低压大电流开关电源设计.doc

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1、低压大电流开关电源设计电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低,而电流很大。电源的功率要求也比较高,一般都是几千瓦到几十千瓦。目前,如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。本文介绍的电镀用开关电源,输出电压从0～12V、电流从0～5000A连续可调,满载输出功率为60kW。由于采用了ZVT软开关等技术,同时采用了较好的散热结构,该电源的各项指标都满足了用户的要求,现已小批量投入生产。2　主电路的拓扑结构鉴于如此大功率的输出,高频逆变部分采用以IGBT

2、为功率开关器件的全桥拓扑结构,整个主电路如图1所示,包括:工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值,防止偏磁的。考虑到效率的问题,谐振电感Ls只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大,将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面,还会造成严重的占空比丢失,引起开关器件的电流峰值增高,使得系统的性能降低。图1主电路原理图3　零电压软开关高频全桥逆变器的控制方式为移相FB-ZVS控制方式,控制

3、芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关,滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形,可以看出实现了零电压开通。开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗,另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图4　容性功率母排在最初的实验样机中,滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGB上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡,图

4、3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后,功率母排的温升为38℃,电容C5的温升为24℃。图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃,电容C5的温升为10℃。图4使用容性功率母排后变压器初级电压、电流波形5采用多个变压器串并

5、联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减少损耗，输出整流二极管采用多只大电流400A、耐高电压80V的肖特基二极管并联使用。而且,每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样,每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时,次级整流二极管配上了RC吸收网络,以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗,有利于效率的提高。对于大电流输出来说,一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件,并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方式有许多种,图5所示,

6、图a为直接并联方式；图b为串入电阻并联方式；图c为串入动态均流互感器并联方式。（均以四只二极管的并联为例）。图a为直接并联方式;图b为串入电阻并联方式;图c为串入动态均流互感器并联方式对于直接并联方式,二极管的均流效果很差,输出电流一般限制在几十安培到几百安培左右,不易于做到上千安培。在电流为上千安培输出的情况下,为了达到均流的目的,可以采用串入电阻方式并联或采用串入动态均流互感器并联。由于邻近效应及趋肤效应的影响,对于串入电阻的并联方式,二极管的均流效果随输出电流的大小而改变,均流效果较差。为达到较好均流效果,串入的电阻不宜太小,这又带来

7、较大的损耗。对于串入动态均流互感器的并联方式,可以达到较好的均流效果,但大电流互感器的制作工艺复杂,成本高,同时由于动态均流互感器的漏感及引线电感的存在,使得二极管在关断时的反向尖峰电压增高,电磁干扰及损耗随之增加。为了克服以上并联方式的不足之处,使输出整流二极管实现既能自动均流,降低损耗,又可以降低制作工艺的复杂性,我们设计了一种新颖的高频功率变压器,如图1所示。这种变压器是由8个相同的小变压器构成,变比均为4∶1,它们的初级串联,而次级则采用并联结构。该变压器采用初级自冷和次级水冷相结合的冷却方式,这样考虑主要在于它们的热损耗不同,而且

8、可以大大简化变压器的制作工序。下面以两个变压器组为例(图6所示),说明二极管之间的均流。图6多个变压器的连接示意图uin为正时，u1与u3为正，二极管D1与D3导通，D2与D4截