开关电源设计与应用_第5章.ppt

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1、第5章大功率变换电路5.1基本变换电路5.2半桥变换电路的应用5.3推挽变换电路的应用5.4典型应用电路5.5谐振开关电源5.1基本变换电路5.1.1基本变换电路原理图5-1推挽式开关电路1．自激型推挽电路图5-1为推挽式开关电路的示意图。脉冲变压器初、次级都有两组对称的绕组，其相位关系如图所示，开关管用开关S表示。推挽式开关电路中，能量转换由两管交替控制。当输出相同功率时，电流仅是单端开关电源管的一半，因此开关损耗随之减小，效率提高。如果选用同规格的开关管组成单端变换电路，输出最大功率为150 W。若使用两只同规格开关管组成推挽电路，输出功率可以达到400～500 W。所以，输出

2、功率200 W以上的开关电源宜采用推挽电路。　　当滤波电感L电流连续时，输出输入电压表达式为(5-1)图5-1所示的对称推挽电路也有缺点：一是开关管承受反压较高，当开关管截止时，电源电压和脉冲变压器初级1/2的感应电压相串联，加到开关管集电极和发射极，因而要求开关管UECO>2UCC。二是推挽电路相当于单端开关电路的对称组合，只有当开关管特性、脉冲变压器初级和次级绕组均完全对称，脉冲变压器磁芯的磁化曲线在直角坐标第Ⅰ、Ⅱ象限内所包括的面积才和第Ⅲ、Ⅳ象限曲线内面积相等，正、负磁通相抵消，否则磁感应强度+B和－B的差值形成剩余磁通量，使一个开关管磁化电流增大，同时次级VD1、VD2

3、加到负载上的输出电压也不相等，从而增大纹波，推挽电路的优势尽失。因此，这种推挽电路目前仅用于自激或它激式低压输入的稳压变换器中。因为低压供电，N1、N2匝数少，且两绕组间电压差也小，一般采用双线并绕的方式来保证其对称性。图5-2为饱和型推挽式自激变换器的基本电路。所谓饱和式，是指脉冲变压器工作在磁化曲线的饱和状态。图5-2饱和型推挽式变换器基本电路自激推挽式变换器也有缺陷:①首先是自激推挽式开关电路的驱动脉冲是双向的。在图5-2中，当VT1导通期间，N3的感应脉冲是以正脉冲形式加到VT1的基极，此时VT2处于截止状态，N4的感应脉冲以负脉冲形式加到VT2基极。当开关管或脉冲变压器进

4、入饱和状态时，首先是正反馈脉冲减小，随βIB

5、感应脉冲和电源电压之和，即2UCC。如果用于输入整流供电的高压变换器，VT1、VT2最高集电极和发射极之间电压将是600 V以上，达到此要求的只有NPN型开关管。②所有用于高压开关电路的开关管绝对都只采用NPN型，这点是由半导体器件工艺所决定的。现有PNP型管的UCEO最大也极少超过300 V，因此高压变换器也只能采用全NPN型开关管。两管均为NPN管的结果是，其导通时驱动脉冲均为正向脉冲，如自激式变换器相同的双向脉冲。为了避免截止状态反相驱动脉冲击穿开关管的b-e结，必须在驱动电路增加必要的保护措施，否则即使不击穿b-e结，也会使开关管处于深度截止状态，要想使其进入导通状态，势必

6、增加正向驱动电流，因而使驱动功率增大，变换器效率降低。以上两个问题不仅使自激推挽式电路效率降低，同时也不适宜作高压输入的变换器。因为要同步控制两管的通断占空比，电路必然较复杂，且难以达到完全对称地控制。此类变换器一般采用在输出端设置耗能式稳压的方式。截至目前为止，推挽式、桥式变换器都采用它激电路，以便于在驱动脉冲输出之前进行PWM控制。上述饱和型变换器中，脉冲变压器T有双重功能：一是通过正反馈绕组使开关管以自激振荡的形式完成开关动作，进行DC/AC的变换。为了使开关动作持续地、两管交替地进行，脉冲变压器工作在磁饱和状态。二是将DC/AC转换后的双向矩形波通过设计的圈数比耦合到次级，

7、通过整流、滤波成为直流电。双变压器饱和型变换器中，则将上述两种功能分别采用驱动变压器和输出变压器来完成。输出变压器只转换输出功率，驱动变压器则工作于饱和状态，控制开关管的通/断。2．桥式变换电路全桥变换器电路原理如图5-3所示。4只极性相同的开关管VT1～VT4组成桥式电路接法的4个臂，变压器初级作为负载电路接于两臂中点之间。VT1和VT4为一对，VT2和VT3为另一对，互补导通，即一对导通时另一对截止。当开关管成对轮流导通时，脉冲变压器初级连续通过方向相反的电流，将