高频高压变压器设计

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1、IGBT大功率高频高压开关电源变压器的研制栾松张海峰(辽宁大连大连电子研究所116021)摘要：主要分析了高频高压变压器的等效电路和研制难点，提出了设计方案。关键词：开关器件微晶体在国外，70年代开始，日本的一些公司开始采用开关电源技术，将市电整流后逆变为3kHz左右的中频，然后升压，从而减小变压器体积和重量。进入80年代，高压开关电源技术迅速发展。德国西门子公司采用功率晶体管做主开关元件，将电源的开关频率提高到20kH:以上。使变压器系统的体积进一步减小。近十年来，随着电力电子技术的进步和开关器件的发展，高压开关电源技术不断发展。突出的表现是频率在不断提高，如德国的霍夫曼公司高

2、压发生器频率高达40kHz。另外，高压开关电源的功率也在不断地提高，30kW的大功率高压开关电源在产品上己很成熟，更高功率的高压开关电源也有很快的发展。可以看出，高压开关电源的发展的主要趋势是:①频率不断提高，②功率不断增加。我国自90年代初开始对高频化的高压大功率开关电源技术进行研究，静电除尘高压直流电源也实现了高频化，采用全桥零电流开关串联谐振逆变电路将直流电压逆变为高频电压，然后由高频变压器升压，最后整流为直流高压，在电阻负载条件下，输出直流电压达到72kV，电流达到0.8A，工作频率为20kHz。因此，高频高压变压器研制是高压开关电源重点。一、高频高压变压器的等效电路图1

3、（a）图1（b）图1（c）图1高频高压变压器的等效电路图1(a)为变压器等效电感模型，励磁电感Lm很大，并且与原边绕组并联，因此可以忽略副边的漏感L2折合到原边值，L2和原边的漏感Ll的和为变压器的等效漏感Ls。图1(b)为变压器分布电容的等效模型，Clg为原边匝间及对地电容;C2g为副边匝间及对地电容;C2为副边各层间电容;C12原副边间电容。在各分布电容中，C2g较其它分布电容都小，可以忽略;ClgC12和C2的电容值大约为10-100pF，而C2折合到原边后则比Clg和C12大得多，因此Clg和C12可以忽略，在各分布电容中C2起着主导作用，将其折合到原边，可以得到变压器的

4、等效电路模型图1(c)，它由等效漏感Ls，等效电容Cp和理想变压器组成。二、高频高压变压器研制的难点高频高压变压器的设计是研制高压开关电源最困难的问题之一。高频高压变压器的体积通常只有工频变压器的几分之一，使得漏感、分布电容、绝缘及磁芯的选取都变得更加复杂，几乎找不到现成完整的技术资料。1、绕组的漏感：例如变比100变压器工作在40kHz，原边等效电感为10微亨，折合到副边为0.1享利，副边的漏抗为45千欧，如果设计不好，功率的输出将受到很大的限制。此外线路中漏感的存在将引起关断时的浪涌电压，关断浪涌电压是在关断瞬间时流过IGBT的电流切断时而产生的瞬态电压，此电压会造成开关管的

5、过电压损坏。2、绕组的分布电容:还以上述的变压器为例，高压边等效分布电容为1OOpF，折合到原边的电容量是luF，工作频率为50Hz时，容抗为3.2千欧。若频率为40kHz，则原边容抗为4欧姆。工作在500伏时，空载电流很大，功率因数很低，逆变器空载发热的问题突出。分布电容所引起的空载电流为I=U2πfCN2，式中f为开关频率，C为分布电容，U为电压，N为变比，该式表明，空载电流的大小与f,C和N成正比。表1给出了在U=500V,f=20kHz时空载电流值与变比及分布电容的关系。由表可见，随变比的升高，分布电容也会相应增加，使空载电流迅速增大。因此变压器变比不宜太高，同时在设计时

6、应充分考虑空载电流所带来的影响。3、绝缘问题:包括高压边对原边的绝缘、高压边对铁心的绝缘、高压边端部的绝缘。提高绝缘一个困难在于高频变压器的体积较小，绝缘距离受到限制；另一个困难在于提高绝缘强度和降低漏感是一对矛盾，提高绝缘强度要求高压边对原边及对铁心的距离越远越好;而降低漏感则要求高压边对原边及对铁心的距离越近越好。4、磁芯材料的选择:高频情况下磁芯的涡流损耗成为主要问题，因此选择合适的磁芯材料是设计的关键。我们变压器磁芯采用微晶体磁性材，高压变压器用微晶体磁性材应满足以下要。1）具有较高的饱和磁通密度BS和较低的剩余磁通密度BR，磁通密度BS的高低，对于变压器和绕制结果有一定

7、影响。从理论上讲，BS高，变压器的绕组匝数可以减小，铜损也随之减小2）在高频下具有较低的功率损耗微晶体的功率损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁芯发热，波形畸变等不良后果。变压器的发热问题，在实际应用中极为普遍，它主要是由变压器的铜损和磁芯损耗引起的。如果在设计变压器时，BM(工作磁通密度)选择过低，绕组匝数过多，就会导致绕组发热，并同时向磁芯传输热量，使磁芯发热。反之，若磁芯发热为主体，也会导致绕组发热。选择微晶体材料时，要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系。这是因为，