咄蚰仙枷1州舯，MP啦"2口I,o图5-8频域I正-PFD两级检测器的性能(a)ZF-PFD．P与ZF-DFE．92． 垩垄鎏篁墨型鎏篁圣一一。，一，，：，：。一，。，一，!墼耋图5-8频域LE—PFD两级检测器的性能(b)MMSE—PFD-p与MMSE—DFE从图5-8中可以看到，以PFD-p为第二级的检测器比对应的DFE检测器有更好的性能；以MMSE均衡为初级比ZF均衡有更好的性能：在fdmax较大的情况下，MMSE—PFD—P的性能因为初级给出好得多的初始估计而有相当大的性能改善。与图5—5相比，可以看到增加线性均衡初级之后的性能相对于仅有PFD检测的改善情况。§5．4OFDM多级PIC检测器在理想信道估计前提下，由于增加了LE环节，两级LE—PFD方案性能与FDPFD方案相比有显著改进。但这种巨大的复杂度代价是否值得呢?与不使用判决反馈的LE相比，性能很可能未能改善，反而下降了。前面的方案，无论是DFE还是PFE都只使用了一级反馈，而CDMA中多级IC得到更多的青睐，在OFDM中这种结构的性能又如何呢?『28]提出了在OFDM中使用一种软判决反馈PIC检测器。而根据研究结果——在有较好的信道估计时，软判决干扰抵消的性能不如硬判决【3l，我们给出一种I级硬判决PIC检测器，并且可以用循环的方式实现多级IC(如图5．9)。初始估计为(经频域均衡的)已解调符号矢量硒，每次循环完成以下操作：1)对Rf进行硬判决得到发送信号的估计S；：2)利用估计的信道矩阵作用于该估计，得到ICI的估计：ICI,-A‘畜‘S(5-36)3)从‰中减去该估计得判决变量sl+1．．93． 4，?≥篡纂l淼纂麓㈦，。5)若江I，结束循环得到发送数据=f寸弓叫”。“‘5-90FDM硬判决Plc检测器图5-1。0FDMPIc的性能(a)软判决扩的性能．94- §5．5小结m№_～¨_5=FDM㈣■h图5—10OFDMPIC的性能(b)硬判决PIC的性能本章研究了利用MuD技术来检测被信道多普勒效应破坏子载波正交性的OFDM信号。前面部分分析了多普勒扩展OFDM信道与CDMA信道的异同，给出一个对等的矩阵传输模型；并讨论对了SCISI均衡、OFDMICI均衡和CDMAMuD技术的异同，指出由于信道传输矩阵构成等方面的不同，在将MuD技术应用于OFDM系统时值得注意的一些问题。后面部分着重研究了两种非线性检测技术——PFD和硬判决PIC技术应用于时变多径信道OFDM信号检测的性能。对所提的各种方案和改进的仿真结果表明，对于循环前缀长度大于等于信道延迟扩展的情况，假设理想(或足够可靠)的信道估计的情况下，这两类非线性MuD技术可以减小信道多普勒扩展造成的ICI对OFDM传输性能的影响。参考文献[1】MilsteinL．B．，“WidebandCodeDivisionMultipleAccess”，IEEEJSAC，V01．18，No．8，Aug．2000，PP．1344—1354[2]GiarmakisGB．，eta1．，Signalprocessingadvancesinwirelessandmobilecommunications，Volume2：Trendsinsignal-andmulti—usersystems，PrenticeHall，2000[3】MoshaviS．，Multi-userdetectionforDS—CDMAcommunications，1EEECommun．Magazine，Oct．1996，PP．124·136．95． 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。耋垂茎，，。，：；。，。!，。，，，，。一。。。，!!耋耋堡查兰篁圭兰!圣!堡[32】VaranasiM．K．，GroupdetectionforsynchronousGaussiancode—divisionmultiple-accesschannels，IEEETrans．onInformationTheory，July1995，v01．41，No．4，PP．1083-1096【33】MorelliM．andMengaliU，Acompafisonofpilot·mdedchannelestimationmethodsforOFDMsystems，IEEETrans．SignalProcessing，V01．49，No．12，Dec．2001，PP．3065—3073[34]LiY-H．，ChenM．，andChengS-X．，DecisionfeedbackpartialparallelintefferencecancellationforDS-CDMA,Proc．21“CenturyMilitaryCommunicationsConference(MILCOM2000)，Oct．2000，V01．2，PP．579．582．98． 北方交通大学博士学位论文第六章第六章工作总结和展望§6．1本文工作总结本论文的中心是移动信道时变特性引起OFDMICI问题和具有抗ICI能力的检测技术。围绕这一中心，研究了时变多径信道模型和仿真、OFDM在多普勒扩展信道中的ICI问题，以及用均衡方法和用MuD方法消除时变多径信道OFDMICI。研究结果还可以应用到MC—CDMA等基于OFDM调制的系统。论文的主要贡献有：给出了WSSUS多径衰落信道模型各个系统函数和二阶统计函数之间关系的～种完整的表达，推导了一种基于信道延迟多普勒扩展函数的离散延迟．离散多普勒频率的“频移滤波器组”模型，及一种时变多径信道仿真方法。与两类常用仿真方法相比，该方法参数配置和实现简单，并且能清楚地反映信道的多径．多普勒结构。对不同信道条件下单载波QPsK信号传输进行仿真，证明误码率结果符合经验。采用所提出的离散时间信道模型研究了时变多径信道中OFDM传输的性能，对不同信道条件下OFDM信号传输性能进行了分析。利用所提出的仿真方法对OFDM信号传输性能进行了仿真，结果显示该方法对OFDM有效。对SC信号ISI与OFDM信号ICI的对偶性进行了较为深入的讨论；补充的时域MMSE和时域DFEICI均衡方案与已有文献提出方案一起，构成了一个较完整的频率非选择性时变信道OFDMICI均衡框架，可作为进一步设计完整的接收机结构和先进均衡方案的基础；将范围扩展到任意多径．多普勒结构的频率选择性时变信道，着重研究了线性均衡，并对线性均衡操作的复杂度问题和解决办法进行了讨论。研究了利用MuD技术来检测被信道多普勒效应破坏子载波正交性的OFDM信号。分析了多普勒扩展OFDM信道与CDMA信道的异同，给出～个对等的矩阵传输模型；并讨论对了SCISI均衡、OFDMICI均衡和CDMAMuD技术的异同，指出由于信道传输矩阵构成等方面的不同，在将MuD技术应用于OFDM系统时值得 第六章北方交通大学博士学位论文注意的一些问题。并着重研究了两种非线性检测技术——PFD和硬判决PIC技术应用于时变多径信道OFDM信号检测的性能。对所提的各种方案和改进的仿真结果表明，对于循环前缀长度大于等于信道延迟扩展的情况，假设理想(或足够可靠)的信道估计的情况下，这两类非线性MuD技术可以减小信道多普勒ICI对OFDM传输的影响。§6．2下一步研究方向为了使研究内容集中在时变多径信道中OFDMICI问题和一些解决方法，本文的检测方案都是假设在理想信道估计下对每个OFDM块进行(实时)处理。本文中信号检测未考虑信道编码的性能。信道编码对于无线和移动通信可靠性的作用是不言而喻的，研究结合信道编码的信号检测器的性能。对于移动通信系统，研究本文中各种均衡和MuD方案的自适应形式也是很重要的内容。在实现中，估计信道多普勒扩展结构有相当的困难，而信道估计的误差对性能很可能有较大的影响。此外，对于宽带应用，基于导频和训『练符号的方式需要使用相当容量以得到可靠的信道估计，因此有效的信道模型和参数选择也是实现OFDMICI均衡及改善性能和效率的重要课题。总之，在下一步的工作中，可能对其中的某些问题进行深入的研究。．100． 攻读博士学位期间发表的论文1，陈霞、谈振辉，“频率选择性衰落信道中MC．CDMA信号检测技术”，《电子学报》，2003．4，pp．627—6302．陈霞、谈振辉，“混合激励功率传送型智能小区”，《电子学报》，2001．1，pp．5—8(EI检索)3．陈霞、谈振辉，“基于输出多普勒扩展函数的OFDM载波间干扰分析”，《电子学报》，已录用4．陈霞、苏彦兵、谈振辉，“GSM短消息业务：协议和实现”，《移动通信》，2001-35．陈霞、谈振辉，“新世纪移动通信发展的趋势”，《中国无线通信》，2001．16．ChenXiaandTanZhen—hui，‘'Hybrid-exitedPower-deliveryIntelligentCel”，FutureTelecommunicationForum’99，1999．12，Beijing7．陈霞、谈振辉，“第三代移动通信的兼容性”，《电子展望与决策》，1999．12，第六期8．陈霞，“改进的多媒体信息混合传输方式”，1999年全国无线和移动通信学术会议，1999年11月，海南9．陈霞、谈振辉，“频率非选择性多普勒扩展信道中的OFDMICI均衡”，已投《电子学报》．101． 致谢感谢千里之外的爸爸妈妈，他们无私的爱是我完成学业的支柱。特别感谢我的导师谈振辉教授的支持和学术上的帮助。他提出的许多意见帮助我拓宽了思路，增强了对研究课题的理解。谈老师渊博的知识、严谨的治学态度和正直坦诚的品格使我受益匪浅。感谢蒋海林博士、苏彦兵博士、吴强博士、陶滢博士、李蓉博士，以及师妹李向宁硕士、周平和王君娜，与他们的讨论和交流对本论文中许多想法和方案的形成具有很大的启发性，是巨大的帮助。感谢金晓军老师和姚冬萍老师对我的许多帮助。感谢丈夫徐勐，在他的鼓励和照顾下我才能完成论文。感谢所有关心我的朋友。陈霞2003年7月7日于北方交通大学