反激变换器的rcd缓冲设计向导

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1、AN-4147应用笔记关于反激变换器的RCD缓冲设计向导摘要：这篇文章提出了一些针对反激变换器中RCD的缓冲设计向导。当MOSFET关断时，由于主变压器（原边）漏感（Llk1）和MOSFET输出电容（Coss）之间的谐振作用，在MOSFET的漏极上会产生一个尖峰高压。这个过度的漏极电压可能会导致雪崩击穿并最终损坏MOSFET。因此，有必要增加一个附加电路（钳位电路）来钳住这个电压。引言：反激变换器是所有基本拓扑中的一种，它来源于Buck-Boost变换器，其中由一对电感取代（单一）电感滤波器，犹如一个

2、带气隙的变压器。当主开关管开通后，能量连续变化地储存在变压器当中，并且在开关关断期间转移出去。由于变压器在开关开通期间需要储存能量，（所以）变压器需要加气隙。因为反激变换器所需要的元件比较少，是一种非常流行的拓扑结构，（尤其）在小、中等功率的应用中，如电池充电器、适配器以及DVD播放器（电源）。图（1）展示了一个反激变换器工作在连续导电模式（CCM）和不连续导电模式（DCM）下，（并且）包含了一些寄生（参数）元件，如初级和次极（电感）漏感，一个MOSFET的输出电容和一个二次侧（续流）二极管的接触电容

3、。当MOSFET关断时，在短时间内（瞬间），原边电流冲击到MOSFET的输出电容Coss上。当电容Coss跨越电压Vds超过输入电压和输出反射电压之和(Vin+nVo)时，副边续流二极管导通。使得电压通过电感（Lm）被钳位在nVo。所以在原边漏感Llk1和电容Coss间产生高频、高压谐振。这个过度的电压（加在）MOSFE上可能会导致故障。就CCM来说，在MOSFET开通之前副边（续流）二极管的反向恢复电流被加在（反射到）初级电感电流上，在开通瞬间有一个大的电流冲击在原边。与此同时，就DCM来说，由于在

4、一个开关周期结束前，副边（电感）电流已经下降至零，（使得）原边电感Lm和MOSFET输出电容Coss会产生一个高频震荡。缓冲设计：由于漏感Llk1和电容Coss的谐振作用产生的过高电压应该被抑制在一个可接受的水平，通过一个附加电路，从而保护主开关管。RCD缓冲电路和主要点波形示于图2及图3。当漏源电压超过Vin+nVo时,RCD缓冲电路通过开通缓冲二极管（Dsn）来吸收漏感电流。假定缓冲电容足够大，使得其两端电压在一个开关周期内不会发生变化。当MOSFET关断后，漏源电压变为Vin+nVo,主要电流通

5、过缓冲二极管（Dsn）流入缓冲电容(Csn)中，。与此同时，次极续流二极管导通。所以，漏感两端的跨越电压为Vsn-nVo。电流的斜率为：（1）其中，isn是流入缓冲电路的电流Vsn是缓冲电容的（极间）跨越电压n是主变压器的匝数比Llk1是主变压器原边漏感。时间ts可由下式得到：（2）其中，Ipeak是原边峰值电流。缓冲电容电压Vsn的确定应该在最小输入电压和满负载的情况下。一旦Vsn确定，那么在缓冲电路上的功率消耗（在最小输入电压、满负载情况下）可由下式得到：（3）其中，fs是反激变换器的开关频率。V

6、sn应为nVo的2~2.5倍，Vsn过小会导致缓冲电路的缓冲作用明显减小，正如前面公式（3）所描述的一样。另一方面，由于在缓冲电阻上消耗的功率为Vsn2/Rsn,所以其阻值可由下式得到：（4）缓冲电阻的合适额定功率应当根据起功率消耗的大小来选取。缓冲电容最大的纹波电压有下式确定：（5）通常，5%~10%的纹波是合理的。从而，在以上所有方程式中缓冲电容的容值是合适的。当变换器被设计工作在CCM时，漏极峰值电流ipeak和电容两端电压Vsn随输入电压的增加而减小。缓冲电容极间电压在最大输入电压、满负载情况

7、下由下式得到：（6）其中，fs是反激变换器的开关频率Llk1是原边漏感n是变压器匝数比Rsn缓冲电阻阻值Ipeak2是最大输入电压、满载下原边峰值电流当变换器工作于CCM并且在最大输入电压、满载下，（原边电感）峰值电流Ipeak2可由下式得到：（7）当变换器工作欲DCM并且在最大输入电压、满载下，（原边电感）峰值电流Ipeak2可由下式得到：（8）其中，Pin是输入功率Lm是变压器原边电感量VDCmax是最大输入直流电压（实例）证明Vds的最大值应为80%~90%的MOSFET额定耐压值（BVds）,

8、在每个固定周期的瞬时时刻。缓冲二极管的电压等级应比BVds要高。通常1A电流等级的超快恢复二极管可用于缓冲电路中。实例：一个用DSDM311（MOSFET）所设计的变换器详细说明如下：输入脉动电压：85Vac~265Vac输出功率：10W开关频率：67kHz当RCD缓冲用1nF缓冲电容，480kR缓冲电阻时，几个波形如图4所示，在开关管开通，265Vac交流电压下。在图4至图7中，波形1~4分别代表漏极电位（Vds,200V/div）,电源电压（VCC，