开关电源设计报告.doc

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1、1开关电源主电路设计1.1主电路拓扑结构选择由于本设计的要求为输入电压176-264V交流电，输出为24V直流电,因此中间需要将输入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck电路构成。总体要求是先将AC176-264V整流滤波，然后再经过BUCK电路稳压到24V。考虑到变换器最大负输出功率为1000W，因此需采用功率级较高的Buck电路类型，且必须保证工作在CCM工作状态下，因此综合考虑，本文采用全桥隔离型Buck变换器。其

2、主电路拓扑结构如下图所示：图1-1主电路拓扑结构1.2开关电源电路稳态分析下面将对全桥隔离型BUCK变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压与后级输出电压之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压代替前级电路，作为后级电路的输入，且后级BUCK变换器工作在CCM模式，BUCK电路中的变压器可以用等效电路代替。由于全桥隔离型BUCK变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK电路的工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在的工作时间内，总共可分为四种开关阶段，其具体分析过程如下：

3、1)当时，此时、和导通，其等效电路图如图1-2所示。18图1-2在时等效电路（1-1）（1-2）（1-3）1)当时，此时~全部关断，和导通，其等效电路图如图1-3所示。此时前级输出为0，假设磁化电流为0，则流过和电流相等，均为。。图1-3在时等效电路（1-4）（1-5）（1-6）2)当时，此时、和导通，其等效电路图如图1-2所示。18图1-4在时等效电路（1-7）（1-8）（1-9）1)当时，此时~全部关断，和导通，其等效电路图如图1-3所示。在这个工作过程，所有开关和第二阶段是同一状态，因此其分析过程和结果

4、是相同的。通过以上分析可以验证前述有关前级和后级工作频率的关系。由第一和第三阶段、第二和第四阶段推导的式子是相同的，因此后级BUCK电路在重复工作状态。由变压器一次侧电压，二次侧电感电流，一次侧电压可以再次验证上述关系，如图1-5所示。图1-5全桥变换器部分电压电流波形根据后级BUCK电路电感L的伏秒平衡原则，由式子（1-1）和（1-2）可得：（1-10）（1-11）18在选取变压器的变比时，要考虑占空比的调节范围，尽可能使得调节范围更大。结合规格和滤波电路输出电压的双项要求，最小输出电压和最大输出电压分别为

5、248.9V和373.3V.则由此可计算占空比的最大和最小值为：（1-12）（1-13）因此综合考虑，变压器的变比选为0.2。1.3开关电源主电路参数设计1.3.1开关电源前级参数的设计通常在设计不可控整流的滤波电容时，要根据负载的实际情况而选择电容C值。带滤波电容的不可控整流电路输出电压和充放电时间常数有关。当时间常数无穷大时，输出电压为交流电压的峰值；当放电时间比较小时，输出电压为输入电压有效值的0.9倍。实际设计时，通常要求时间常数要满足式（1-14），此时输出电压为交流电压有效值的1.2倍。（1-14

6、）其中T为交流电源的周期，R为负载的等效阻值，并且考虑到实际电源中电容C体积的限制，因此考虑电容的值满足下式：（1-15）考虑到在稳态时且理想情况下，后级的输入功率和负载功率相等，再根据式子（1-15）可得：（1-16）（1-17）（1-18）设交流电源的频率为50Hz，计算得到,在实际电路中，考虑到后面输入电压和负载阶跃变化对输出电压波形的影响及考虑一定的裕量，选择为，电容承受最大电压为最大输入电压的幅值373.3V。综合以上，并考虑成本，选择Vishay公司057PSM-SI47331E3型铝电解容，耐压

7、450V,电容值330uF。181.3.2开关电源后级参数的设计1)本设计选用MOSFET管，加在其上面的最大电压为整流输出电压的最大值即VM=373.3V。当负载功率最大时，负载电流为最大值即250A。流过MOSFET的最大电流为Igmax=7.10A。本文选用InfineonMOSFET,型号为IPB50R299CP。主要参数为：VDS=550V,ID=12A，RON=0.299。2)二极管上通过的最大电流为ID=125A，电压最大值为：VDmax=0.05×373.3V=18.665V。由于开关频率较高

8、，所以选用快恢复二极管和肖特基二极管，但快恢复二极管导通压降大，损耗大，故选择本文选用Vishay肖特基二极管。取适当的电压电流裕量，型号选为M6035C。主要参数为IF=60A,VRRM=35V,VF=0.55V。3)由开关电源的规格要求可知，输出电压超调不能大于0.5V。因此在后级电容设计时要考虑，电容电压的纹波值也要小于0.5V，又由于变换器要工作在CCM模式下。由变换器稳态分析可推导电感的计