无电容高通滤波器设计详解(上)

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1、关键字：高通注波器设计低通滤波器帯通滤波器彳英拟信号(连烏通滤波器是常常必需的，但是，电容器可能对其性能有负面毎响，因此要学会如何避免这些负面影响。许多模拟信号链电路需耍进行交流耦合，以便消除不需耍的直流电压或偏迓电压。交流耦合的垠简单办法就是采用一个与信号路径串联的电容，从而形成一个单极点髙通滤波器(HPF)。在本文中，我们将探讨-•种通用的方法，这种方法无需在信号路径中放置电容就可实现髙通滤波器功能。而且，我们还将进一步扩展该方法，以便创建二阶或更高阶的高通滤波器。在许多应用中，实现交流耦合只需耍一个那联电容。但在另一些应用中.这种简单的方法

2、可能引起音频电路中的问题，例如HPF的极点常常需要位于10Hz以内的范围。从降低噪声考虑,电容要具有低的阻抗,因此,我们需要采用大电容。但是,这样的电容通常容易形响音频信号。其它应川，如在自动外部除嫌器(AED)的热传感器电路中，在模拟/数字转换器(ADC)Z前，必须消除输入的直流电压以及电路引起的偏置电压。许多梢密的应用在信号链路中采用了仪表放大器(INA)。在这些电路中采用输入电容通常是不切实际的。山于在两个输入间存在着良好的平衡•INA具有极高的共模抑制。图1所示为把INA2仃配首为具有40dB増益而实现的典型INA电路。因其特性的缘故，这

3、种电路具有非常低的噪声和失真。然而，偏置电压特性却不够好。OUT图仁仪农放大器。为了消除输入端的直流俶逬电压.要在每一个输入端吊入一只电容。然而•INA本身的输入偏程电压也被増益放大了。在这种电路中,输出偏宙电压可能会高达30mV.想要很好的消除这个偏宙电压，我们就需要在输出端再串入一只电容。采用“何服反馈”來消除直流饰迓电压在INA电路中，伺服反馈足提供交流耦合的一种常见技术。通过使用一个被配迓为枳分器的低偏趨电压的运放（例如图2所示的0PA277）,我们获得一个截止频率为16Hz的一・阶高通函数。IN-Rg1206kIN+R110k6kINA

4、217C11uOPA277”图2：传统柠伺服反馈J具有附加直流校正功能电路的偏置电压的典型值为15pV,最大约为30pV.Il］于这种改良的电路在揺个电路的输出上校正了偏置电压，偏宙电压彼改善了三个数嵐级。在这个实现中，输出偏賈山运放的输入偏誉电压以及R1吸取的偏肖电流所引起的偏賈电压来决定。只要INA输入级上的佩说电压乘以増益小于该级的最大输出电压，并且小于伺服放大器的输出范围，这种方式还能消除施加在INA输入瑞的偏置电压。我们可以轻松地计算由这个电路形成的爲通滤波器的极点频率.以及INA输出级的幣个响应。设输出级的增益为K,那么，这一过程（带

5、有伺服反馈）的增益为:%T二KT"zl+S也K该增益是带冇高通滤波器(3dB极点)的放人器的初始増益:对于我们的例子來说:f=2兀艸〕＜1“['5,92HZ这种方法的另一个优点就是，用于创建高通函数的电路位于信号路径之外。通过选用质员过关的无源元件.它对高通滤波器截止频率的性能影响很小。类似地，这种技术常常被用于捉供所需耍的交流耦合，而不会対INA的共模抑制产生负面影响。在典型情况下,在需要良好的共模抑制(CMR)的应用中才会采用仪农放大器。因为INA输入结构得到了很好的平衡，它能提供优异的CMR.：.如果取而代我们在输入端利用小联电容实现交流耦

6、合，那么，在频率为截止频率十倍左右时，我们的CMR就会受到损害。这是因为电容并不能与INA内的电阳匹配。与INA木身的不I兀配相比，这种因电容引起的阻抗失配要高儿个数虽级。因为在理想的情况下，伺服放大器反馈级对亦于极点频率的正向路径屮的信号没有彫响.我们可以主耍针对其直流指标來选择用于反馈路径的运算放人器。然而，要注慈这种针对直流指标选择的运放在正向路径通带中的较爲频段的表现如何。趙过这一运放通带的信号频率会破运放中的输入晶体管调整，并以直流偏进的形式表现出來。利用伺服放大器技术，我们获得了一种单极点高通滤波器响应，它可与在输入和输出端同时利用交

7、流耦合电容所实现的二阶、单极点高通遊波器的频率响应相媲美。针对更复朵电路的伺服反馈在长的信号链路中，常常存在命处对可能产生偏置电压的地方，这些地方均要采用交流耦合电容。在许名的应用中，由所有这些交流耦合形成的复合型爲通滤波器町能导致趙出预期的更爲阶濾波器。幸运的是，在儿乎任何放大器中都可以用伺服技术來消除宜流课差。通过把一个伺服反馈扩展至多个信号路径.这种明智地采用伺服反馈技术的做法能够最小化交流耦合的数暈。当被用于复杂的电路Z中时，伺服反馈技术不仅仅能捉供增益。以具有高阶低通滤波器(LPF)的放大器链路为例，只要低通滤波器的截止频率以及山积分器

8、反馈创建的高通两数的截止频率Z间相差10倍左右，实际情况下两者Z间就不存在相互影响。在设计放大器/低通滤波器电路时，可以忽略蔬通甫数的实