GPS信号捕获、跟踪算法研究

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电子科技大学硕士学位论文GPS信号捕获、跟踪算法研究姓名：雷蕾申请学位级别：硕士专业：通信与信息系统指导教师：彭启琮20100501 摘要近年来，GPS(全球卫星定位系统)已经不仅仅应用于军事，测绘，船舶航空等专业领域，也开始进入人民大众的日常生活。不同的使用环境中，对GPS接收机性能的要求也存在差异。总的来说，只有定位精确，使用方便，低成本的产品才能在民用市场中立足，所以越来越多的人开始GPS接收机的相关研究。GPS接收机中包含RF前端、信号捕获、信号跟踪、比特同步、子帧同步和导航解算等模块。在GPS接收相关技术中，GPS基带信号的捕获与跟踪均为其核心技术。信号捕获和跟踪技术的速度、灵敏度直接决定了GPS接收机的性能。日益复杂的城市环境使GPS信号衰减严重，为了保证GPS接收机能处理微弱的信号，必须研究更加简单高效的信号捕获和跟踪技术。本文从GPS信号的仿真实现开始，对GPS信号的捕获和跟踪等各个阶段的各类现有算法进行了深入的分析评估。在GPS信号的产生阶段，使用了基于NCO设计与查表法两种GPS信号产生算法，并且以此作为参考，展开捕获跟踪各算法的研究。在GPS信号的捕获阶段，分别介绍并且仿真实现了现有的主流捕获算法，包括两种时域捕获算法和一种频域捕获算法。对其进行性能比较评估后，提出了～种新的相干与非相干积分相结合的适用于微弱信号的捕获算法。在GPS信号的跟踪阶段，同样对现有的算法进行了讨论分析，并且提出了一种适用于高速状态下的跟踪算法。本文所提出算法均进行了实际性能仿真，仿真结果表明，相干／非相干积分结合捕获算法与现有算法相比，捕获灵敏度能提高lOdB以上，能捕获到33dB甚至更低的信号。锁相环和锁频环结合跟踪算法在109的加速度下仍然能跟踪到信号。关键词：GPS信号仿真，捕获，跟踪，相干／非相干，PLL／FLL ABSTRACTAlthoughoriginallydevelopedforthemilitary,theGPS(GlobalPositioningSystem)hasproveninvaluableforamultitudeofcivilianapplications．EachapplicationdemandsspecificperformancefromtheGPSreceiver,andtheassociatedrequirementsoftenvarywidely．Thepursuitofmarket-admittedGPSreceiverswithhighpreciseandlow—costmakemorepeopledoresearchonGPSreceivers．ThereceiverisconsistedofRFfront-end，signalacquisition，signaltracking，bitsynchronization，sub—framesynchronizationandthenavigationsolutionmodules．SignalacquisitionandtrackingiscriticalforaGPSreceiver,formeirspeedandsensitivitydecidethereceiverperformance．SincetheabilityoftheGPSreceivertoworkunderweaksignalandvariousdynamicconditionsisrequirednowadays，signalacquisitionandtrackingalgorithmshouldbemodifiedforhidersensitivityandlesscomplicated．Thepaperisorganizedasfollows．First,GPSsignalsimulation．GPSsignalissimulatedbyNCObasedalgorithmandlook一印tablemethod，whichCanbeusedinalgorithmverification．Second，signalacquisition．Anewacquisitionalgorithmwithhighsensitivitybasedonthecombinationofcoherentandnon—coherentintegrationisproposed．Thisisfollowedbyadescriptionofthreeotheralgorithms．Finally,afteranalyzingthegeneraltrackingmethod，anewmethodbasedonPLL／FLLisintroduced．AllalgorithmsaredemonstratedusingsimulatedGPSsignalsandrealGPSsignals．Theresultshaveshownthecoherent／non-coherentintegrationacquisitionalgorithmsabilitytoreliablyworkwim3dB／Hzsignals．thePLL／FLLtrackingalgorithmsabilitytoreliablyworkwithaccelerationOVer109．Keywords：GPSsignalsimulation，acquisition，tracking，coherent／non—coherentintegration．PLL／FLLII 图目录图1一l图2。1图2．2图2—3图24图2．5图2．6图2．7图2．8图2．9图2．10图2．11图2—12图3—1图3．2图3．3图3-4图3．5图3-6图3．7图3—8图4—1图4—2图4．3图4．4图4—5图4—6GPS系统的组成⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．1DSSS调制过程⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．8GPS信号结构图⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯。8C／A码产生器⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯9斜卫星C／A码的自相关⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯1O钟卫星与19#卫星C／A码的互相关⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯。11GPS接收机结构⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．13捕获二维搜索流程图⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯14基本解调过程⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．16基本锁相环⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯16码跟踪环路(DLL)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯17载波跟踪环路⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．18二阶数字环路滤波器⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．20数控振荡器(NCO)框图⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．23载波NCO相位状态⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯：⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯24SIN信号量化过程⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．25NCO复现SIN信号⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯～26NCO仿真生成C／A码流程图⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯。28仿真生成GPS数据的时域图⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯30仿真生成GPS数据的频谱图⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯30加入噪声后的仿真数据⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．3lC／A码的捕获与频率分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯33通过本地产生的C／A和射频码进行捕获⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯35相干积分增益⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯40非相干积分增益⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．41C／A码移位图示(左移)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯45输入数据移位图示⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．45V 图目录图4．7图4．8图4．9图4—10图4—11图4．12图4．13图4．14图4．15图5．1图5．2图5．3图5-4图5．5图5-6图5．7图5．8图5-9图5．10图5—11图5．12图5—13图5．148撑卫星输入数据与C／A码对齐(输入数据移位)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯468≠≠卫星输入数据与C／A码对齐(本地码移位)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯46仿真数据可视卫星捕获结果⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．47仿真数据不可视卫星捕获结果⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．48一个周期的相关值(最大相关值所在频点)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．48真实数据捕获(1号卫星)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯一50真实数据捕获(26号卫星)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯50真实数据捕获(31号卫星)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯51不同相干积分和非相干积分组合的捕获结果⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．52码和载波跟踪环路⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯55交叉积自动频率控制环⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯57FLL／PLL结合工作流程⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．58一阶锁频环辅助二阶锁相环⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯59导航数据输出(多普勒为700Hz)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．60载波跟踪环路输出⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯。60码跟踪环路输出⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．61真实GPS信号跟踪结果(1号卫星)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯62真实GPS信号跟踪结果(14号卫星)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．63真实GPS信号跟踪结果(26号卫星)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯63常规跟踪方法导航数据输出(加速度109)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．65常规跟踪方法多普勒频率变化(加速度109)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．65FLL／PLL结合跟踪方法导航数据输出(加速度109)⋯⋯⋯⋯⋯．66FLL腰LL结合跟踪方法多普勒频率变化(加速度109)⋯⋯⋯⋯．66vI 表目录表2一lC／A码的互相关特性⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．11表2—2常用码环鉴相器⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯17表2．3常用载波环鉴相器⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯19表3．1载波NCO相位和幅度映射(SIN)⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯25表4—1不同带宽的输入功率和S／N⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．39表4-2相干／非相干积分参数组合⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯42表4．3不同方法捕获得到的C／A码初始相位⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯45表4-4真实GPS信号中包含卫星号和信噪比⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯49表5．1C／A码初始相位的使用⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯54表5．2常用载波环鉴相器⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯一56表5．3真实GPS数据的捕获结果⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯61VIl 缩略词表GPSSPSPPSADCFFTIFFTNC0TUMHOWUTCPRNDSSSCDMAMLSDLLPLLFLLDFTI强AFCGlobalPositioningSystemStandardPositioningServicePrecisePositioningServiceAnalogDigitalConverterFastFourierTransformationInverseFastFourierTransforillNumericalControllcdOscillatorTelemetryWordHandoverWbrdCoordinatedUniversalTimePseudo-randomNoiseDirect-sequencespreadspectrumCodeDivisionMultipleAccessMaximumLengthSequenceDelay—lockedLoopPhaseLockedloopFrequencyLockedLoopDiscreteFourierTransfo强RadioFrequencyAutomaticFrequencyControlVIII全球定位系统标准定位服务精密定位服务模／数转换器快速傅立叶变换快速傅里叶反变换数控振荡器遥感信号字交接字协调世界时伪随机噪声直接序列扩频码分多址最大长度序列延迟锁相环锁相环锁频环离散傅里叶变换射频自动频率控制 独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。签名：．．盘盘日期：≯l口年6月毕日论文使用授权本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。(保密的学位论文在解密后应遵守此规定)签名．雷借导师签名：日期：例I 第一章绪论1．1GPS概述GPSilJ(GlobalPositioningSystem，全球定位系统)是满足现今各方面需求的新一代精密卫星定位系统。通过适当接收设备，全球范围内的用户都能获得GPS系统提供的精确、连续的三维位置和速度信息。全球定位系统的很多特点，如全球性、全天候、高精度等，都是许多其他定位系统如陆基定位导航系统、惯性导航系统等所不具备的。这些特点使得全球定位系统，也称卫星定位导航系统在军事领域被广泛地应用。1．1．1GPS系统的组成GPS系统由三大部分组成【2】，包括空间星座部分、地面监控部分和用户设备部分。GPS系统的组成如图1．1所示。空间星座部分：24颗卫星提供星历和时间信息发射伪距和载波信息提供其他辅助信息用户部分：接收并观测卫星信号记录和处理数据提供导航定位信息地面控制部分：中心控制系统实现时间同步跟踪卫星进行定轨·图卜1GPS系统的组成空间星座部分的24颗卫星分布在6个轨道平面上，每个平面上4颗，用于发射各种定位所需的信息。地面控制部分分布在全世界，形成一个地面控制／监视网。随时监测卫星的健康状态，并向卫星上加载导航数据和其他数据。用户部分负责接收GPS数据，对其进行处理，最终获得导航定位信息。为了得到用户的位置，一般需要接收到4颗卫星的信息来解算。但如果接收 电子科技大学硕士学位论文机时钟已经和卫星时钟同步，便只需要3颗卫星的距离值。1．1．2GPS的应用发展GPS提供两种服务：标准定位服务(SPS)和精密定位服务(PPS)。前者是民用的，而后者是为美国核准的军方用户和选定的政府部门用户服务的。由于GPS定位系统最初是为军方设计的，出于安全性考虑，限制了非特定用户的GPS定位精度。在GPS系统中，使用了不同的编码方式来区分不同的定位精度。标准定位服务(SPS)通过已公开的粗／捕获码(C／A码)来解调卫星发送的导航数据，其单点定位精度约为20~40m【31。精密定位服务(PPS)通过加密码(W码)和精密(P码)解调卫星导航数据来进行定位，此种方式单点定位精度可以达到2~4m。但是非特许用户是无法获得W码和P码的。GPS于20世纪80年代末引入中国，目前主要应用于大地测量(测绘、勘探)、海上渔业和车辆定位监控等领域【3】。在全球GPS应用领域中，车辆导航占据了最大比重，目前约为总数的40％。我国现在拥有世界上最大潜力的卫星导航应用市场。我国的卫星导航市场在近十多年间不断发展壮大，逐步形成了批量化用户群体，已进入高速发展的时期。完全可以相信，卫星导航定位这个新兴的产业将带来巨大的经济，军事、科技效益，成为新的经济增长点。出于军事方面和市场方面的综合考虑，世界其他国家也在积极研究自己的定位系统。在将来的几年中，将出现美国的GPS系统，俄罗斯的Glonass定位系统，欧洲的伽利略系统和中国的北斗区域定位系统共存的局面。1．1．3软件接收机简介软件无线电【4】【51(SoftwareDefinedradio)的概念是由JeoMitola在92年首次提出的。软件无线电的思想是接收机在尽可能接近天线的地方将输入信号转换为数字信号，然后就可以通过数字信号处理来得到必要的信息。它是随着高速数字信号处理技术的迅速发展而发展起来的。软件无线电在一个通用的硬件平台上，通过软件编程实现各种功能。使用软件无线电后，要改变系统功能时只需要将软件做一定的调整即可，不需要重新设计系统，尤其是硬件系统。软件无线电具有极大的灵活性和适应性。传统的GPS接收机将所有功能均通过ASIC芯片实现。虽然如今ASIC芯片可以做到速度高体积小，但是一旦产品设计成型便无法修改，如果采用新的算法则2 第一章绪论必须重新设计。这样使得评估算法的性能变得困难而且成本很高。采用基于软件无线电概念的GPS软件接收机能很好的解决上述问题。在GPS软件接收机中，在靠近天线的地方就通过模／数转换器(ADC)将输入信号量化，然后用数字的方法处理。GPS软件接收机具有以下优点：主要信号处理通过软件方法实现，便于评估新的算法；硬件较少，升级时无需大量硬件更新，开发周期短；在不改变硬件设计的情况下，能方便的开发新的算法。1．2国内外研究现状卫星导航定位技术因为其在军事领域的重要应用，如今已成为关系国家安全的重要战略资源；同时在民用领域也具有广阔的市场前景。越来越多的人开始GPS接收机的相关研究。GPS信号捕获、跟踪算法作为接收机中频信号处理的关键技术，也越来越受到重视。1．2．1GPS信号的捕获捕获的基本思想是对输入信号解扩，从而找出其载波频率。如果相位正确的C／A码与输入信号相乘，输入信号会变成一个连续波信号，此时就可以通过FFT操作找出频率。基本的捕获方法有传统捕获方法、快速傅里叶变换(FFT)方法和延迟相乘方法。传统捕获方法是由硬件实现的。FFT方法和传统捕获方法得到的结果相同，但是运算量要小。延时相乘方法比FFT方法的运行速度快，但性能要j．上．I--差一用、o当信号较弱时，通常通过相干积分和非相干积分两种方式来延长积分累加时间获得高的信号增益【6】。相干积分将相关结果直接累加，保留了相位信息。相干积分中，累加操作增加了信号功率，但同时抵消了噪声，从而提高了信噪比；但是相干积分时间受到了导航比特相位跳变和多普勒频域的限制。非相干积分累加技术可以解决信号相位翻转对积分时间的限制。非相干积分是对相干积分的结果平方后再进行二次累加，去除了相位信息，仅保留了幅度信息。但是非相干积分中的取模运算对信号和噪声同时进行了平方，增益累加效果不如相干积分。Psiaki提出一种块捕获方法用于微弱信号的捕获【7】。对信号进行相干积分累加，然后通过平方去除导航比特符号，再将平方后的数据累加。在捕获过程中要保证数据中不包含导航比特翻转。捕获过程中使用FFT和IFFT进行块操作，提高运算速度。该方法能捕获到信噪比为21dB／Hz的信号。3 电子科技大学硕士学位论文Shau．ShiunJan等人提出，将两路及以上多路C／A码结合用于GPS信号捕烈引。该方法改变了常规快速傅里叶变换的步骤，从而缩短了捕获时间。此外，多路C／A码捕获可以与其他方法组合来同时完成GPS信号的捕获。此方法能节省23％的捕获时间，更快速的捕获信号。Mohammad．H等提出利用伪码差分相干积分实现GPS信号捕获的方法【9】。差分相干是将当前时刻的相干累加值和前一时刻相干累加值的共轭相乘并求和。通过分析扩频序列全周期相关与部分周期相关的差分相干积分可知，该方法的增益改善可以达到5dB。同时与相干积分相比，差分处理使算法对导航比特的翻转不敏感，降低了对于相干累加时间长度的限制。另外，差分相干捕获算法中相邻样点的噪声共扼相乘，对噪声的放大相对较小，故性能优于非相干积分。1．2．2GPS信号的跟踪通常使用两种跟踪方法。(1)常规跟踪环法：用常规锁相环、锁频环跟踪，但是跟踪环是数字形式且跟踪用软件实现；(2)同步信号的块调制法：该方法只需要产生一次C／A码，对于软件接收机来说能节省计算时间，但是对噪声有些敏感，会损失灵敏度。唐斌等提出基于模糊逻辑控制器的智能GPS信号载波跟踪算法【l01。算法中使用了一种新的锁相环和锁频环结合方式，将两者的输出通过设计好的模糊逻辑控制器，得到最终的跟踪环路调整控制量。该智能跟踪算法，能够缩短跟踪时间，减少环路滤波器带宽，而且能消除周跳。对于存在70Hz频率跳变的信号，普通环路至少需要40Hz噪声带宽才能完成跟踪，而且锁定时间较长，并发生周跳；但使用该智能跟踪环路，则只需lOHz噪声带宽就能在25ms内锁定，而且无周跳。胡小平等通过提高环路滤波器的阶数，来设计适合高动态环境下使用的跟踪环路【n】。普通跟踪算法中，一般使用二阶环，二阶载波跟踪环路能满足低动态要求。三阶载波跟踪环路能满足加速度为109的高速环境要求。此外，载波环路也可以采用二阶锁相环和三阶锁相环相结合的方式。．MarkL．Psiaki，HeeJung提出基于扩展卡尔曼滤波技术的GPS信号跟踪算法【12】【13】。该算法中，根据码跟踪环相关值测量模型和载波环中载波相位动态模型建立扩展卡尔曼滤波器方程。结合扩展卡尔曼滤波与贝叶斯估计，实现GPS载波和码跟踪。但是，在信号自相关函数的三角波峰点只采用了拟合手段来避免EKF运算过程中雅可比方程的非连续性，这会导致信号跟踪的误差。4 第一章绪论1．3本文的研究内容以及组织结构本文的主要工作就是仿真实现现有GPS信号捕获、跟踪算法，评估各种算法的性能，提出适用于现今复杂环境下的新的捕获、跟踪算法。此外还仿真生成GPS信号，便于生成特定参数的信号，方便算法性能分析。本文结构如下：第二章介绍GPS信号、捕获和跟踪的基本理论。包括：GPS信号的结构、C／A码的特性、多普勒效应；GPS信号捕获原理；GPS信号跟踪原理和各跟踪环路设计。第三章介绍GPS信号的仿真实现的两种方法：基于NCO设计和查表法。第四章研究GPS信号捕获算法。仿真实现了三种现有捕获算法：两种基于时域相关的算法和循环相关捕获算法。提出新的的适用于微弱信号的捕获算法：相干与非相干积分相结合捕获算法。完成了各捕获算法的证明、仿真实验与结果分析。第五章研究GPS信号捕获算法。分析多普勒频移对传统GPS码跟踪、载波跟踪环路的影响。提出一种锁相环和锁频环结合的跟踪环路。最后验证和对比两种算法的跟踪性能。第六章结论与展望，总结全文工作并给出今后工作的方向。 电子科技大学硕士学位论文第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论GPS接收机接收到GPS信号后，就对其进行捕获和跟踪。了解GPS信号的结构、特性是GPS信号仿真和捕获、跟踪算法研究的基础。在本章中，2．1节首先介绍了GPS信号的结构，包括GPS信号的组成和C／A码的相关特性等。2．2节和2．3节分别对捕获、跟踪的基本原理进行了详细分析。2．1GPS信号简介2．1．1信号结构GPS信号由载波、导航数据电文和扩频码三部分组成【4】。下面分别介绍GPS信号的三大组成部分。(a)载波GPS卫星在主频率L1和次频率L2上发射导航信号。L1、L2的中心频率均与10．23MHz时钟频率有关，如式(2．1)所示。f1=1575．42MHz=154×10．23MHz。厂2：1226．6胞：120x10．23腑(2-1)m_)导航数据电文扩频码信号上都调制了50bps的导航数据电文f141。这些数据由地面控制站向卫星发送，再由卫星转发给地面用户，其中包含了卫星的各种运动参数以及卫星健康状况，为用户计算每一颗可见卫星的精确位置和每一个导航信号的传输时间提供了需要的信息。GPS接收电文数据为50Hz，每个导航数据位长度为20ms。30个数据位构成一个字，每个字长度为600ms。10个字构成一个子帧，每个子帧长度为6s。5个子帧构成页，每页长度为30s。·25页构成一个完整数据租，12．5min长，称为一个超帧。导航数据电文格式：每页分为5个子帧，每个子帧包含不同的信息，但是每个子帧300bit分成10个字，每个字30bit。每个子帧的前两个字均为遥感信号字6 第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论(TLM)和交接字(HOW)。每个字最后6bit均为奇偶校验码，通过一定的计算方法对30bit的字进行校验。子帧1包含星期数、用户测距精度、数据时钟的发布号、群的延迟差别估计、卫星时钟修正参数和卫星的健康状态；子帧2和子帧3包含卫星的星历数据，这些数据提供卫星的准确位置；子帧4和子帧5包含一些辅助数据，如GPS与UTC的时间差、用于修正由于电离层原因产生的测量误差的参数，以及1．24号卫星的历书数据。(c)扩频码在CDMA的多址方式中，多颗卫星能在同一载频上同时传送信号，此时需要设计一个不同的PRN(伪随机噪声)序列集合来区分不同的卫星。在GPS系统中，每颗卫星使用两个扩频码，即粗／捕获码(C／A码)和加密的精码(PⅣ)码)。两种扩频码提供不同的定位精度。C／A码码速率为1．023MHz，码长为1023个码片，周期为l毫秒，主瓣两个零值之间的频谱宽度为2．046MHz，2000年5月1日开始对全世界公开。第2．1．2节将详细介绍C／A码的相关特性。P(Y)码是加密码，仅供美国军方和政府使用。P(Y)由精码(P码)和加密码(W码)模-an得到：PoW=P(】，)(2-2)P码码速率为10．23MHz，周期为23017555．5秒，码长为2．35×104个码片【15】。虽然P码码长很长，要破译十分困难。但是美国军方还是担心一旦P码被破译，战争时敌方就会使用P码调整一个错误的导航信息，导致定位错误。为了解决这个问题，又特别引入加密码(w码)，增强了安全性。在民用领域，用户无法获得P码和W码，主要通过C／A码来解调信号从而完成定位。在C／A码解调信号过程中，由于伪随机码的互相关性很小，可以将P(Y)码当做噪声来处理。GPS信号由载波、导航数据电文(所有卫星共有)和扩频码(每一颗卫星对应一个独特的PRN序列)进行DSSS(直接序列扩频)调制【16】生成。DSSS调制过程如图2．1所示。所有卫星以CDMA(码分多址)的形式在相同的载波频率上发射信号。7 电子科技大学硕士学位论文载波波形×数据×扩频码UDSSS调制后波形图2-IDSSS调制过程目前，L1频率上有C／A码和P(Y)码信号，而L2频率上只有P(Y)码信号。GPS信号结构图如图2．2所示。基本频率而10．23Mliz二1nTJ”lV1r>!，5¨l嘲5_2唧zC／A码P码I．023Mllz10．23姗Z×20LL2P码1227．6IV正Iz10．23姗Z图2-2GPS信号结构图在L1的频率上C／A码和P(Y)码信号的相位相互正交，则发射的GPS信号表达式为：吒l(f)=AC(t)D(t)sin(2zft+#)+AP(t)D(t)cos(2zft+≯)(2—3)式中，讫。是频率L1上的信号，彳是信号幅度，C(f)表示C／A码，其频率为1．023MHz，D(t)表示导航数据，其频率为50Hz，彳是载波L1的频率，≯是初始相位。 第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论2．1．2C／A码相关特性GPS信号是淹没在噪声信号当中的。为了在强噪声中检测到弱的GPS信号，要求弱的GPS信号的自相关峰值必须比噪声信号的互相关峰值大。C／A码具有高自相关峰值和低互相关峰值，这一相关特性很好的解决了前面的问题。2．1-2．1C，A码的产生GPS系统中使用的C／A码信号属于伪随机噪声(PI淤，Pseudo-randomNoise)码系列。图2．3为C／A码产生器。图中G1和G2是两个最大长度为10的线性移位寄存器，均由1．023MHz的时钟驱动。在Gl生成器中，其输出为该移位寄存器的最大长度序列(MLS)输出。在G2生成器中，将移位寄存器某两个位的输出值经过模2加法器后得到最终G2的输出。卫星表示号(D)由G2产生器的两个输出位置来决定。最后，将G1和G2的输出经过模2加法器后产生C／A码。初始状态下，两个移位寄存器G1和G2的值是全部置为“1"。G2生成器图2-3C／A码产生器2．1．2．2自相关和互相关特性(a)C／A的自相关特性当C／A码对齐的时候，自相关值最大；但当C／A码间存在相对位移时，自相9 电子科技大学硕士学位论文关值几乎为零。这一特性可以方便的找出两C／A码完全对齐的情况。卫星尼的自相关特性如公式(2-4)所示。1022rkk(棚)=∑q(，b(，+聊)≈oforlml>_l(2-4)／=0．上式中，G为卫星尼的C／A码，m为相对位移。可以看出，只有当m=0，即两C／A码完全对齐时，才有较大的自相关值。(b)C／A的互相关特性各C／A码信号接近正交，所以C／A码几乎和其他C／A码不相关，互相关值几乎为零。对于卫星f和卫星k，其互相关特性如公式(2．5)所示。1022‰(m)=∑Cf(，k(1+m)≈o1=0(2—5)图2-4中给出了4jfi}卫星C／A码的自相关值。图2．5中给出了甜卫星和19#卫星的C／A码互相关特性。可以看出只有在C／A码完全对齐时，才有很大的相关值，而且不同C／A码之间的互相关值很小。划：撒罂皿图2-44#卫星C／^码的自相关10 第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论j粤牟K罢Ⅻ图2—54#卫星与19#卫星C／a码的互相关图24中自相关的峰值为‰。础=2“一1=1023(2—6)其中，n为移位寄存器的长度，在C／A码产生过程中，移位寄存器长度为10。剩下的自相关值满足：川≤2‘棚’72+1=65(2—7)图2—5中的各互相关峰值同样满足式(2—7)。此时得到互相关值及各值出现的概率如表2—1所示。表2—1C／A码的互相关特性互相关值值出现的概率．650．125码周期长度：1023．1O．75630．125可以看出，C／A的互相关取值只有一65，一1和63。这些值远小于自相关值1023。 电子科技大学硕士学位论文由此证明了C／A码具有高自相关峰值和低互相关峰值。2．1．3多普勒效应石：选(2．8)厶，：趣：—1575．42x—106x929≈4．9尼舷：：盈c：訾3xlOs以2勉(2．9)CjXlU。2．2GPS信号捕获基本理论在介绍GPS信号捕获理论之前，首先介绍GPS接收机的结构，如图2-6所示。GPS接收机由三部分组成【1rl：RF前端，基带信号处理和导航解算。随着软件接收机概念的普及，如今后面两部分均采用软件方式解决。本文中研究的GPS信号捕获和跟踪属于基带信号处理部分，其作用是：将RF前端转换得到的数字信号，使用软件方式进行处理，获得后续导航比特解算和确定用户位置所需要的各参数。信号捕获用来检测信号的存在，信号跟踪则用来进行信息解码。12 第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论I一一一一一一一一I岫冽II基带信号处理Il曰{牛子帧识别导航解算软件(基带信号处理、导航解算)图2-6GPS接收机结构2．2．1GPS信号捕获原理当捕获程序检测到GPS卫星信号存在后，必须得到两个重要参数，传送给跟踪程序使用。这两个参数为：C／A码周期的起始位置和信号的载波频率。所以GPS信号捕获就是在频率和C／A码方向上进行二维搜索得到粗略的载波频率和码相位的过程。接收到的GPS信号s是所有n颗可视卫星信号的集合，如式(2．10)所示：s(f)=s。(f)+s：(f)+⋯+s。(t)(2．10)当捕获卫星k时，输入信号J乘以本地产出的卫星k的C／A码。不同C／A码之间的互相关值几乎为零，经过上述步骤后，其他卫星的信号基本上被除去，只剩下卫星k的信号。但是考虑到只有C／A码完全对齐时，才会有大的相关值。为了避免卫星k的信号也被除去，需要保证本地产生的卫星k的C／A码具有正确的码相位。与本地生成的码信号相乘之后，接收到的信号还需要乘以一个本地生成的载波信号，来剥离GPS信号中的载波。为了有效剥离载波，必须保证本地生成的载波信号和GPS信号中的载波频率相同。前面提到，由于多普勒效应，真实的载波信号会在给定频率的+10kHz范围内变化，必须搜索这20kHz频率范围，从而得到准确的载波频率。捕获二维搜索的流程图如图2．7所示。先固定载波频率，检测最大积分值和与之对应的码相位：与捕获门限做比较，如果积分结果大于门限值则认为捕获成13 电子科技大学硕士学位论文功，如果积分结果没有达到门限值，则按照一定的步进值和变化方式调整载波，重新进行码相位搜索。最终得到符合条件的载波频率和码相位，完成GPS信号捕获。图2-7捕获二维搜索流程图2．2．2GPS信号捕获时的考虑2．2-2．1捕获时的最大数据长度捕获时使用的数据越长，信噪比越高。但是使用长数据，增加了计算复杂度，延长了捕获时间。所以在捕获信号的时候，需要选择合适的数据长度。但有两个因素限制着捕获时所用数据的长度：～个是捕获数据中是否含有导航比特相位跳变，另一个是C／A码的多普勒效应。如果导航数据有跳变的话，输出不为连续波，频谱会扩展，从而使捕获结果变差。所以要避免在捕获数据中出现导航比特跳变。捕获时可用的最长数据为14 第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论10ms，因为导航比特数据每20ms可能存在相位跳变，连续两组10ms数据中肯定只有一组存在相位跳变。为了保证捕获数据中不含有相位跳变，通常需要用两组连续的数据来捕获。而C／A码的多普勒效应对捕获数据长度的限制相对较小。一般来说，捕获时候选择的最长数据为10ms。2．2．2．2捕获时的频率步进捕获时要考虑的一个重要参数是捕获中剥离载波所需的本地产生信号的频率。前面提到过，需要搜索的多普勒频率范围是卜10k／-／z，+10k／-／z】，选择怎样的步进频率来覆盖这20kHz范围十分重要。当两个信号的偏差小于1个周期时，两者之间才存在相关。而根据自相关的特性，详见第2．1．2．2节，为了保证较大的自相关值，两个信号间偏差要小于O．5个周期。假设选择lms的数据进行捕获，若需要保持lms内的输入信号和本地信号之间最大频率偏差为O．5个周期，则频率步进应该选择lkHz。对于lkHz的信号，在lms内将变化一周，则输入信号与本地信号的间隔为半个周期，即500Hz。此时输入信号处于本地信号的两个相邻频点之间，从而保证输入信号与本地信号时刻存在相关。如果选择10ms的数据，则搜索频率步进应为100Hz。通常，频率步进是时间长度的倒数。在实际捕获时，如果强调捕获速度的话，数据长度需保持在最小值。但是不同的捕获方法中，会根据需要选择不同的数据长度，从而选择不同的频率步进。各种GPS信号捕获算法将在第四章详细介绍。2．3GPS信号跟踪基本理论GPS信号跟踪是根据捕获结果精确的跟踪输入信号，对输入信号进行解扩和解调，最终得到GPS导航数据用于后面的导航解算。整个过程如图2—8所示。 电子科技大学硕士学位论文输入信号导航数据图2—8基本解调过程在跟踪过程中，使用两个环路分别对载波频率和码相位进行更精确的同步。这两个跟踪环路是：用来跟踪C／A码的延迟锁相环(DLL)和用来跟踪载波频率的科斯塔斯环(CostasLoop)。两者本质上都是锁相环【l引(PLL)。首先介绍锁相环的基本原理。图2-9为一个基本锁相环。环路中，输入信号谚(f)和压控振荡器输出够(f)经过鉴相器后得到两者的相位差，相位差经过低通滤波器滤波后反馈到压控振荡器调整其频率。最终实现本地振荡器的频率和输入信号频率匹配。图2-9基本锁相环码跟踪环路(DLL)的目的是调整码环NCO使本地生成码与输入的C／A码对准；载波跟踪环路(科斯塔斯环)的目的是调整载波环NCO使本地载波相位与输入的载波相位对准。下面分别介绍跟踪环路的各个部分。2．3．1码跟踪环路码跟踪环路结构图如图2．10所示。图中E、P和L分别为本地码产生器产生16 第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论的超前、即时和滞后码。超前(E)码和滞后(L)码是将即时(P)码分别前移和后移1／2个C／A码片得到的。图2-10码跟踪环路(DLL)在码跟踪环路(DLL)中，主要包括超前、滞后码产生器，码环鉴相器和码环环路滤波器。输入的C／A码首先与超前和滞后码相关，产生的相关信号经积分清零后被送到码鉴相器。表2．2给出了一些常用的码环鉴相器算法。表2-2常用码环鉴相器17 电子科技大学硕士学位论文非相干超前减去滞后功率鉴相器。删--．=122哪)+醯(纠此算法运算量中等。当输入误差小于±0．5码片时，与超前减去滞后包络鉴相器有相同的性能。相干点积鉴相器。。(七)=虿1．【k(后)一么(帅k(露)此算法运算量小，能得到最精确的码相位。但只能在载波环相位锁定时使用。码环鉴相器输出的码相位偏差经过码环环路滤波器滤波后，调整码环NCO使本地生成码与输入的C／A码对准。2．3．2载波跟踪环路相比其它跟踪环路，科斯塔斯环(CostasLoop)对调制数据的180度相位偏转不敏感，这个能很好的解决GPS信号中导航比特相位跳变的影响。科斯塔斯环由载波环鉴别器、载波环路滤波器和数字压控振荡器组成，如图2．1l所示。I路的助图2-11载波跟踪环路载波环NCO首先基于捕获过程中得到的多普勒频率产生一个本地载波信号。 第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论输入的信号与本地载波相关后产生同相(I路)信号和正交(Q路)信号，然后经积分清零处理后生成k和鳓信号。，髂和鲰最后被送到载波环鉴相器。表2．3给出了一些常用的载波环(Costas环)鉴相器算法。表2．3常用载波环鉴相器鉴相器算法特性说明二象限反正切鉴相器。此算法运算量大，通常用查表法实现，矽(七)=aretan(Q咫(Ji})／，髂(Ji}))在高和低信噪比时效果均最佳，斜率与信号幅度无关。面向判决的科斯塔斯鉴相器。sin≯(k)=Qk(后)×Sign(Ies(七))此算法运算量小，在高信噪比时接近最佳，斜率与信号幅度成正比。经典的科斯塔斯模拟鉴相器。sin[2·矽(后)】=Qk(Ji})×，船(后)此算法运算量中等，在低信噪比时接近最佳，斜率与信号幅度的平方成正比。载波环鉴相器输出的载波相位偏差经载波环路滤波器滤波后，调整载波NCO使本地载波相位与输入的载波相位对准。当相位精确对准后，载波鉴相器输出为0，此时，正交(Q)支路输出的编信号最小，只包含噪声；同相(I)支路输出的k信号最大，即为GPS导航数据。2．3．3环路滤波器在锁相环中，都有一个环路滤波器。数字环路滤波器在环路中对信号噪声起抑制作用，环路滤波器的阶数和噪声的带宽决定了跟踪环路对信号的动态响应。在环路滤波器中，输出信号要与原始信号相减来产生误差信号，误差信号反馈到滤波器输入端，形成了一个闭环。GPS接收机中的常规锁相环通常是二阶的。因为二阶环路中，调频信号的稳态误差为零，表示能使鉴相器特征值回到零点，即跟踪到调频信号。锁相环的阶数由环路中滤波器阶数来决定。设计环路滤波器时，借助了模拟环路滤波器的知识，将模拟滤波器改为数字方式实现，从而得到跟踪过程中需要的数字环路滤波器。下面以二阶环路为例，说明数字环路滤波器的设计过程。19 电子科技大学硕士学位论文二阶模拟滤波器的传递函数为：F(s)：—sr2—+1s■(2—11)通过双线性变换，可以将数据从s域变换到z域，实现数据的离散。双线性变换如式(2—12)所示。s：；·蓦(2-12)S=一●————●f。1+z“式中，‘是采样间隔。将式(2—12)代入式(2—11)，环路滤波器变为：心，=警+高若令q=等p詈删(2-13、F(z)=cj+l—Cz2一。=羔生L铲(2一14)根据式(2．14)可以得到该环路滤波器的结构图，如图2—12所示。图2-12二阶数字环路滤波器下面计算环路滤波器的参数。图2-9所示的锁相环中，环路传递函数为： 第二章GPS信号与捕获、跟踪基本理论日(J)=雨koF丽(s)N(s)其中氏为鉴相器增益，N(s)为NCO传递函数(数字模型中，NCO代替)，V(s)为环路滤波器函数。NCO传递函数为：Ⅳ(s)=争(2—15)压控振荡器由(2—16)式中，岛为NCO增益。将二阶环路滤波器函数和NCO函数，式(2·11)和式(2—16)代入式(2．15)，得到：其中，噱为固有频率，进行双线性变换后有：H(s)=再2昏丽co．s+co=．且q=浮；(2—17)f为阻尼系数，且f=_03nrl"2。将上式噼高篇篇器掣糕烈杀㈣8，对于数字化后的环路，同样有锁相环传递函数为：砟)=端此时，环路滤波器函数如式(2—14)所示，NCO传递函数为：Ⅳ(z)=河k,z-'将式(2—14)和式(2—20)代入式(2-19)有：(2—19)(2-20)嘶)=雨擀券簪渐仁2·，令式(2—18)和式(2-21)相等，则可计算得到：21 电子科技大学硕士学位论文Cl：霄1·_≯‰1‰包4+4f奴‘+(％‘)2G音老‰Q。22’2‰岛4+4彳酰‘+(q‘)2锁相环中常用的参数除了固有频率co．和阻尼系数f之外，宽吃：E=孙+寿)还有环路的噪声带(2-23)在实际信号跟踪过程中，要根据实际情况选择不同的跟踪方法，有时也会用到三阶甚至更高阶的环路滤波器。思路同样是将模拟滤波器转化为数字形式使用。 第三章GPS信号的仿真实现仿真实现GPS信号，可以得到特定参数的信号，方便捕获、跟踪算法性能分析。首先根据前一章中介绍的GPS信号结构生成相关数据，然后加入噪声，再经过量化后就得到仿真实现的GPS信号。为了避免多普勒频移的影响，本文中提出基于NCO设计的方法和查表法来产生仿真数据。在本章中，3．1节介绍数字频率合成，即NCO的相关概念。3．2节和3．3节详细说明基于NCO设计产生仿真数据和查表法产生仿真数据的实现步骤。3．4节给出了数据的仿真结果和结论。3．1数字频率合成在GPS信号仿真实现、捕获和跟踪各个过程中都使用了数字控制振荡器【1】(NCO)，用于本地码和本地载波信号的精确产生。本节中将详细介绍NCO复现C／A码和载波的原理。图3—1中给出了NCO的结构框图。l一一一一一一一一一一一一一一一一I本地复现C?爝图3-1数控振荡器(NC0)框图图3．1所示的NCO中，保持寄存器的长度为Ⅳ，对应的计数长度为2N。NCO现复波地载本、●●L、_●jSN∞鲫N●■．--●■--_●■-_一●■i●■I 电子科技大学硕士学位论文的工作原理是：在时钟Z的驱动下，不断累加频率控制字few，并将累加值存于保存寄存器中。当累加值溢出后，进位端便给出脉冲，其频率即为NCO输出频率Z，其值为fo=，xfew／2Ⅳ。只要改变频率控制字few的值，就可以控制NCO的输出频率。输出频率变化的最小步进即为频率分辨率，Ⅳ=Z／2Ⅳ。由此可以看出，累加器比特数Ⅳ越大，Af越小，即相位调节越精确。每次累加运算代表一个采样点。经过COS映射、SIN映射和C／A码映射后得到相应的复现载波和复现码。下面以载波(SIN)的生成为例来说明数字控制振荡器的应用。SIN载波NCO中的各参数选择如下：(1)采样频率：Z=16．3676MHz(2)累加器比特数：N=32(3)需要的输出频率：fo=4．1304MHz载波NCO每溢出一次，完成一个复现载波周期。由于一个周期内载波相位变化范围为0～2n-，此时频率控制字也可以写为：加=参×2肛器16367610×2肛0．5047万(2-24)。f．×6、7载波NCO的相位状态变化如图3-2所示。图中，‘，乞⋯为各采样点时刻。通过NCO控制每个采样点时刻的相位值，保证相位值的连续性。溢出3量n"／2F．，——广r-．_J警．一t，，卜．图3-2载波NC0相位状态接下来确定载波NCO中，相位和幅度的映射关系。假定使用2比特量化，则共有2：：4个量化电平：±l，±3。为使NCO的实现更简便，本文中采用了如图3—3所示的SIN信号量化方式。表3．1中给出了具体的相位和幅度映射关系(SIN)。24 第三章GPS信号的仿真实现JL一+3厂。。、＼JL／／‘＼+l＼刀3叫22re。1rJL0刀／72f／一一l＼．1r-3＼。．。／图3-3SIN信号量化过程表3-1载波NCO相位和幅度映射(SIN)相位幅度．1U～一万+1413一冗一一冗+343一冗一冗+l45冗一一7c-1457一石一一万．347^一霞一己冗．14综上所述，使用载波NCO得出每个采样点时刻的相位值，然后查表3．1，得出对应时刻的SIN信号幅度值，从而复现载波。生成的复现SIN信号如图3—4所示。 电子科技大学硕士学位论文蜊磐图3-4NCO复现SIN信号使用码NCO每溢出一次，复现一个码元，溢出1023次即完成一个复现C／A码周期。3．2基于NCO设计的GPS仿真数据产生方法Ll频率上发射的GPS信号如式(2—3)所示。由于的伪随机码的弱互相关性，P码对接收机中信号处理影响很小，可以当做噪声来处理。不考虑P码，则GPS基带处理模块的接收信号可以表示为：x(t)=Ac(t)D(t)sin[2n'(f。+厶)f+矽】(3-1)其中，彳表示信号幅度，c(f)表示C／A码，其频率为1．023MHz，D(t)表示导航数据，其频率为50Hz，Z表示输入信号的载频，具体的值由射频处理部分决定，乃为多普勒频移，其范围通常在卜10kHz，+10kHz]之间变化。设ADC的采样频率为Z，则采样后所得的离散序列为： 第三章GPS信号的仿真实现缸，1]=x(f)L，=彳c(咒巧)D(，l互)sin【2万(Z+五)玎乃+纠叫忡】Sin[2石半州】。也’其中，霉=1／f为采样间隔。经过ADC采样后，由于Z和乃可变，使得每个C／A码周期和载波周期的采样点数都不固定。利用NCO可以很好的解决这个问题。每次需要产生一个周期数据时可以先用NCO累加至溢出一次，计算出当前频率下的采样点数即可。码NCO中的各参数选择如下：(1)采样频率：Z=16．3676MHz’(2)累加器比特数：N=32(3)需要的输出频率：．to=1．023005MHz为了得到该输出频率，需要使用的频率控制字为：few=Zf_ox2Ⅳ=1116器36760×232=。x1。o。1Pc。(3．3)，=．×lo、⋯设初始累加值为sum—few=0，每次循环计算sum—few=sum一细+few，计算一次表示一个采样点，若sum一知>232则溢出。溢出一次就相当于满了1个码片(chip)，满1023个chip就是lms，这样就可以每次通过循环得出lms的点数了。该仿真生成C／A码的流程图如图3．5所示。图中产生lms·的本地C／A码。下一毫秒的初始累加值就不为零，而是上一毫秒末的sum—few的值。载波NCO的生成采用上节介绍的方法即可。27 电子科技大学硕士学位论文图3-5NC0仿真生成C／A码流程图3．3基于查表法的GPS仿真数据产生方法GPS基带模块的信号经过ADC采样后为：删刊咖川sin陬半州】其中，彳表示信号幅度，tin]和Din】为采样后的C／A码和导航数据，(3-4)Z表示输入信号的载频，五为多普勒频移，Z为采样频率。由于采样前的C／A码c(t)和导航数据D(t)本来就是离散的序列，且各个C／A 第三章GPS信号的仿真实现码片和导航数据比特位的长度和霉=1／Z往往不是整数关系，因此需要进行查表，以决定4n]和D[n]到底属于哪个C／A码片和导航数据比特位。具体的步骤如下：第一步，根据卫星号设定C／A码产生器的抽头，生成1023位长的C／A码序列{c[咒】}={do】，c啪，c[2】'．．·，c[咒】，⋯，c[1022]}，c[n】-±1。该序列循环使用，在第一个循环中，c[O】有效的时间间隔为(0，正)，c[1]的有效时间间隔为(互，2正)，e[n]的有效时间间隔为((玎一1)瓦，以Z)，其中，互=1／(1．023MHz)为每个C／A码片的有效时间间隔。第二步，同理产生导航比特序列{D【，z]}={D[o】，D[1】，D[21，⋯}，Din】_±1，每个D[n】的有效时间间隔为(0—1)乃，，z％)，其中乃=1／(50Hz)为每个导航比特位的有效时间间隔。第三步，利用设定的Z、六和Z参数根据式(3一1)产生正弦信号。第四步，确定该采样点数据的极性。第11个采样点对应的绝对采样时间为乙=nr,，进行如下计算：谢一c=⋯¨t"／l,id—D=⋯㈥(3—5)其中，函数truncO表示以“截断’’的方式对输入数据进行取整(非“四舍五入"的方法)，例如：trunc(2．3)和trunc(2．8)的结果均为2。然后，再对id—C进行取模运算，即idc=idc％1023(3—6)最后，利用id—c和埘一D的值对C／A码和导航数据进行查表，彳导至lJc[id—c]和D[id—D】。该采样点最终数据为Axc[id—c]xD[id—D]xsin[2rc(f。+fa)nlf,+≯】。3．4仿真结果图3-6和图3．7分别为仿真生成GPS数据的时域和频域图。可以看到信号中心频率在4．1304MHz处，且因为C／A码是1．023MHz的二相调制，所以主瓣频谱宽度为2．046MHz，大约90％的信号功率集中在这2．046MHz带宽内。29 电子科技大学硕±学位论文：2．5型善：加尘仿真信号时域圈。掷删6咖采嚣数彻01舢伸00㈣00x104图36仿真生成GPS数据的时域图仿真信号频域图024681012141618采样点＆x10s图3—7仿真生成GP5数据的频谱圈一 第j§GPS信号的仿真宴现上述数据根据需要加入特定信噪比的噪声，然后经过AD量化就得到最终的仿真GPS信号。一般jJii．h．高斯白噪声并进行2bit量化。加入噪声后信号的时域图如图3-8所示。对比图3-6中信号的幅度，可以看出产生的GPS数据被完全淹没在噪声中。加八噪声后的仿真数据60r————————r————————r————————r—————————————————r————————1————————————————一啪}—1矗—百而—百南—百而—币拓r弋盎F可面i—唰。采样点数目3-8加入噪声后的仿真数据 电子科技大学硕士学位论文第四章GPS信号捕获算法GPS信号捕获的算法很多，在本章中对几种传统的GPS信号捕获算法给出介绍和证明。同时，本文中给出一种相干／-=t11相干积分结合的方法来进行GPS信号捕获，能有效的提高捕获灵敏度。在本章中，4．1节介绍了两种基于时域相关的GPS信号捕获算法，包括传统的捕获算法和通过DFT实现的捕获算法，而且分别给出了证明。4．2节介绍了一种在频域实现的循环相关捕获算法。4．3节介绍本文给出的一种改进的捕获算法：相干／非相干积分结合的方法。4．4节详细介绍了两种C／A初始相位捕获方法之间的关系。4．5节给出了算法的仿真结果和性能分析。4．6节是本章小结。4．1两种基于时域相关的GPS信号捕获算法GPS基带处理模块的接收信号可以表示为式(3-1)，重写于此处。x(t)=Ac(t)D(t)sin[2：r(f。+丘弘+纠(4-1)其中，彳表示信号幅度，c(f)表示C／A码，其频率为1．023MHz，D(f)表示导航数据，其频率为50Hz，Z表示输入信号的载频，具体的值由射频处理部分决定，厶为多普勒频移，其范围通常在[一lOkHz，+10kHz】之间变化。对上述信号进行采样，得到：x[n]=彳c[玎丁]D[甩丁]sin【2刀(Z+丘)nT+矽]：Ac[，z]D[，z]sin[2乃掣，zT+纠(4．2))s=Ac[n]D[n]sin[con+矽】其中，T=l／f,为采样间隔，Z为采样频率。不失一般性，在后续讨论中均假设输入数据的采样频率为5MHz。32 第四章GPS信号捕获算法4．1．1传统GPS信号捕获方法4．1．1．1算法描述在给定的采样频率(5MHz)下，本地产生一个长度为5000的C／A码，将它们与输入数据逐点相乘，然后对乘积进行～次频率分析，比如进行5000点的FFT，整个过程如图4．1所示。每200ns完成一次上述乘法运算和频率分析。每过200ns，输入数据将后移一个采样点，此时本地C／A码和输入数据之间的相位差发生了改变。图4-1C／A码的捕获与频率分析当C／A码与输入数据完全对齐时，FFT的输出就会有一个较强的分量。每次FFT计算会产生5000点的输出，但是考虑到多普勒频移范围为[-10kHz，+10kHz]，只有21个频率分量有效，其余为冗余成分。因为C／A码的周期为lms，若采样频率为5MHz，则需要移位5000次。所以，总共需要对(21x5000)个数据进行分析。4．1．1．2算法证明设本地产生的、基于采样频率Z的C／A码信号为：y[n]=Bc|『[n—no](4—3)其中，曰为本地产生信号的幅度，q[，z—no]为本地的C／A码，它可能和接收信号中的C／A码相同，也可能不同，‰为本地码和接收信号中的C／A码之间的相位延迟，其对应的时间间隔为200ns。 电子科技大学硕士学位论文将本地产生数据和式(4—2)所示输入数据逐点相乘，得：z[n]=x[n]y[n]-ABc[n]q[n—no]D[n]sin[con+痧】(4-4)假设在相乘的lms数据中，导航数据没有发生相位跳变，可以简化为D[n]_1。如果c[n】和“咒】为同一个C／A序列，即c[n】_ci[n】，且二者相位对齐，则有：z[n】=ABsin[con+矽】(4．5)此时z[n】变为了一个连续正弦波信号，对应频谱不再扩展，因此，FFT的输出就会有一个较强的分量。该强分量在频域上就对应输入信号的频率或多普勒频移。如果c[n]≠ci[n】不等，或c[n]-q[n]但本地码和输入码的相位没有对齐，z[n】的频谱将扩展，对应的FFT输出就会减弱。4．1．2通过DFT实现的GPS信号捕获算法4．1．2．1算法描述本算法与传统捕获算法的区别在于，本地产生的数据由一个C／A码和一个射频(RF)信号共同组成。该射频信号是复数，可用P埘表示。本地产生数据由射频信号RF和C／A码相乘得到，所以本地产生数据也是一个复数信号。前面提到，接收机的RF前端会将GPS信号转换成数字中频信号输出，假设输出的中频频率为Z=4．1304MHz。则捕获过程的频率搜索范围为Z+lOkHz，步进为lkHz，共有21个频率分量。本地生成数据乙表示为：乞(f)=c,(t)ej2'‘zt(4．6)其中，下标S代表卫星号，下标f代表搜索的频率分量号，江1，2，⋯，21；e(f)是卫星J的C／A码；Z为射频信号的频率，取值为捕获频率搜索范围内的21个频点。该本地数据也必须以5MHz的采样频率进行数字化，得到：／,i[n】=cs[n]e埘”(4-7)将它们与输入信号进行相关运算，如果本地产生信号的C／A码和频率都正确且当C／A码相位对准时，输出最大。图4．2给出了这种捕获方法的实现过程。 第四章GPS信号捕获算法图4—2通过本地产生的C／A和射频码进行捕获在捕获过程中，要分别对21个频点重复进行图4—2中的操作。现在只针对某一个频点进行讨论。输入信号和本地产生信号逐点相乘，因为本地信号是复数，所以乘积也为复数。将5000个乘积累加，并将和的实部和虚部平方后加在一起，其平方根就是这个输出频率的幅度值。同样的，每200ns取一组新的输入数据，完成上述相乘和幅度计算的过程。在输入数据移位5000点之后，就完成了对lms数据的搜索。使用lms的数据会得到5000个幅度值。在整个捕获过程中，要完成21个频点的搜索，所以在lms内总共有(21×5000)个幅度值。所有幅度值里面超过捕获门限的最大值就是需要的值，这个峰值对应的输入数据点即为C／A码的起始位置，对应的频率分量，即为输入信号的载波频率。4．1．2．2算法证明该方法实际计算的是输入信号x[n】和本地信号乙【，z]的相关，即Ⅳ一lN—lZsi[n】-Zls,[m]x[n+m]=∑Is,[m]x[m-(-n)]=lsi[n]*x[-n](4—8)m=0m---0上式表明，x[n]和Un]的相关等价于U玎]和缸一，z]的卷积，其中，符号“宰"表示卷积运算。由于输入信号x[n】为周期信号，这里的卷积实际上是周期为Ⅳ的周期卷积(或圆周卷积，Ⅳ=5000)。圆周卷积可以转换到频域执行。如果令z[n】、乙[刀】和x[n]的Ⅳ点DFT分别为互，肚】、乞陋]和x[k】，k=0，1，⋯，N一1，则有：35 电子科技大学硕士学位论文乙，[七】=t，[七]x‘[忌](4-9)在上式中，考虑到输入信号x[n]为实数，有缸一疗]=z。卜刀】，上标木表示共轭操fF-，所以D刀{缸一，z])=DFT{x‘卜，z])=x+[尼]。捕获过程最终是在(21×5000)个I乙，[刀】I的值中选择最大值，根据IDFT的定义有：乙廖]=万1刍N-I乙嘲PJ．2丝Ⅳ=万1刍N-I厶肚Ⅸ‘[尼】P，等蛔(4—1。)根据柯西一施瓦茨不等式，有I乃[以]lz≤丽1乙N-II厶，[Ji}]I：艺Ix+[尼】P，等hI：：—丽1乙N-Ilt，[尼】I：N-111)I乃[以]12≤丽乙I厶，[Ji}]12∑Ix+[尼】P。万“12=—丽乙lt，[尼】122』’n=O』’n=O当且仅当丘，【尼】=a(X’[明P72砌Ⅲ)=aX[k]e。2砌Ⅲ时，等号成立，I乃，【以]l取到最大值。其中a为常数。根据DFT的性质，等号成立时，乞[聊】-az[m—n】。也就是说，如果(21×5000)个l乙，[，z】I值中的最大值出现在第，z个位置和第i个频率，那么，该结果以200ns的分辨率给出了C／A码的起始位置，以lkHz的频率分辨率给出了载频频率(或多普勒频率)。注意，原来的输入数据x[n]为实数，其频谱具有对称性，而乞【，z】为复数，其频谱不具有对称性。二者频谱相乘过程中，x[n】的频谱只有一半参与了计算。4．2循环相关GPS信号捕获算法循环相关捕获算法与上节讨论的采用DFT实现的时域捕获算法相似。同样是本地生成一个由C／A码和射频信号组成的本地码，将其与输入数据做相关运算，最终找到符合要求的频率和码相位。该算法证明参见第4．1．2．2节。但是循环相关捕获算法在频域上利用FFT计算完成了上述过程，缩短了运算时间【l引，提高了捕获效率。在循环相关捕获算法中，不再通过数据移位来连续得到不同组的输入数据，而是始终使用最初lms的输入数据来进行捕获，适合数据块操作。循环相关捕获算法的步骤如下：36 第四章GPS信号捕获算法第一步，对lms的输入数据缸刀】进行FFT操作，将输入数据变换到频域X[k】，k=0，1，⋯，N-1，N为lms数据的采样点数。第二步，取X[k]的复共轭，输出变为Z‘[尼]。第三步，用式(4．6)产生21个本地码乙[以】。第四步，对乙[，z]取FFT，变换到频域厶雎]。第五步，将X‘[良】和k【七]逐点相乘，结果为互，[七】。第六步，对乙[走】进行IFFT变换到时域，并求绝对值，总共有(21×5000)个I磊[，z】|值。第七步，第玎个位置和第i个频率的最大阢In]l值，以200ns的分辨率给出了C／A码的起始位置，以lkHz的频率分辨率给出了载频频率(或多普勒频率)。4．3相干／非相干积分结合捕获算法随着GPS定位服务需求的增加，GPS技术开始被应用到一些复杂信号环境下，如街道、室内及各种高速交通工具等。在这些环境下，GPS信号受到严重的衰减，信号功率远低于普通GPS接收机一130dBm左右(即一160dBw)的工作范围㈨，普通GPS接收机在这些复杂环境中无法工作。本章提出的相干／非相干积分结合捕获算法能有效的提高信噪比，适用于复杂环境中。4．3．1相干积分和非相干积分简介相干积分和非相干积分是提高信噪比常用的两种方法。GPS信号捕获算法中，每个周期会计算接收到的输入信号与本地产生信号之间的相关值。相干积分是将不同周期求得的相关值进行对应叠加。非相干积分则是对不同周期求得的相关值取模，再将多周期的取模结果进行对应叠加。相干积分和非相干积分如式(4．12)币n式(4．13)所示。IK一1IR。(咒)=IEzj(，2)I，咒=o，1，⋯，N-1(4．12)(4—13)其中zj(n)为第J个周期内C／A码信号与本地码信号的相关值，如公式(4—8)所37●l一ⅣL仉=珂、J挖，JI、Z川∑脚II、J穆，I、一∞R 电子科技大学硕士学位论文示，周期长度为N。式(4．12)实现了相邻K个周期的相干积分，式(4．13)则实现了相邻K个周期的非相干积分。相干积分和非相干积分在捕获过程中都使用了K个周期的输入数据，即Kms的数据，通过延长积分累加时间获得高信号增益。在相干累加过程中，保留了相位信息。信号功率平方增长的同时噪声功率只是线性增长，因而很好的提高了信噪比【2¨。但是有两个因素限制了积分累加时间：其一是导航比特数据每20ms可能会存在信号180。的相位反转，因此相干积分时间一般不能超过20ms；其二是积分时间越长，需要搜索的多普勒频点数越多，增加捕获过程的复杂度，这也限制了积分时间。非相干积分将相关值先求模后累加，很好的解决了导航比特相位翻转对积分时间的限制。但是，在非相干积分过程中，噪声和信号同时被平方，使得增益累加效果不如相干积分，而且平方过程中产生的误差对信噪比增益的抵消随着累加时间的增加而加大。相干积分和非相干积分各有优缺点，为了取得更好的捕获效果，有时也将两种积分方法结合来获得更高的信噪比【221。下面先介绍相干和非相干两种积分方法能获得的增益。4．3．2相干积分和非相千积分增益在分析处理增益之前，首先介绍信噪比(S／N)。对于GPS接收机，表示信噪比(S／N)的方法按照带宽的不同有如下几种：以输入带宽为参考的输入信噪比S／N、以lkHz为参考的输入信噪比S／N和以1Hz为参考的输入信噪比C／No。接收机天线处的热噪声功率只为只=kTB(4—14)式中，波尔兹曼常数k：1．38×10．23，／。K，T为电阻R的绝对温度(R不包含与式中)，B是接收机的带宽(Hz’)。假定天线温度T=180K，此时热噪声功率为只=10×l。glo(18Ⅲ8枷屯2懒1。“(4-15)=一143dB形／2MHz=-113dBm／2MHz、。考虑到接收机前端的噪声系数为2dB，则总的噪声基底为一1lldBm／2MHz或-174dBm|HZn38 第四章GPS信号捕获算法已知噪声基底后，根据输入功率电平即可得到信噪比。假定输入信号强度为一130dBm。由于1Hz的噪声基底是-174dBm，则C／no=一130+174=44扭；lkHz的噪声基底是一144dBm，则S／N=一130+144=14dB；C／A码接收机的输入带宽大约为2MHz，此时噪声基底为一11ldBm，则输入S／N=一130+111=一19dB。表4．1中给出几种输入功率电平下的各种信噪比的值。表4-1不同带宽的输入功率和S／N输入功率输入S／NS／NC／N0(dBm)(dB／2MHz)(dB几沮Z)(dB／HZ)．130-191444．140．29434．150．39—624下面介绍相干积分和非相干积分所带来的增益。(a)相干积分增益由相应的带宽可以得到相干积分的增益，而带宽与数据长度有关。如果对lms的数据进行相干积分(等效带宽为lkHz)，噪声基底为一144dBm。若输入一130dBm的信号，则lms相干积分产生的增益为：S／N=一130+144=14dB。如果对2ms的数据进行相干积分(等效带宽为500Hz)，噪声基底为一147dBm。则2ms相干积分产生的增益为：S／N=一130+147=17dB。由此可见，nms的数据相对于lms的数据，其增加的相干积分增益q为Gc=1019(n)(4-16)由于导航数据每20ms可能出现一次相位跳变，捕获GPS信号通常最长只使用10ms的数据来计算相干积分。图4．3给出了相干积分的增益。39 电子科技大学硕士学位论文18161412∞磊∞萋8莲6420一一／／∥p—一／，／．∥／’{。《}{＼相干积分数据长度／ms图4—3相干积分增益(b)非相干积分增益非相干积分增益等于相干积分增益减去非相干积分损耗。式(4-16)给出了相干积分增益的计算，而非相干积分损耗可由检查概率和虚警概率得到【4】。非相干积分损耗为：三c甩，=，。×-gI{三潞lc4-·7，式中，咒是非相干积分数目；见(1)为理想检测能力因子，是检测概率只和虚警概率匕的函数。一般取另=o．9和厶=10。得到皿(1)≈21。则非相干积分增益Gf为‘23】：G(，z)=Gc(咒)一L(n)=lOlg(n)一L(n)(4-18)图4-4给出了非相干积分的增益。 第四章GPS信号捕获算法∞‘口耀磐求娶融罂址竹_---÷一●●●__●_-●-‘。。’●--●_●-●●●-_二二夕／，／-_●●●●●-●‘●_●●●，●--●／。／●●●●●-●_●一。●。‘Z／●--●_-●●●●／。／●●--●_-●-一一r一●-_-●-●●-●●-_Z，／彳／7。●●●●●●●●●●⋯-·二·--一_-～-●／非相干积分次数图4-4非相干积分增益4．3．3相干／非相干积分组合方式的确定如今已有很多涉及相干／非相干积分结合的捕获思想【_丌，这些算法对于微弱信号的捕获也有很好的效果。但是这些算法对于相干积分时间和非相干积分次数两个参数的确定没有做出说明。而在实际工程实现过程中，在已知GPS信号一些参数情况下，若能通过计算得到合适的相干积分时间和非相干积分次数，这样就能使得GPS信号捕获使用更少的资源，更快的完成。本文中提出的相干月E相干积分结合捕获算法，在实现了已有算法捕获效果的同时，还给出了～种相干积分时间和非相干积分次数参数确定的方法。雷达检测单个脉冲信号时常用的S／N是14dB[24】，而且由以往的捕获经验可以知道，s／N=14dB时，能得到令人满意的捕获结果。下面就是通过采用相干和非相干积分结合的方法，达到S／N=14dB这一目标。相干积分能得到较大的增益，但会受到数据跳变的影响，而非相干积分能缓解数据跳变的影响，但累加增益较小。为了得到更好的捕获效果，现在用得较多的累加方式是两者的结合，即根据数据位长度先进行相干积分后再进行非相干积分。假设每段相干积分数据长度为L(L个PRN码周期)，非相干积分数目为M，41 电子科技大学硕士学位论文则经过相干和非相干结合处理后的结果为【8】：‰=羔m=Ol(篙1‘]2+(篙19)2]}＼，=‘／，＼，=，卅／I(4-19)式中，，和Q分别为接收信号与本地载波sin(2z无)、eos(2,rL)相乘后，得到的基带同向分量和正交分量。乇，厶，乞，⋯，乙一。为每段相干积分时间的C／A码起始点。选取不同的L和M，就会获得不同的相干积分和非相干积分组合方式。下面介绍了一种方法，在给定输入信号强度情况下，确定合适的L和M来进行捕获。假定输入信号强度为一150dBm(低于标准功率电平20dBm)，具体步骤如下：第一步，确定相干积分时间长度。将L任取一个整数值，因为导航比特跳变的原因，一般L取1～10的整数。第二步，计算相干积分增益e。对Lms的数据进行相干积分，相应的带宽为(1／L)kHz，噪声基底为N=《-174+10xlg(1000／L))dBm。则相干积分得到的增益为Gc=(一150一Ⅳ)扭。第三步，计算需要的非相干积分增益Gf。为了达到S／N=14dB这一目标，需要的非相干增益Gf=14一e。第四步，确定非相干积分次数。根据q的值，从图4-4中即可得到对应的M的值。输入信号强度为一150dBm，目标S／N=14dB情况下，一些L和M的组合如表4．2所示。表4．2相干月}相干积分参数组合相干积分时间(L)非相干积分次数(M)全部积分时间(ms)1100010002273546480320826’2081019190在实际的捕获过程中，每20ms可能存在的导航比特相位跳变会导致积分增益的损失，考虑到这一点，那么要求的非相干积分次数会比表4．2中的结果稍多一些。不同的相干／非相干积分组合方式都能捕获到信号，但是在计算量、频率分辨42 第四章GPS信号捕获算法率存在上会存在差别。在实际数据的处理过程中，还要考虑到多普勒频率的影响。所以需要根据不同的信号选择不同的组合方式。4．4捕获得到的C／A码初始相位的有关分析首先区分如下两个术语的含义：①初始C／A码点(也称C／A码的初始点)：是指C／A码的第一个数字化数据点，是对产生的1023个码元中的第一个码元进行数字化得到的。②初始C／A码相位(也称C／A码的初始相位)：这里重点强调它和C／A码初始点之间的关系。初始C／A码相位是一个数据点，它最靠近某一个初始C／A码点。在一段数据中，很可能不存在与初始C／A码点相匹配的数据点，此时认为初始码点在两个输入数据点之间。举个例子，如果Ims有5000个数据点，而初始C／A码点在1000—1001点之间，但更接近于1000点，那么初始C／A码相位就是1000。初始C／A码相位有时也指偏移时间。在GPS信号捕获过程中，C／A码相位的搜索过程采用的是相关运算【251。对于输入信号和本地产生的码，对其中的一个数据移位，另一个数据保持不变，当相位对准时，输出最大，这样就找到了C／A码初始相位。4．4．1C／A码初始相位捕获的时域和频域实现在搜索过程中，可以采取两种方式：输入数据移位和本地码移位。但是两种移位方式得到的C／A码初始相位值不一样。下面将详细介绍如何在频域和时域采用上述两种方式进行码相位捕获，时域实现以4．1．2节介绍的时域相关的DFT实现算法为例；频域实现以4．2节介绍的循环相关捕获算法为例。下面的讨论中，假定采样频率为Z=16．3676MHz。(a)时域实现步骤：(1)输入数据为x[n】，产生的特定频率分量下的本地码为l[n]，输入数据与本地码逐点相乘得到z[n]_x[甩]．幸珏甩】，此时z[n]为一个16368点的向量；(2)将z[刀】中16368个值相加，再求绝对值，即得到一个幅度值；(3)每61．1ns(1／16．3676MHz)将虹刀]移位一个点，得到一组新输入数据，重复步骤(1)和(2)。在数据移位16368次后，就完成了对lms数据的搜索。(4)对于每一个频率分量，lms的数据有16368个幅度值。所以整个搜索过程总共也是(16368x21)个幅度值。同样搜索最大值得到初始相位和载波频率。43 电子科技大学硕士学位论文上述步骤实现了对输入数据移位。若将上述步骤(3)改为：每61．1瑚将本地码，[玎]移位一个点，得到一组新输入数据，重复步骤(1)和(2)，其余步骤不变，则实现了对本地码的移位。(b)频域实现步骤：循环相关捕获方法在频域上实现相关。同样令输入数据为x[n】，产生的特定频率分量下的本地码为Ⅱ，z]，则相关过程如式(4—20)所示。对z[n]进行DFT，结果为Ⅳ一lz[，z]_∑缸mm+m】m=0(4—20)z嘲=∑∑x[n+m]l[m]e√2砌Ⅲn=0m=0N一1广^，一J]=芝ttmll∑x[n+m]e√2州肘神盯ⅣP腑Ⅲ(4-21)m=OLn=OJN-I=x[尼]∑l[m]e728础Ⅲ=x[尼]f1[七】这里f1(k)代表DFT逆变换。上式也可以表示为．N-1Z[纠=∑∑x[m]l[n+m]e-jz删Ⅳ=qk]x一嘲(4—22)n=Om=O公式(4．21)实现了对输入数据的移位，公式(4—22)则实现了对本地码的移位。因为x[n]为实数，取复共轭x+In】=x[n】。所以有：z(尼)l=Ix(七)r(尼)l=F(尼)三(七)l(4-23)循环相关捕获算法的实现步骤见4．2节。其中第五步为将X+[足】和L[k】逐点相乘，是对本地码进行移位。若将该步骤改为：将x[k]和厶幸[尼]逐点相乘，则实现了对输入数据的移位。4．4．2C／A码初始相位捕获结果分析编程实现过程中，若将C／A码移位，每次实现左移一位，如图4-5所示。码相位的取值范围为1～16368。 第四章GPS信号捕获算法C／^码移位前C／^码移位后I2l3I⋯⋯l163681图4—5C／A码移位图示(左移)若将输入数据移位，移位方向如图4-6所示。这里取lms的数据，将其循环移位。lms有16368个数据点。输入数据移位前输入数据移位后Il21636716368IlI231636816369图4-6输入数据移位图示不同捕获方法得到的码相位捕获结果如表4．3所示。C／A码初始相位的取值范围为1-16368。捕获时采用真实的GPS信号，对其中所有卫星进行捕获。表4．3不同方法捕获得到的C／A码初始相位～二≯芝输入数据移位本地码移位卫星编号＼甜频域137162654时域1371526538撑频域80728296时域8073829817撑频域238913981时域23891398120jfj}频域15499．871时域1549987124#频域594710423时域59451042327≠≠频域108455525时域10843552545 电子科技大学硕士学位论文可以看出，当采用同样的移位方式的时候，频域和时域两种方法得到的C／A码初始相位是相同的。但是采用不同的移位方式得到的C／A码初始相位不一样。下面来说明两种初始相位值之间的关系。以8撑卫星为例。采用输入数据移位方式时得到的C／A码初始相位为8072，即将输入数据移位8072次后，正好与C／A码对齐。对齐的情况如图4—7所示。输入数据[三至]三至三【二二三三二I三三j二三二工二二三二二[珂叭码E正工三工丑因二]珥图4-78#卫星输入数据与C／A码对齐(输入数据移位)采用本地码移位方式时得到的C／A码初始相位为8296，即将本地码移位8296次后，正好与输入数据对齐。对齐的情况如图4—8所示。输入数据[二二]二三二工二二三三二I三三二[至至][二三三二]三瑁叭码巨正工三工丑二[]田图4-88#卫星输入数据与C／A码对齐(本地码移位)比较图4．7和图4—8可以看到，两者是等价的。产生两种不同的结果的原因就在于移位的方向不同。以8≠≠卫星为例，采用输入数据移位时得到的相位值为8072，即输入数据左移8072次；采用本地码移位时得到的相位值为8296，即本地码左移8296次，相当于输入数据右移8296次。对于lms的数据来说，左移8072次即相当为右移16368．8072=8296次。综上所述，数据移位和C／A码移位这两种移位方式得到的C／A码初始相位是等价的，只是相位表示方式有所区别。但是将捕获得到的C／A码初始相位传递到跟踪环路中使用时，还需要根据情况做出一定调整。5．1节中将做出详细说明。4．5仿真结果与性能分析(a)仿真数据捕获结果仿真生成2号卫星的GPS信号，其中信号各参数为：多普勒频移为700Hz， 第口$GP$信号捕获算往C／A码相位偏移为420个码片，导航比特为±1，每20ms髓机交替，信号输入功率为一130dBm，C／虬=“曲／胁，数据长度为1000ms。使用上述两种生成数据捕获时，因为信号的信噪比都很大，只需要使用Ims数据的相干积分就能捕获到信号。根据前面的介绍，对于Ims数据的捕获，传统捕获算法、通过DFT实现的时域相关捕获算法、循环相关捕获算法和相干／非相干积分结合捕获算法得到的捕获效果是相同的。两种时域捕获方法的计算量相同，而循环相关捕获使用FFT进行计算，并对数据进行块操作，计算速度与前面两种方法相比明显提高。在相干，非相干积分结合算法中，计算相干积分时就是采用速度较快的循环相关捕获。对于仿真生成的数据，上述四种方法都能捕获到信号，且得到的多普勒频率为700Hz，C／A码起始相位为420，与仿真数据的参数符合。以循环捕获相关算法为例，给出捕获结果。图4-9是使用仿真数据进行2号卫星捕获的结果。图中给出了捕获过程中得到的(21x16368)个数据。可以看出，当C／A码相位对准且多普勒频移准确时，有一个相关峰值。图4-10是对仿真数据进行1号卫星捕获的结果。因为I号卫星的信号不存在与仿真信号中，所以捕获结果中没有大的相关峰值，无法捕获到该卫星。图4-II给出了相关峰值所在频点上，个周期内所有采样点的相关值。200口1500gm。晋5。。。频点o采样点数图4-9仿真数据可{；!ll卫星捕获结果 屯于科技大学硕十学位论文。葛一2015≤242∞01800160014001200趔掣1000磐8006004002000图4-10仿真数据不可视卫星捕获结果o200⋯oo。伽08采OO样O点10数‘300伽伽㈣18000圈‘一11一个周期的相关值(展丈相关值所在频点) 第四章GPS信号捕获算法捕获过程中，噪声是互相关值增加，需要设定的一个捕获门限。当满足门限条件时捕获成功，否则捕获失败。本文中设定捕获门限为：峰值／噪声=4。当相关峰值与噪声比值大于4时，捕获成功。(b)真实GPS数据捕获结果接收机接收的真实GPS数据中的可视卫星及其信噪比如表钳所示。有时采集的真实GPS数据不会给出包含哪些卫星，此时需要将32颗卫星遍历搜索一次。该真实GPS数据采样率为Z=16．3676MHz，中频为Z=4．1304MHz。首先同样采用Ims的数据进行捕获。此时四种捕获算法捕获效果相同。表¨真实GPS信号中包含卫星号和信噪比卫星编号C／No145124714441844224526．3330．473149图4．12、图4．13和图4—14为使用循环相关捕获算法捕获第1号、26号和31号卫星的结果图。捕获时，设定捕获门限为峰值／噪声=4。1号和30号卫星的峰值和噪声的比值大于4，超过捕获门限，捕获成功。26号卫星峰值和噪声的比值为3．9236，未达到捕获门限，使用循环相关捕获算法捕获失败。由此可见，两种时域方法和循环相关捕获方法的捕获灵敏度不高，不能捕获到信噪比C／No=33dB的信号。49 电子科技大学颐L学位论立型蜓收割堡型《峰墟催声-49040。2”04”””黧三秽⋯⋯⋯⋯图4—12真实数据捕获(1号卫星峰值，噪声=3923602。00400。60008采00样0点lO数OO。12000140。01600。18000圈4-13真实数据捕获(26号13星枷珊㈨{言l暑珊拼蚴啪咖伽|毫。 第四章GPS信号捕获算法140012001000避80口粤趔盏600七4。0200蚌值麒j=4384020DO40006000舯∞1000012000140001600018000采样点数图4—14真实数据捕获(31号卫星)(c)相干／非相干积分组合捕获方法F面使用相干／非相干结合的方法来捕获26号卫星信号。已知该卫星C／No约为33dB，由433节计算得到，取L-1时，M-30；L-10时，M-I。考虑到导航比特相位跳变带来的积分增益损失，要适当增加非相干积分次数M的值。最终选择L-I，M=40和L=10，M=5两种相干，非相干积分组合来进行捕获。图4_15给出了上述两种相干，非相干积分组合对26号卫星进行捕获的结果。与图4．13中采用循环相关捕获算法的捕获结果相比，捕获效果有了明显改善。图4-15中两种相干／非相干积分组合都能捕获到信噪比c，No=33dB的26号卫星的信号。基于FFT的相关运算，操作数目与Ⅳ×192N成正比，其中N是数据采样点数。实际GPS信号采样率为16．3676MHz，则两组组合的运算量为：(a)L-1．M=40时，运算量为2956×106；(b)L-10，M=5时，运算量为4．513x106。可以看出(b)的计算量远大于(a)。所以，当上述两组组合同时能捕获到信号时．一般选择运算量小的组合来进行捕获，以缩短捕获时间。 电于科技大学硕t学位论立15氟1晕86粤彬晕d2x105o2000400060008采000样点10数000120001400016000伯000(a)M=1L=40x104o2。叩加0060008来OOO样点IO数000120001加。。1600。18000(b)M=10L=5幽4—15不同相干积分和非相干积分组合的捕获结果一燃了㈣一．㈦㈣ 第四章GPS信号捕获算法4．6小结经过仿真结果证明，传统捕获算法、通过DFT实现的时域相关捕获算法和循环相关捕获算法均能捕获到较好(信噪比C／No>40dB)的信号。但当信号衰减变弱后，就无法准确跟踪到信号。而本文提出的相干／非相干积分结合捕获算法能够捕获到信噪比为33dB甚至更低的信号。该方法与其他相干月}相干积分结合的捕获思想相比，补充完善了前期相干积分时间和非相干积分次数的确定过程，通过计算就能得到合适的参数值。这样就能使得GPS信号捕获使用更少的资源，更快的完成，更好的保证了工程实现中的实时性。本文中的参数确定方法，根据信号的信噪比可以算出捕获时需要的相干积分时间长度和非相干积分次数，且多种不同的相干月乍相干积分结合方式均能捕获到信号，提供了更多的选择。53 电子科技大学硕士学位论文第五章GPS信号跟踪算法本章介绍GPS信号跟踪的相关算法和仿真实现。在跟踪过程中，会使用捕获得到的结果作为输入参数。在本章中，5。l节对跟踪模块的输入参数做出了详细说明。5．2节介绍了常规的GPS跟踪算法。5．3节介绍本文给出的一种改进的跟踪算法：采用锁相环和锁频环相结合的跟踪算法，对两种环路结合的工作方式进行了详细说明。5．4节给出了算法的仿真结果和性能分析。5．5节是本章小结。5．1跟踪过程输入参数说明前面提到，GPS信号捕获过程中会得到两个参数，多普勒频率和C／A码初始相位，并将其传递到跟踪环路中。跟踪环路根据这两个参数，开始GPS信号的跟踪过程。捕获过程中得到的多普勒频率值可以传递到跟踪环路中直接使用。但是4．4节中说明采用数据移位和本地码移位得到的C／A码初始相位值不一样。跟踪过程中，输入信号乘以本地产生的C／A码之后，剥离C／A码。跟踪过程中需要的C／A码初始相位值，是用来确定输入信号与本地产生的C／A码相乘时，第1个数据点与第几个本地C／A码相乘的。C／A码初始相位在跟踪过程中的使用如表5．1所示。表中初始相位m、n取值均为1-16368。跟踪环路中需要使用采用本地码移位方式得到的C／A码初始相位。若捕获中采用输入数据移位方式得到C／A码初始相位，则需要输入用16368减去该相位之后的值来作为跟踪环路的输入。表5-IC／A码初始相位的使用捕获得到的C／A初始相位跟踪中使用的C／A码初始相位输入数据移位m16368．m本地码移位n5．2常规GPS信号跟踪算法常规的GPS信号跟踪算法就是使用延迟锁相环(DLL)来跟踪C／A码，用科斯塔斯环(CostasLoop)来跟踪载波频率。详细的GPS信号跟踪环路如图5—1所 第五章GPS信号跟踪算法示，图中显示了码跟踪环路和载波跟踪环路的结合方式。图中E、P和L分别为本地码产生器产生的超前、即时和滞后码。超前(E)码和滞后(L)码是将即时(P)码分别前移和后移1／2个C／A码片得到的。图5-1码和载波跟踪环路常规跟踪算法中，各参数如下：(1)、码跟踪环环路鉴相器算法为叩)：迎丝丝丝b窖墼2(x／12(七)+Q。。、k)+、／J『：(七)+Q_孟(足))(2)、载波跟踪环环路鉴相器算法为≯(后)=aretan(Q,,s(Jj})／，阿(后))(5-1)(5—2)式(5．1)和式(5．2)见表2—2和表2—3。(3)环路滤波器中，码跟踪环噪声带宽为1Hz，载波跟踪环噪声带宽为20Hz，阻尼系数为f=0．707，码跟踪环增益(kok,)为50，载波跟踪环增益为4rexloo。由上述参数可以根据式(2—22)计算出滤波器常数C}和C2。确定了环路参数后，就能够通过调整码跟踪环相位和载波跟踪环相位来跟踪输入的GPS信号。在常规跟踪算法中，每lms环路会修正一次，并重新生成C／A码，注意要保证C／A码相位的连续性。码跟踪环NCO可以很好的解决这个问题。最终I路的即时数据k即为导航数据，同时Q路的即时数据Q巧将逐渐趋于零。码跟踪环和载波跟踪环路的输出数据幅度也将趋于稳定。 电子科技大学硕士学位论文5．3PLL／FLL相结合的GPS信号跟踪算法前面给出的常规GPS信号捕获方法一般适用在低速环境下的载波跟踪。在高速环境中，载体高速运动引入的多普勒频移可能使载波跟踪环失锁。根据锁相环的基本理论，在高速环境下跟踪环路应该有相对宽的带宽，从而增加环路动态范围。但是，增加环路带宽会导致环路噪声的增加，使得跟踪环性能变差。本文中引入一种新的环路来解决这一问题。该环路为锁频环(FLL)。5．3．1锁频环(FLL)简介锁频环(FLL)和锁相环(PLL)均可以完成载波剥离的过程，但两者的原理不一样。FLL和PLL两者的区别在于环路鉴别器提取的环路误差控制量不一样。FLL直接对载波频率进行跟踪，通过环路鉴频器输出多普勒频率误差，而PLL直接对载波相位进行跟踪，通过环路鉴相器输出相位误差信号。表5．2给出了一些常用的锁频环的鉴频器算法。表5．2常用载波环鉴相器鉴频器算法特性说明sin[5b(k)一声(后一1)]，雕(七一1)Qps(尼)一，腾(尼)Qk(后一1)交叉积自动鉴频(乞一‘)器。此算法运算量最式中：等式左边为鉴频器输出的频率误差，且fl为第低，在低信噪比时效果最佳，斜率与信号幅度(k一1)个采样点时刻，乞为第k个采样点时刻的平方成正比。sill{2[矽(尼)一声(后一1)])一点积×Sign(7姗)面向判决的鉴频(t2一t。)一(t：一‘)器。此算法运算量中式中：点积=，陌(后一1)Q矗(尼)一Ies(七)Qk(七一1)等，在高信噪比时接近最佳，斜率与信号幅度交叉积=，船(七一1)Ies(尼)+Q南(七一1)Qk(七)成证比。矽(后)一矽(七一n一么黝Ⅳ2(点积，交叉积)四象限反正切鉴频器。(乞一‘)此算法运算量大， 第五章GPS信号跟踪算法常采用查表法，在高和低信噪比时均接近最佳，斜率与信号幅度无关。锁频环也称为自动频率控制(AFC)环。图5-2给出了一种常用的锁频环，交叉积自动频率控制环。‘IF5．3．2PLL／FLL结合图5-2交叉积自动频率控制环FLL受多普勒频率的影响小于PLL，PLL的跟踪精度优于FLL，故本文中采用FLL／PLL相结合的载波跟踪算法，同时保证动态性和跟踪精度的需求，以完成高速状态下载波跟踪。PLL／FLL相结合的跟踪算法有如下两种工作形式。(a)工作形式一当运动速度很快时，输入的数字中频信号的多普勒频偏较大，让载波跟踪环路首先工作在FLL的模式下。在FLL的作用下，环路误差频率信号通过环路滤波器来调整本地的数控振荡器，让本地产生的信号和输入信号的频率偏差变小。当它们之间的频率偏差小于特定门限时，跟踪环路转到PLL模式工作。但当在PLL工作模式下，本地振荡信号与输入信号的频率偏差又大于该门限时，环路又转回FLL模式。因此，跟踪环路在FLL环路工作模式下可以保证跟踪环路的动态性能，57 电子科技大学硕士学位论文而在PLL工作模式下可以保证跟踪环路的跟踪精度。其工作流程图如图5-3所示。但切换工作模式的门限通常需要大量的仿真来确定。图5-3FLL／PLL结合工作流程m)工作形式二在高速运动情况下，FLL／PLL相结合的另一种工作方式：锁相环和锁频环同时工作。刚开始频率还没有锁定，鉴相器输出经过环路滤波器后，输出接近于零，此时锁频环起主导的作用；当频率锁定后，鉴频器输出为零，此时锁相环起主导作用。这种方式可以避免确定何时由锁频环转到锁相环工作的问题。图5_4给出了一阶锁频环辅助二阶锁相环的例子。同样可以使用二阶、三阶锁频环来辅助【26】。 第五章GPS信号跟踪算法图5—4一阶锁频环辅助二阶锁相环5．4仿真结果与性能分析(a)仿真数据跟踪结果仿真生成1号卫星的GPS信号，其中信号各参数为：多普勒频移为700Hz，C／A码无偏移，导航比特为±1交替(每40ms存在相位跳变)，信号输入功率为一130dBm，C／No=44拈／Hz，数据长度为1000ms。对上述数据分别使用常规跟踪算法和PLL／FLL结合的跟踪算法进行跟踪。跟踪参数为：多普勒频移为700Hz，初始码相位为l。常规跟踪方法和PLL／FLL相结合的跟踪方法均能跟踪到数据，成功得到导航数据。图5．5、图5-6和图5．7为常规跟踪方法的导航数据输出、载波跟踪环路输出和码跟踪环路输出。可以看出跟踪环路中的导航数据确实是每40ms存在相位跳变。同时载波跟踪环路和码跟踪环路的误差输出都最终稳定于某个范围内。PLL／FLL相结合的跟踪方法得到的结果与之类似。59 屯于科技大学硕士学位论文导肮数据输出崤∽蚶坼汛浦神牌蝴削划。佃2003004嚣获器，mBoo70080。90一蛳图5-5导航数据输出(多普勒为700Hz)㈨塞堡璺堡兰肇塑堂121086将要。豢20-24mo”。2””嚣。面：：：：s“”8””圈5-6载波跟踪环路输出im㈣⋯⋯⋯一i川?二脚-=⋯川Ⅲ嘲⋯雕黼⋯1挫№Ⅲjj舢嗍i㈨川Ⅷ"舢懈川H恤眦川呲哪⋯帅姗_耋脚"．1i’I_【，10∞锄啪蝈隶嚣击一 第五章GPS信号跟踪算法j1；】j憨迫罂码跟踪环路输出(b)真实GPS数据跟踪结果积分时间／ms图5-7码跟踪环路输出接收机接收的真实GPS数据，采样率为Z=16．3676MHz，中频为fc=4．1304MHz。该真实GPS数据的捕获结果如表5．3所示。表5-3真实GPS数据的捕获结果卫星编号C／N0多普勒相位145．52009521247．72006321444．54002541844—8500429‘2245—68004982633．81001933047．52008103149-410089261 电子科技大学砸±学位论史使用PLL／FLL相结合的跟踪方法对上述信号中的所有卫星进行跟踪，均能跟踪到并得到导航数据。图5-8一图5．10为对1号、14号和26号卫星的跟踪结果。对比图5-8和图5-9可以看出，载波环路误差值变换范围越太，解调出来的导航数据值抖动也就越大，这样对导航比特的解调会造成影响。从图5·10中可以看出，PLL／FLL相结合的跟踪算法能跟踪到c／Ⅳn=33dB的信号，但跟踪效果不够好。Ⅲgattondatafstat一⋯。^州¨"渺秽州师‘州”1tⅣ-!嗍”一oLJlpUiofCatTier-lOOp：，剖。。，．．傅。．o№惭榔㈣摊雠4”；1。00洳oⅫ闰5-8真实GP$信号跟踪结果(1号卫星) 第五章GPS信号跟踪算法，：11竺竺竺竺!竺11竺!!!!竺o5l肭l目峭％H⋯f％j目摊_Iij娜排帆．嗍I4一。》一If一一4。p㈣l”蝌I～洲∽。，f；I6fjl．，I．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．—，．．．．．．．—。．．．．．．，．．．．。——．．．．．．．．一。幅!竺!竺竺!竺竺竺!。一毫‰图5-9真宴GPS信号跟踪结果(】4号卫星)60”r一—赢——而i一5。。“Ⅲd。a～l”p1．500200025003000¨!竺!竺竺竺竺!!!懒㈣l㈣蝴图5—10真实GPS信号跟踪结果(26号卫星) 电子科技大学硕士学位论文(c)PLL／l；'LL结合跟踪方法与常规跟踪方法对比前面讨论到，当在高速运动状态下，常规跟踪方法可能会失效。但PLL／FLL相结合的跟踪方法则具备更好的动态性，适用于高速运动状态。高速状态下，多普勒频率的变化率为【4】：％=孕·五(5．3)“‘o上式中，兰警为加速度，，为输入载波频率，c为光速。～般高速运动状态的口Z最大加速度为109(g=9．8m／s2)。此时得到的多普勒频率变化率为：万fa=10x9．8x警硼5桃(5-4)仿真生成2号卫星的GPS信号，其中信号各参数为：多普勒频移为700Hz，C／A码相位偏移为605个码片，导航比特为±1，每20ms随机交替，信号输入功率为一130dBm，C／Ⅳ0=44dB／Hz，数据长度为2500ms，加速度为lO个g。对上述数据分别使用常规跟踪算法和PLL／FLL结合的跟踪算法进行跟踪。跟踪参数为：多普勒频移为700Hz，初始码相位为605。图5．11和图5．12给出了采用常规跟踪算法得到导航数据输出和多普勒频率变化输出。常规跟踪算法无法跟踪到加速度为109高速运动状态下的信号，锁相环路也无法跟踪到多普勒频率的变化。图5-13和图5．14是采用PLL／FLL结合方法的跟踪结果。可以看出，虽然跟踪所需的时间变长了，但是仍然能得到导航比特。同时，从图5．14中能得到，多普勒频率每秒变化大约515Hz。上述两组跟踪结果很好的证明了PLL／FLL结合跟踪方法的高动态性。常规跟踪方法只能跟踪低速状态下的信号，而PLL／FLL相结合的跟踪方法则能跟踪到具有10个g(g=9．8m／s2)加速度的高速状态下的信号。 第i章GPS信号跟踪算法1。400f|1到。0』眼踪时间，ms图51i常规跟踪方法导航数据输出(加速度log10001BOO跟踪时问／ms图5一12常规跟踪方法多昔勒频率变化(加速度log)世望开芈 电子科技大学硕士#位论文王划兰制*嚣露斑蚺№^巾渊m，Jm跟踪时间fms图5一i3FLL／PLL结台跟踪方法导航数据输出(加迷度】Og)韶514FLL／PLL结合跟踪方法多普勒频率变化(加速度log)掣馨加妲¨iiiWl㈠¨㈠⋯岬iiil，⋯⋯二_叫iiilii二|ir 第五章GPS信号跟踪算法5．5小结经过仿真结果证明，常规GPS信号跟踪算法在高速状态下不能跟踪信号，而本文中提出了锁相环和锁频环相结合的新跟踪方法在109的加速度下仍然能跟踪到信号。此外，采用三阶甚至更高阶的环路同样也能改善高速环境下的跟踪性能。67 电子科技大学硕士学位论文第六章总结与展望近年来GPS民用市场日益壮大，各种GPS产品琳琅满目。为了在市场中占有一席之地，厂家不断升级现有GPS产品或研发新的产品。GPS接收机的更新发展十分迅速。信号捕获和跟踪算法作为软件接收机中的核心技术，更是研究的重点。高效、高灵敏度的算法才能在更复杂的环境下使用。本文对GPS信号的仿真、GPS信号捕获和跟踪算法做出了一定研究，并对其进行了仿真实现。总结全文，完成的工作和取得的进展主要有以下几点：首先，介绍了GPS接收机，论述了GPS信号基本结构，接收机信号捕获、跟踪的基本原理。采用基于NCO设计和查表法两种方法仿真生成GPS数据，这两种方法很好的消除了多普勒频移在生成数据过程中的影响。其次，分析比较三种现有信号捕获算法的性能，包括捕获灵敏度、运算量等，并提出一种灵敏度更高的捕获算法：相干月E相干积分结合捕获算法。对上述四种方法都进行了证明和仿真实现。通过对仿真GPS数据和真实GPS数据进行捕获，可以知道：相干月}相干积分结合捕获算法与另外三种算法相比，捕获灵敏度能提高10dB以上，能捕获到33dB甚至更低的信号。同时该方法根据信号的信噪比可以算出捕获时需要的相干积分时间长度和非相干积分次数，多种不同的相干／非相干积分结合方式均能捕获到信号，十分方便。最后，介绍了常规跟踪算法的实现，并提出了一种PLL／FLL结合的信号跟踪算法。该算法与常规跟踪算法相比，具有更好的动态性能，更适用于高速运动的环境中。仿真结果表明：PLL／FLL结合的跟踪方法在109的加速度下仍然能跟踪到信号。本文中提出的捕获、跟踪算法的灵敏度都还有进一步提升的空间。在今后的工作中，在进一步改善算法性能的同时，还需要考虑实际应用中可能遇到的如多径干扰、射频干扰等因素，分析解决这些问题。这样的信号捕获、跟踪算法才真正适用于工程应用。另外，随着北斗定位系统的发展，未来GPS／：：IL斗双模的定位接收机必然是主流，也可以进行相关方面的研究。 致谢在此论文完成之际，我要对所有曾经帮助我，关心我的人表示诚挚的谢意。首先，要感谢我的导师彭启琮教授。彭老师渊博的学识，一丝不苟的教学及科研态度使我在整个求学过程中受益匪浅。除了在学习、科研方面的指导，彭老师还在职业规划，待人处事方面也给了我极大的帮助。每一次与彭老师交流，我都能够从他丰富的人生阅历中学习到很多东西。我还要感谢林静然老师三年来对我的悉心指导。整个研究生学习过程中，林老师一直对我的学习、科研各方面进行耐心的指导，从专业的角度解决了我在研究，论文写作过程中遇到的很多问题。此外，感谢教研室的潘军、王雷、苏征凯、罗正平等同学在项目完成过程和论文写作过程中对我提供的帮助。最后，我还要感谢我的父母以及各位关心爱护我的朋友们。尤其是我的父母，是他们的辛勤工作才保证了我能够顺利的完成学业。69 电子科技大学硕士学位论文参考文献[1】ElliottD．Kaplan．UnderstandingGPSPrinciplesandApplications，SecondEdition．ArtechHouse，2006：81—84【2】李天文．GPS原理和应用．北京：科学出版社，2003：5—10[3]黄丁发，熊永良，袁林果．全球定位系统(GPS)～理论与实践．成都：西南交通大学出版社，2006．10：13．15【4】JJ蝴ESBAOoyENTSUI．Fundamentalsofglobalpositioningsystemreceivers：asoftwareapproach(2ndedition)．JohnWiley．2005：108—119【5]刘钝，曹冲．GPS软件接收机的发展前景．全球定位系统，2003，(3)：23-27[6】R．T．IoannidesandL．E．Aguado．CoherentIntegrationofFutureGNSSSignals．IONGNSS，19thInternationalTechnicalMeetingoftheSatelliteDivision，2006【7】MarkL．Psiaki．Blockacquisitionofweaksignalsinasoftwarereceiver．IONGPS2001,pp．2838-2850，SaltLakeCity,UT，September11-14，2001【8】Shau-ShiunJan,Yao-ChengLin．Anewmulti-C／AcodeacquisitionmethodforGPS．GPSSolutions，accepted，onlinefirst，DOI：10．1007／s10291—009—0122—7(sod【9】MohammadH．ZarrabizadehandElvinoS．Sousa．ADifferentiallyCoherentPNCodeAcquisitionReceiverforCDMASystems．IEEETransactionsoncommunications．V01．45，NO．II，1997：1456—1465[1O】唐斌，喻夏琼，董绪荣，赵新曙．智能GPS软件接收机载波跟踪环路设计．北京航空航天人学学报，2007，33(7)：807-810【11】胡小平，于海亮。基于软件GPS接收机的高动态跟踪环路设计．中国惯性技术学报，2007．15(6)：682-685【12】MarkL．Psiaki．Smoother-BasedGPSSignalTrackinginaSoftwareReeiver．ProeedingsofIONGPS2002．SaltLakeCit-y,UTSept，2002：2900—2913[13]MarkL．PsiakiandHeeJung．ExtendedKalmanFilterMethodsforTrackingWeakGPSSignals．ProeedingsofIONGPS2002．Portland，OR．Sep，2002：24-27【14】SpilkerJ．J，GPSNavigationDatainGlobalPositioningSystem：TheoryandApplicationsVolumeI．ProgressinAs仃onauficsandAeronauticsVolume164，AL认，1997，PP：121-176．70 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电子科技大学硕士学位论文个人简历、攻硕期间取得的研究成果1．个人简历雷蕾，女，汉族，中共党员，1986年5月18日出生，湖北松滋人。2003．9．2007．7电子科技大学通信与信息工程学院通信工程工学学士2007．9．2010．7电子科技大学通信与信息工程学院通信与信息系统工学硕士2．获得奖励2007．2008研究生优秀干部学金2008—2009研究生优秀干部学金2008．42008年TIDSP大奖赛三等奖3．参与项目2008．5一至今GPS相关算法研究‘2007．4--2008．4基于人脸识别的疲劳驾驶报警技术在Davinci平台上的实现4．论文发表雷蕾，林静然，彭启琮，GPS信号捕获中信噪比提高的研究，2009通信理论与信息处理年会(已录用)