开关电源辅助绕组的设计与仿真

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1、开关电源辅助绕组的设计与仿真UT斯达康宽带事业部研发中心陈山Abstract采用辅助绕组供电方式是开关电源低功耗，低成本设计的首选方法。本文对开关电源的两种典型辅助绕组供电方式进行了分析，总结了各自的优缺点。同时针对辅助绕组设计中易出现的问题给出了解决方法。Keywords:开关电源，辅助绕组，低功耗，环路速度1.概述在采用PWM芯片的开关电源中，控制芯片电路的供电通常有两种方案。第一种是采用串联稳压从输入直流电压降压得到控制芯片的工作电压。这种方法的优点是电路简单，易实现，但有一个非常大的缺点：功耗过大。举例来说，如输入电压为-60V，芯片自身静态工作电流15mA，输

2、出电流30mA（包括MOS管驱动电流及其它外围器件耗电），则芯片总电流需求为45mA。假设芯片供电电压12V，则串联稳压电路上的功耗为PW=−(6012)*(3015)+=2.16(1)d在无风状态下要散发这么大的热量，串联稳压电路需要采用额定功率总和至少5W的器件，且要在电阻、三极管等器件之间做好功率分配。此外，无风状态下5W的器件占PCB面积2至少要2cm（若功率密度过高则必须风冷）。在电子产品对低功耗，高密度的要求越来越高的今天，串联降压显然不是令人满意的解决方案。第二种供电方案是采用辅助绕组从主变压器上取电，整流后供给芯片控制电路。这种方法因为辅助绕组的输出电压

3、可根据开关电源控制芯片的实际需要调节到一个较低的值，免除了串联稳压的大部分压降，所以功耗要小得多。辅助绕组供电方案可根据辅助绕组的接法不同而分为正激辅助绕组和反激辅助绕组。下面对这两种辅助绕组供电方案分别进行分析。2.正激辅助绕组供电方案Fig.1给出了一个简化的采用UC3843作为控制器的反激开关电源原理图。其中Lp为初级绕组，Ls为次级绕组，Lvcc为辅助绕组。图中Lvcc为正激接法，即在MOS管M1导通时输出。因为是正激接法，所以辅助绕组作为原边L1的副边，在ton期间对原边起到一个负载的作用。其等效电路如Fig.2中虚线框所示：图中，Llea：漏感Rcu：初级绕

4、组电阻Rfe：励磁损耗Lmag：初级磁化电感Rref_vcc：辅助绕组输出功率反射至原边阻抗根据变压器的原理可得，NVVcciV=(2)VccNp要评估辅助绕组拓扑的优劣，一个主要指标是ΔVVcc

5、Vi，即VVcc在Vi变化范围内的波动程度。VVcc的波动最低点电压必须大于控制芯片的最小工作电压，最高点则不能超过芯片允许的最高电压。在满足这两个条件的基础上，VVcc的平均值应当尽可能地低以降低功耗。设该反激电源输出为75V18W，T1初级绕组17匝，电感量50uH，次级绕组51匝，电感量450uH，输出额定功率时工作于CCM方式。我们来计算此条件下对应Vimin和Vim

6、ax的辅助Fig.1反激开关电源原理示意图（辅助绕组正激接法）Fig.2正激接法辅助绕组ton时等效电路绕组输出电压的峰值VVcc2和谷值VVcc1。计算思路如下：首先根据Vimin算出辅助绕组需要的最小匝数。然后根据确定的辅助绕组匝数算出对应Vimax的辅助绕组输出电压峰值VVcc2，并据此算出控制芯片的最大功耗。2.1确定辅助绕组匝数通常辅助绕组采用半波整流，其波形图如Fig.3所示。Fig.3半波整流波形图ΔV计算过程如下：取VVcc的有效值为12V，芯片自身静态工作电流和输出电流分别为15mA和30mA，则VVcc的取用功率为PVII=*(+=)12*(15(3

7、)30(3))0.54e−+−=eW(3)VccVccQo-3注：15e(-3)表示15x10，下同。当C1采用1uF电容时，2PT2*0.54*2.5(6)e−VccΔ=VV==0.52(4)Ce10(7)−因为要在Vimin时使辅助绕组输出电压谷值VVcc1大于UC3843的最低供电电压8.4V，再加上1V的margin，所以图中的VVcc1必须大于等于9.4V。取半波整流二极管的压降为0.7V，则辅助绕组在输入电压为最低值Vimin（36V）时的交流有效值近似为VVV=Δ/2++0.7=10.36V(5)VccVcc1据此求得辅助绕组的匝数为VNVccp10.36

8、*17N===4.89(6)VccV36imin根据以上计算，取NVcc为5匝时，可保证在Vimin时辅助绕组仍能输出足够高的电压供给控制芯片工作。2.2确定最高输入电压（60V）时的PVcc电流型反激拓扑输入为Vimax时，在ton期间加在变压器初级绕组两端的电压升高，但因为是电流型控制方式，初级电流峰值Ip2保持不变。根据能量守恒原理，输出功率不变时每周12期的能量转换LIppΔ不变，即初级电流谷值Ip1也保持不变，如Fig.4所示。2Fig.4电流型反激拓扑初级电流将2.1中解得的辅助绕组匝数代入(2)，得输入为Vimax时的辅助绕