TL431芯片资料及应用.doc

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1、TL431芯片资料及应用TL431精密可调基准电源有如下特点：稳压值从2。5~36V连续可调；参考电压原误差+—1.0%,低动态输出电阻,典型值为0.22欧姆输出电流1。0～100毫安;全温度范围内温度特性平坦，典型值为50ppm；低输出电压噪声。TL431的具体功能可以用下图的功能模块示意。TL431的器件符号和功能示意图由图可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端(同相端）的电压非常接近VI(2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化,

2、通过三极管的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它.但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮组的。正确偏置TL431可获得更好的输出阻抗TL431在开关电源(SMPS）反馈环路中是参考电压.该器件结合了参考电压与集电极开路误差放大器,具有操作简单和成本低廉等优点.虽然TL431已在业内被长期广泛采用，但一些设计人员仍会忽略它的偏置电流,以致在无意间降低产品的最终性能。TL431的简化电路图如图1所示，图中包括了驱动NPN晶体管的参考

3、电压和误差放大器，在该封闭的电源系统中，一部分输出电压一直与TL431的Vref（参考电压)进行比较。图1TL431等效电路图图2SMPS简化直流模型(不考虑输入波动）影响的电阻分压器进行比较，可得到输出电压的理论值为Vref/α.然而，整个增益链路和各种阻抗均会影响输出电压，如下式所示，其中每个希腊字母均表示一个增益，RSOL表示开环输出阻抗。a转换器简化直流模型如图2所示,Vout与Vref通过受传输率Vout=（Vref-α×Vout）×β×G-RSOL×Vout/RL(1)Vout=Vref×β×G/（1+α×β×G+RSOL/

4、RL)（2)静态误差=Vref/α-Vout=Vref×(RSOL+RL)/[α×（RSOL+α×β×G×RL+RL)]（3)从式(3）中可看出,增大增益的值有助减小静态误差，提高输出电压精度.受增益环路影响的另一个重要参数是输出阻抗，系统的输出阻抗可用不同的计算方法得出。任何发生器均可简化为它的Thevenin等效，即一个电压电源Vth（空载时测得的Vout，即令式2中的RSOL/RL=0)与一个输出阻抗Rth的串联电路。设当负载电阻RL为闭环输出阻抗Rth时，输出电压Vout可减小至Vth/2，以此来计算输出阻抗Rth,也可将其表示

5、为RSCL。令Vth/2=Vout求RSCL，由式（2）可得：Vref×β×G/(1+α×β×G)/2=Vref×β×G/（1+α×β×G+RSOL/Rth)(4)RSCL=RSOL/（1+α×β×G)(5)由式（5)可得出如下结论:个人收集整理，勿做商业用途1.如果直流误差放大器的增益较大，且DC较高,则RsCL接近于零；2.进行了补偿，所以，当增益随频率增大而减小时，RSCL开始增大。阻抗模块随频率增大而增大，说明该阻抗类似于电感；b由于对反馈返回路径3.当增益降至零时，系统输出阻抗与无反馈时的阻抗相同,均为RSOL.此时，系统开环

6、工作.因此,为了减小静态误差，并降低转换器的动态输出阻抗，大多数SMPS设计人员会在设计中保持较大的直流增益值。这里的直流增益由TL431提供，可以采用如图3所示的纯积分器配置进行连接.图3使用传统的分流稳压器配置连接TL431A(最大值)，以减小因偏置而引起的Rupp误差。对于12V输出电压，假设m假设图3中的Rbias不存在.首先计算分压器网络Rupp和Rlow，桥接电流Ib应大于TL431参考引脚的偏置电流6。5Ib=1mA。由于TL431通过Rlow施加的电压为2。5V，而Rupp施加的电流为1mA，因此可以计算出Rlow为2.

7、5/1m=，而Rupp则等于(12—2.5）/W2。5kA,可将引脚2拉至1。2Vm的上拉电阻。如果反馈电流为475W。可进一步选择更小的偏置电流，以减小空载条件下的待机能耗。桥接电流值确定后，即可计算RS。RS必须能提供足够的电流，使光耦合器集电极（或反馈引脚）小于1。2V，以启动空载工作状态下的跳周期.在NCP1200中,引脚2和内部5V参考电压间有一个8kW1m=9。5k×8k）。考虑到光耦合器在较差情况下有50％的电流转换比例(CTR），则RS必须小于(Vout-2.5—1V)/m（Vpin2=5-475m950〈.W,假设为8

8、。2kW8.94k电阻与TL431串联，则会发生以下情况：W在CTR为150％的较差情况下，表示LED中需要的电流较小，如果将8.2k1。轻负载情况：IFB=Am/1。5=316mA，则IL=475m475