pwm逆变器采样通路传导噪声的分析与抑制

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1、PWM逆变器采样通路传导噪声的分析与抑制　　摘要　　提高开关管的开关频率，可以提高输出电压的电能质量，增强PWM变换器的动态调节性能。然而，较高开关频率的应用使得开关过程引起的高频噪声对控制系统的采样产生更加深刻的影响。本文主要针对PWM逆变器传导噪声产生源和采样调理电路的传导通路进行分析，并利用实验测得噪声传导等效电路中各无源器件的参数。通过对该等效电路进行时域分析，采用一种简单的传导噪声抑制方法。仿真结果与实验结果基本一致，证明了共模传导等效电路模型及其分析的正确性。　　【关键词】PWM逆变器采样共模传导抑制　　1引言　　PWM调制策略广泛应用于需求高效的电能转

2、换效率与较低的波形畸变率的场合，且在中低功率等级的变换器中的应用尤为突出。随着新型器件的发展，新型MOSFET与IGBT的开关频率日渐增加。由开关器件引起的电磁干扰问题严重影响控制系统的?定性。当前PWM逆变器的开关频率通常为几十到几百kHz，其引起的电磁干扰噪声中传导噪声频谱较为丰富。EMI滤波器通常设置为抑制开关频率处的开关噪声，并不能滤除所有频次的噪声。电磁干扰包括两项：共模干扰和差模干扰。差模干扰主要是由高频开关引入的差模脉动电流引起的。共模干扰主要是通过开关管在开关过程中对杂散电容的充放电引起的，且共模干扰是传导干扰的主要成分。　　针对PWM逆变器的高频共

3、模干扰的分析已进行了很多研究。现有文献中针对PWM逆变器与BUCK变换器的电磁干扰问题展开研究的占大多数，且其噪声传导通路主要集中于变换器与负荷间，而针对共模干扰对采样通路影响的研究较少。采样共模干扰通路中包含多种组件，且各单元在高频工况下的杂散参数较为复杂。研究中三相互感器的数值模型针对高压高频应用中开展，针对采样回路中的三相低压互感器高频模型分析可借鉴三相电力变压器和互感器的高频等效模型解决实际工程问题。　　本文针对PWM逆变器的采样通路的传导噪声途径进行分析，并针对共模干扰源与主要传导单元的高频等效模型进行分析与验证。文中尝试采用了一种简单的共模干扰抑制方法，

4、实验验证了该方法的有效性。　　2采样通路共模干扰路径分析　　共模电流传导通路有两个方向，一个是前向传导：至逆变器的输入侧。另一个通路是后向传导：至逆变器输出侧。本文讨论的对采样通路的影响，即由后向传导产生。　　2.1共模干扰源　　在高频dv/dt及杂散电容的辅助作用下，PWM逆变器产生的共模电压形成共模电流通路。各开关管与底层散热片间装有导热硅脂，使得开关管的集、射极与底层散热片之间构成一个较大的杂散电容。当前常用的PWM逆变器控制策略中，开关频率较高，开关管电压的突变迅速，可高达8.57GV/s。开关管频繁开断，并持续对杂散电容充放电，从而产生传导性共模电流。　　

5、以A相为例进行分析。对于阻感性负载，假定A相电流iA>0。由于采用的PWM开关频率较高（12kHz），在iA>0期间，A相上、下桥臂的IGBT会导通多次。若起始时刻VT1导通，则iA流向如图1（a）中的虚线所示。在VT1关断时刻控制系统给关断信号，经过微秒级的死区时间后VT4导通，由于负载电流不能突变，此时开关管VT4实际上尚未导通，A相电流即从VT1向VD4转移，如图1（b）所示，此时，VD2压降为零，Ud、VT1、VD2环路的KVL方程为：　　L为环路的杂散电感，包括母排、IGBT内部寄生电感和引线电感等。　　因此，A相桥臂的等效电路如图1（c）所示。Cp为开关

6、管与散热器间的等效电容。与Cp相比，母线电容容值非常大，可忽略。Cn是电解电容之后的直流母线正负极对参考地的杂散电容。且A、B、C三个桥壁等效电路相同，将三个桥壁电路进行叠加，可得到如图1（d）所示干扰源模型。当iA0时类似。　　2.2电压互感器模型　　高频变压器T型等效模型中，引起传导噪声干扰的杂散参数主要是初次级绕组之间的杂散电容Cps，该电容的存在使得变压器初级向次级耦合能量的能力降低，此时次级绕组对初级绕组相当于一个高频阻抗负载。　　在本文的分析中将三相电压互感器看作由三个独立的单相电压互感器构成，见图2。其分布电容等效为三类集总电容，其中包括初级绕组杂散电

7、容Cp，次级绕组杂散电容Cs以及初级绕组与次级绕组之间的杂散电容Cps。其中Cp和Cs分别体现了初级和次级线圈储存的电场能量的能力，Cps表示的是初级次级电场耦合的能力，是影响传导电流大小的重要因素之一，也是分析共模噪声干扰时主要考虑的一个参数。Rp和R’s是初级次级绕组电阻，Lp和L’s分别代表初级次级漏感，T代表理想变压器。Cpg与Csg分别代表初级次级中性点对地的等效杂散电容。　　该等效电路中分布电容与二端口网络中各电容有如下对应关系：　　Cp=Cpo+（1-k'）Cpso　　Cs=k'2Cso+k'（k'-1）Cpso　　Cps=k'Cpso　　其中，C