现代电力电子

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1、电流双向DC-DC变换器设计设计要求和技术指标l主电路采用DC-DC的结构形式l整机额定功率：2kWl输入端为直流蓄电池组（+60V上下可允许范围内波动）l输出端电压保持恒定为+100V一、设计的整体原理和设计方案1、设计的整体原理本设计的实质是间接直流变换电路。间接直流变流电路，也称直-交-直换流电路，它是目前直流变换的主要形式，该方式通过DC-AC和AC-DC两次电能转换，效率较低，但输出波形较好。间接直流变换电路是通过控制功率开关器件的通断，将直流转换为一定频率的交流，再将一定频率的交流转换为一定幅度的直流。直

2、流变换电路一般由逆变电路、交流中间电路、整流电路、滤波电路、控制回路五大部分组成，其结构图如1图所示。图1间接直流变换电路结构图2、设计方案如图2所示，8主电路由两开关管Q1和Q2，两二极管D1和D2构成。Q1和Q2为PWM工作方式，互补导通，有死区时间。变换器输出与输入电压间的关系为V2／V1=Dy／(1-Dy),式中，Dy为Q2的占空比。当Dy>0.5时，能量从V1向V2传送；当Dy<0.5时，能量从V2向V1传送。当能量从V1向V2传送时，通过Q1的通断，将能量传送到L1，通过D2传送到L2，最终传送给V2；反

3、之，亦然。图2主电路结构二、电路的设计1.电力电子器件的选择1.1二极管的选择当Q1截止时，二极管D1所承受的反向电压最大值为60V；当能量从V2向V1传送时，二极管D2所承受的反向电压最大值为100V，流过D1的平均电流为I1=2000/60=33.3(A)；当能量从V1流向V2时，通过二极管D2的平均电流为I2=2000/100=20(A)，电流、电压都取2倍的裕量。1.2交流中间回路中电感和电容本设计中功率开关管开关频率为50KHz，所以T=1/=，由式V2/V1=D/(1-D)(1)得D=0.625。再由式，

4、计算出电感L1的值。令，得L1=,取电感L1=0.01Mh。8电容的选择考虑到输出电压波纹最大不能超过1%，本设计取输出波纹电压值为0.1V，则由式，可得电容C1=2500uF，选3000uF。1.3IGBT参数的确定（1）IGBT额定电压的确定在DC/DC变换电路中，IGBT所承受的最大正向电压为E=100V,则可以选IGBT的耐压值为V=2E=200V。（2）IGBT的额定电流的确定该电路的输出功率为2KW。输出电压的有效值V2为100V，设电流有效值为，则IGBT的有效电流值为=2000/100=20（A），I

5、GBT的额定电流应高于，且且向上靠拢电流等级，取电流额定电压为30A。1.4滤波器的设计LC滤波器的设计，电路结构图如下：图3LC滤波电路图低通滤波器设计时，一般使截止频率f远远小于开关频率，即可达到滤波效果，其中，，一般情况下，使f<10～100。具体倍数视情况而定，需要满足一下三个条件：(1)抑制最低谐波(2)8(1)由以上条件可以选择电感、电容的参数为：L=6Mh,C=20uF。2DC/DC变换器控制单元和辅助单元电路设计Zeta-Sepic电路是DC/DC变换器的核心组件，车载DC/DC变换器除此外还包括控制

6、单元和辅助单元电路，其性能直接影响Zeta-Sepic电路的工作质量和整车控制器的准确运行。控制单元与辅助单元电路同Zeta-Sepic一同构成DC/DC变换器的总体硬件电路。其系统结构图如图4所示。 2.1控制单元控制单元选用单片机MC9S12D64，它延续了飞思卡尔半导体在车用微控制器领域的优良传统，是以速度更快的S12内核（StarCore）为核心的单片机MC9S12系列的成员，管脚兼容，存储器可以得到升级。并且片内有多种外围设备可供选择。MC9S12D64共有8种工作模式，模式的设定通过复位期间采集BKGD、

7、MODB、MODA三个引脚的状态来实现。增强了应用的可选择性。控制单元通过CAN通讯网络接受整车控制器的指令，按照协议翻译指令对燃料电池电堆提取相应的功率，并将通过传感器检测到的DC/DC变换器的高低端的电流电压值按照协议上传CAN通讯网络。同时读取温度传感器的值，根据要求适时的启动散热风扇。2.2CAN通讯硬件接口电路做为电动车的DC/DC变换模块，须参与整车的通讯和控制，通过接受整车控制信号指令做出相应的动作，对燃料电池提取功率。CAN通讯接口硬件设计如图8所示，其中82C250是CAN控制器和物理总线间的接口，

8、它和CAN控制器之间采用光隔P113以提高系统的抗干扰能力。    8  图5CAN通讯接口硬件电路设计2.3DC/DC变换器低端高端电压电流测量对DC/DC变换器的高端低端电压电流进行采样，作为控制DC/DC变换器功率的回馈参考数据，并上传CAN网络做为整车控制的重要参考数据。高端和低端的电流采样用传感器WBV151S07,为电压隔离传感器，