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时间:2020-09-26
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1、第八章功分器、耦合器设计1微带功分器(Wilkinson功分器)设计2微带功分器(Wilkinson功分器)设计1、等功分情况微带功分器可以进行任意比例的功率分配,下面只考虑等功分(3dB)情况,见下图。我们将它归结为两个简单的电路,在输出端分别用对称和反对称源激励来进行分析。这就是奇偶模分析技术。图5-36Wilkinson功分器1端口2端口3端口3微带功分器(Wilkinson功分器)设计奇--偶模分析为简化起见,将所有阻抗对特性阻抗Z0归一化,且重新绘出图5-36(b)的电路,输出端具有的信号源如图5-37。该网络相当于中间平面是对称的,两个归一化值为
2、2的源电阻并联组合,以归一化值为1的电阻代表匹配源阻抗。/4线具有的归一化特性阻抗为z,并联电阻具有归一化值为r;可以证明对等分功分器,这些值应为和r=2,如图5-36所示。图5-37归一化、对称形式的Wilkinson功分器现在对图5-37的电路定义两个独立的激励模式:偶模Vg2=Vg3=2V,奇模Vg2=–Vg3=2V。然后,将这两种模式相叠加,其有效激励为Vg2=4V,Vg3=0,由此,可获得此网络的S参数。下面我们分别讨论这两种模式。4微带功分器(Wilkinson功分器)设计(1)偶模对偶模激励,Vg2=Vg3=2V,所以V2=V3,没有电流流过
3、r/2电阻和端口1两根传输线入口之间连接处。因此,我们可将图5-37的网络对分,在这些点具有开路终端,以得出图5-38(a)的电路(/4线的接地边没有示出)。这时,从端口2看入得到的阻抗为:Zin=Z2/2因而,从传输线看上去,如同一个/4变换器。因此,如果,端口2是匹配的,全部功率将传输到接在端口1的负载,S22=0。为了求S参量S12,需要电压V1,它可由传输线方程求得。如设端口2处x=0,端口1处x=/4处线上电压可写为可以求出,在端口1处看向归一化值为2的电阻的反射系数为和因此,S12=由对称性,我们亦有S33=0和S13=–j0.7075微带
4、功分器(Wilkinson功分器)设计(2)奇模奇模激励时,Vg2=–Vg3=2V,所以V2=–V3,在图5-37电路的中间有电压零点。因此,我们可以用一个短路接地平面来切开此电路,给出图5-38(b)的网络。向端口2看去的阻抗为r/2,若r/2=1,则匹配S22=0。由于连接传输线长为/4,而且在端口1处短路,所以看上去在端口2为开路点,没有功率送到端口1,S12=0。由对称性有S33=0,S13=0。(3)奇偶模相加这样,总结一下,我们已导出下列S参量:S22=S33=0(因对两种模式激励时,端口2和3都是匹配的);S12=S21=–j0.707(因互
5、易网络的对称性得S21);S13=S31=–j0.707(因互易网络的对称性得S31);S23=S32=0(因对称等分面上为短路或开路)。结果意味着:功分特性、端口2和端口3是匹配的、端口2和3之间是隔离的。6微带功分器(Wilkinson功分器)设计最后,我们还必须导出S11,用来确定当端口2和3为匹配负载时,微带功分器在端口1的输入阻抗。最后结果如图5-39(a)所示,从图上可见它与偶模激励V2=V3时情况类似。因此,没有电流流过归一化值为2的电阻,它可以取走,剩下的电路如图5-39(b)所示。现在,有两个端接负载1的/4波长变换器的并联,故输入阻抗为
6、而S11=0。注意:当功分器在端口1激励,且负载匹配时,电阻上没有功率损耗。因此,当输出匹配时,功分器是无损耗的;只有从端口2和3来的反射功率有一半消耗在那电阻上。图5-39用于导出S11的微带功分器分析7微带功分器(Wilkinson功分器)设计设计一个频率为f0、用于50系统阻抗的等分微带功分器,并且绘出回波损耗S11、插入损耗(S21=S31)和隔离度(S23=S32)与频率(0.5f0~1.5f0)的关系曲线。解:由图5-36和上述的推导,功分器中的/4传输线应具有的特性阻抗为并联电阻为R=2Z0=100在频率f0传输线长为/4。采用微波电路
7、分析中的机辅设计程序,可算出S参量幅度,并且绘在图5-40上。图5-40等分微带功分器的频响8微带功分器(Wilkinson功分器)设计2.功率不等分微带型功分器亦可做成功率不等分的,微带图形如图5-41所示,如端口3和2之间的功率比为K2=P3/P2,则可应用下列设计方程:图5-41用微带形式的功率不等分功分器如K=1,则上述结果归结为等分情况。另外还见到,输出线被匹配到阻抗R2=Z0K和R3=Z0/K,而不是阻抗Z0,可用阻抗变换器来变换这些输出阻抗。9微带功分器(Wilkinson功分器)设计3.N路功分器或合成器如下图5-42所示,这电路可使所有端口
8、匹配,且使所有端口隔离。但是,缺点是当N3时,功分
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