多单元并联Boost变换器均流技术

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1、多单元并联Boost变换器均流技术汪俊，齐长远，侯云涛，李永平（西北大学电子科学系，陕西西安710069）摘　要：将DC-DC变换器中的小电感平衡均流法应用到Boost变换器中，设计实现3kW软开关PFC电路模块，通过计算机仿真和电路测试，验证了该方法的可行性和这种电路均流性能的优越性。该方法在提高输出功率的同时，各单元间的均流性能有了较大提高，而电路的复杂程度没有太大增加，同时降低了对功率开关器件性能的要求。关　键　词：Boost变换器；功率因数校正；多单元并联；小电感平衡均流中图分类号：TM44　　　文献标识码：A文章编号：1000-274X(

2、2004)0075-06在功率因数校正（PFC）电路中，常常采用多单元并联的方式提高输出功率，但采用这种方法必须解决各并联单元之间的均流问题，尤其是各单元动态特性差异引起的电流严重不平衡问题。实现均流的方法有多种，如外特性下垂法、主从法、按平均电流自动均流法、按最大电流自动均流法、外加均流控制器法等[1]。这些方法电路结构均比较复杂，使成本增加并降低了整个PFC电路的可靠性。文献[2]以buck变换器为例介绍了一种新的均流方法(本文称其为“小电感平衡均流法”)。本文尝试将这种方法应用到Boost变换器中，并进行了初步的原理分析，在建立数学模型进行计

3、算机电路仿真的基础上，制作了3kW软开关PFC电路模块，通过实验测试进行了验证。1　小电感平衡均流法1.1　电路拓扑使用传统的各单元直接并联方法，即使各开关器件用同一栅极信号驱动，由于器件的技术参数或者驱动电路分布参数存在差异，也会造成各开关器件工作的不同步，进而引发各单元电流严重不平衡，造成元件损坏而失效。应用这一新方法就是为了很好地解决这一问题，具体做法如图１所示，用小电感L1将PFC元件Q1、D1和Q2、D2跨接在一起。这样，不仅主电感电流由2个开关管分流，反向恢复电流也是由2个二极管平均分担。因为采用这种并联方式的电路，寄生电感和电容的偏差

4、在开关器件转换的时候不会干扰电流的分配过程[2]，所以在各单元之间有着自然的动态电流平衡，并且对电路板的布局要求不高。1.2　电路原理分析图1电路中的Boost变换器工作原理用图2等效表示。在图2中，若所有的电感都处于连续电流工作方式下，节点C的电流i0与分支电路的个数、电感的大小和开关时间无关。即电流i0基本上是外部电压源和开关脉冲宽度的函数。由于任意两个相邻开关器件导通时的特性非常接近，则导通时平衡电感连续地处于短路状态，因而平衡6电感电流满足图2中给出的表达式，也就是说稳态时并联单元平均分配了导通电流。动态时,如果其中一个开关导通或关断时有延

5、迟，平衡电感将阻止其电流流向其他开关，以保证各个开关均不会过载。对照图1，稳态时L1处于短路状态，这样L1上的电流恰好是输入电流的一半，所以可将L1看为图1双单元PFCBoost变换器Fig.1Multi-cellPFCBoostconverter图2小电感平衡均流法Fig.2SmallinductancebalancecurrentsharingS1，…，Sn为MOSFET；D1，…，Dn为二极管一个电流值是输入电流值一半的电流源。动态时，如果Q1比Q2导通滞后，则有可能两路电流全都流过Q2，由于电流的突变使L1产生反电动势，使D1继续导通来阻止

6、Q2电流的增大。同样，如果Q1比Q2关断滞后，平衡电感产生反电动势迫使续流二极管D2导通，防止Q1承担全部电流，这样就达到了电流的动态平衡。在图1中，电流控制由UC3854集成电路以平均电流的方式完成。尽管在这儿没有给出的值，但可以确定这个值小到不会影响装置的体积、重量以及变换器的动态特性。各个开关的导通电阻的差异很小,所以各支路的稳态特性也很相近。小电感平衡均流法中，不仅各个开关器件自然地平均承担全部输入电流，而且更重要的是消除了各开关器件间由于导通和关断的不同步所产生的尖峰电流。在图1中，参考电流模块提供一个正弦波形参考信号，因此这种控制方法强

7、迫的电流跟随正弦波形，从而拟制谐波，提高功率因数。2　实验结果2.1　仿真模型的建立对于PFC电路，变换器属于时变非线性工作系统，很难用拉氏变换等经典分析方法进行研究。常用的6变换器分析方法有：状态空间平均法[3]、电流注入等效电路法[4]和离散时域法[5]等，本文采用以平均法为基础的三端开关器件模型法[6]，把变换器的开关管和二极管作为整体看成一个三端开关器件，用其端口的平均电压、电流的关系来表征，然后把它们适当的嵌入到要讨论的变换器中，变成平均等效电路。图3是图1线性输出PWM开关模式的等效图[6]。在这个图中，整流桥被认为是一个电压源，所有

8、开关器件都由电阻R来表示,电阻R是开关处于导通状态时的平均等效电阻。为了便于分析，一些无源器件的寄生电阻等参数被忽略。在开