数字控制文氏桥振荡器分析

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1、维普资讯http://www.cqvip.com数字控制文氏桥振荡器分析-75-●MAXIM专栏艘0nL数字控制文氏桥振荡器分析．-F工一Maxim公司SimonBramble刖一一～鄢Q。1引言21(2)在所有低频振荡电路中．文氏桥是最简单的一种，其工作状况几乎不受外部环境变化的影响，很少发生背离设计初衷的情况。即使采用非常普通的标则式1分母部分的实部为零，只有虚部，因此准器件，也能输出非常标准的正弦波，受运算放大器有：的限制也很小。尽管如此．对文氏桥的理解也不能wC1R2过于简单，因为设计过于理想化或简单化会导致其=丽j+性能或结果偏离设计要

2、求。去掉其分子、分母的公因子jW，即得出：2文氏桥振荡器=面C1R2而(3)我们知道，对于一个振荡电路，在给定频率下电一C1+c2+C11路增益大于1、相移为零，并通过反馈网络回馈到输入端。由此，在设计振荡器时首先需要考虑相移．观由上述等式得出：在特定频率下．文氏桥的传输察图1所示标准文氏桥电路．R1和C1会产生正相函数是一个无相移的纯实数。分析了图1电路的相移，而R2和C2将产生负相移。在一个特定频率下，位特性后，下一步来考虑其增益情况。为了简化分R1、C1产生的正相移量与R2、C2产生的负的相移析，假定式3中的Rl=R2，C1=C2，则有：量

3、相等，总相移量为零。在此频率下，电路将可能发生振荡。TF：j车R1_=I1OnFhIUK“l为了满足振荡器的基本条件(零相移．单位增益)，运算放大器电路增益必须≥3，以弥补文氏桥电路的衰减。为了运算放大器同相、反相端输入电压一致，从运放输出到输入之间增加一个电阻分压网络，衰减因子为3，以便与文氏桥网络匹配(见图1)。图l标准的文氏桥振荡器因此从理论上讲，利用文氏电路产生正弦波非对于图1，考虑到运算放大器的高阻输入和低常简便，然而从实际情况考虑实际意义不大．因为电阻输出特性，可以推导出文氏桥网络(R1、C1和R2、阻的精度很好控制，而电容容值的精度

4、很难控制．即C2)的传输函数：使是精度为±20％的电容成本也很高。比较明智的办法是首先考虑电容器精度对电桥性能的影响，然后~wC1R1=1+(C1+C2+C1m)面(1)找到一种低成本的弥补办法。+一(C1c21)、表1以一个简单的数据表举例说明文氏桥网络上式中的虚部符号j代表90。的相移量(可能元件参数及其对电路增益的影响。第7行是文氏桥为正或负)，而实部(不含j分项)相移量为零。随着实传输函数的结果(式(3))，第12行是由方程式2推部与虚部数值改变，具体的相移量也随之而变。导出的工作频率，而第9行是第7行结果的倒数。假如果式(1)中的定：C

5、1=C2=10nF，同时1=R2=10kQ．则电维普资讯http://www.cqvip.com一76一《国外电子元器~)2006年第8期2006年8月荡，运放有输出信号，整流网络将把一个负电压输入表1文氏桥实际电路参数表到J型FET的栅极，使其RDS变大或呈高阻。最终ABC结果是运放增益降低．从而使振荡电路进入稳态。输12C1=1E一08Farads出波形幅度大小取决于两个串联二极管的正向导通3C2=1E一08Farads电压和提供给J型FET的栅极电压。不幸的是由于41=1O0o0Ohms工艺问题．J型FET的栅极关断电压与产品批次关5R2=

6、1O0o0Ohms系很大．即使是同样电路，不同批次的JFET对应的6输出电压变化很大。图2中之所以选择TR1(J201)7Gainatresonace：0．3333333是因为它的栅极关断电压变化较小，从而保证输出8波形变化不大。即便如此，上述电路只能保证电路振9desiredresistornetwork：310荡，并不能保证输出低失真波形，因增加的J型FET11ClR1C2R2=1E一08只是强迫电路振荡，并不能掩盖电路设计的缺陷。12Frequencyofoscillation：1．5915494kHZ由此可见，除非采用更复杂的电路设计，否

7、则只好在图2电路反馈环路中插入一个可变电阻调整桥将在1．5915494kHz振荡，因为此时运放的增益电路增益，以便补偿电桥网络增益，使运放输出低失为3。如有兴趣．可根据图2参数实际搭建一个实验真的正弦波。设计工程师可能认为增加一个可变电电路加以验证。需要注意的是，上述电路正常工作阻十分简单．但它不利于批量生产，生产成本太高。的条件是：电容器的精度不能低于额定参数的士理想的解决方案是采用电子可调电阻或数字10％．否则电路将停振或不能输出正确的频率。譬电位器取代或插入到电阻支路。比如用一个低成本、如，当C1实际参数为8nF(额定值的80％)，C2=1

8、8小体积、简单的数字电位器取代图2中的可变电阻nF(额定值的180％)时，振荡器增益应为4．25．即由VR1．这样可以使电路在批量生产时