六相永磁同步电机驱动系统设计与工程应用研究

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学校代码：10385分类号：研究生学号：1200401003密级：六相永磁同步电机驱动系统设计与工程应用研究TheDesignofDriveSystemandResearchofEngineeringApplicationforSix-phasePermanentMagnetSynchronousMotor作者姓名：陈银指导教师：尚荣艳讲师实际单位导师：专业学位类别：工程硕士专业学位领域：电气工程研究方向：电气传动与电能变换技术所在学院：信息科学与工程学院论文提交日期：二零一五年四月十日 学位论文独创性声明本人声明兹呈交的学位论文是本人在导师指导下完成的研究成果。论文写作中不包含其他人已经发表或撰写过的研究内容，如参考他人或集体的科研成果，均在论文中以明确的方式说明。本人依法享有和承担由此论文所产生的权利和责任。论文作者签名：签名日期：学位论文版权使用授权声明本人同意授权华侨大学有权保留并向国家机关或机构送交学位论文的复印件和电子版，允许学位论文被查阅和借阅。本人授权华侨大学可以将本学位论文的全部内容或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。论文作者签名：指导教师签名：签名日期：签名日期： 摘要多相电机与传统三相电机相比，在实现低压大功率、减小转矩脉动、提高系统可靠性等方面有突出优点，多相电机驱动系统适用于高功率等级和高可靠性的场合，比如：船舶推进系统、纯电动以及混合动力电动车辆牵引系统等。多相永磁同步电机的驱动系统作为一种新的应用领域，其控制方法在理论和实践中的应用成为研究热点。本文以双Y移30度六相永磁同步电机为研究对象，主要对电机数学模型、SVPWM调制技术、初始位置角度检测技术等几个方面进行分析和研究。本文的分析方法和结论可以推广到其它多相永磁同步电机分析中，为进一步研究多相永磁同步电机提供理论基础和创造工程价值。论文主要完成工作如下：1）基于绕组函数理论知识，推导了绕组正弦和非正弦分布两种型式双Y移30°六相永磁同步电机绕组函数和气隙磁导函数的数学表达式，建立了自然坐标系和旋转坐标系下两种绕组型式电机的数学模型；2）分析与研究了适用于绕组正弦和非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机驱动系统的基波控制和多维矢量控制两种控制方式；3）针对六相电机驱动系统的PWM调制技术，在分析与研究了最大四矢量SVPWM和基于载波PWM两种PWM调制技术的基础上，提出一种具有直流侧电压利用率高、周期对称、功率器件在一个PWM周期内只开关一次等优点的最优开关次数SVPWM策略。研究结果经过了仿真和实验验证；4）根据双Y移30°中性点不隔离的六相永磁同步电机的空间绕组结构特点，研究了通过测试电机反电动势来检测电机相序方法，给出了两种转子初始位置角检测技术，研究结果经过了实验和工程验证。将上述研究成果应用到北车集团-永济新时速电机电器有限公司的委托项目船舶推进多相电机驱动软件开发中，优化了相电流波形，准确检测电机的相序、初始角度。关键词：双Y移相30°永磁同步电机多相电机数学模型多维矢量控制初始位置检测I AbstractComparedwiththree-phasemotor,multi-phasemotorhastheadvantages,suchas,lowvoltagewithhighpower,reducingthetorquerippleandhighreliabilityandsoon.Multi-phasemotordrivesystemisverysuitableforhighpowerratingandhighreliability,suchasshippropulsionsystem,pureelectricandhybridelectricvehicletractionsystemandsoon.Multi-phasepermanentmagnetsynchronousmotordrivesystemisregardedasanewapplicationfield,thecontrolmethodintheapplicationoftheoryandpracticehasbecomearesearchhotspot.Basedonadual-sixphasepermanentmagnetsynchronousmotorwhichistheresearchobjectinthispaper,mainlyaimsattheanalysisandresearchofmotormathematicalmodel,theSVPWMmodulationtechnology,andtheinitialpositionangledetectiontechnology,etc.Theanalysismethodsandconclusionsinthispapercanbegeneralizedtoanalyzeothermulti-phasepermanentmagnetsynchronousmotor,andprovidedtheoreticalbasisandcreatingengineeringvalueforfurtherstudyofmulti-phasepermanentmagnetsynchronousmotor.Thethesismainlyworkedasfollows:1)Basedonwindingfunctiontheoryknowledge,mathematicalexpressionsofwindingfunctionsandtheairgapmagneticconductancefunctionsarederivedwhichareaboutadual-sixphasepermanentmagnetsynchronousmotorincludingtwoformsofwindingsinusoidalandnon-sinusoidaldistribution,andthemathematicalmodelsoftwotypesofwindingareestablishedinnaturalcoordinatesystemandrotatingcoordinatesystem.2)Asfortwoconditionscontainingsinusoidalandnon-sinusoidalwindingdistributioninsix-phasepermanentmagnetsynchronousmotorwithtwoY-connectedwindingsdisplacedby30°,fundamentalcontrolsystemandmultidimensionalvectorcontrolareanalyzedandresearchedfordrivesystem.3)Inthispaper,thePWMmodulationtechnologymainlyaimsatsix-phasemotordrivesystem.AfteranalyzingandstudyingtwoPWMmodulationtechnologiesincludingBFV-SVPMWandcarrier-basedPWM,thenewSVPWMstrategywithoptimalswitchingfrequencyispresented,whichcontainslotsofadvantages,suchas,highutilizationradioofDCvoltage,periodicsymmetryandthepowerdevicesonlyswitchonceinonePWMperiod.TheresultsofthestudyhavebeensimulatedandII Abstractverifiedthroughtheexperiments.4)Accordingtothestructurefeatureofspacewindinginsix-phasepermanentsynchronousmotor,theneutralpointwillnotbeisolatedwhendoubleYshift30degree.ThemethodtodetectmotorphasesequenceisinvestigatedaftertestingbackEMFofmotorandtwotechnologiestodetectrotorinitialpositionanglearepresented.Theresultsofthestudyhavebeenverifiedthroughtheexperimentsandprojects.Theaboveresultsofthestudywasappliedtotheprojectofshippropulsionmulti-phasemotordrivesoftwaredevelopmentinCNRYongjixinshisuElectricCo.,Ltd.,whichoptimizedphasecurrentwaveform,accuratelydetectedphasesequenceandinitialangleofmotor.Keywords：permanentmagneticsynchronousmotorwithdoubleYphase-shiftwindingsdisplacedby30°Multi-phasemotormathematicalmodelmulti-dimensionalvectorcontrolInitialrotorpositiondetectionIII 目录第1章绪论................................................................................................................................11.1引言...................................................................................................................................11.2课题背景与研究意义.......................................................................................................11.3多相电机数学建模研究...................................................................................................31.4多相电机控制策略的研究...............................................................................................31.5多相电机PWM调制算法研究........................................................................................41.6永磁同步电机初始位置角及电机相序检测技术研究...................................................51.7本文研究内容...................................................................................................................6第2章双Y移30°六相永磁同步电机数学模型..................................................................72.1自然坐标系下双Y移30°永磁同步电机数学模型.....................................................72.1.1自然坐标系下绕组正弦双Y移30°永磁同步电机数学模型..............................82.1.2自然坐标系下绕组非正弦双Y移30°永磁同步电机数学模型.........................112.2旋转坐标系下双Y移30°永磁同步电机数学模型...................................................132.2.1旋转坐标变换原理..................................................................................................132.2.2旋转坐标系下绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机数学模型....................152.2.3旋转坐标系下绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机数学模型................162.3本章小结.........................................................................................................................18第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究........................................................193.1不同绕组型式双Y移30°永磁同步电机系统控制方式...........................................193.1.1绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机系统控制方法....................................203.1.2绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机系统控制方法................................223.2双Y移30°永磁同步电机PWM调制方法分析........................................................253.2.1六相逆变器空间电压矢量分析..............................................................................253.2.2最大四矢量SVPWM...............................................................................................273.2.3基于载波的PWM....................................................................................................313.2.4最优开关次数SVPWM...........................................................................................333.3本章小结.........................................................................................................................36V 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析............................................384.1基于Matlab/Simulink的双Y移30°永磁同步电机仿真控制系统建立..................384.2最大四矢量SVPWM调制方式下仿真.........................................................................394.2.1最大四矢量SVPWM调制方式绕组正弦电机控制系统仿真..............................394.2.2最大四矢量SVPWM调制方式绕组非正弦电机控制系统仿真..........................424.3CPWM调制方式下仿真................................................................................................454.3.1CPWM调制方式绕组正弦电机控制系统仿真.....................................................454.3.2CPWM调制方式绕组非正弦电机控制系统仿真.................................................474.4最优开关次数的SVPWM调制方式下仿真.................................................................504.4.1最优开关次数的SVPWM调制方法绕组正弦电机控制系统仿真......................504.4.2最优开关次数的SVPWM调制方式绕组非正弦电机控制系统仿真..................534.5基于基波控制方式的实验分析.....................................................................................554.6多维控制方式与基波控制方式实验对比分析.............................................................584.7本章总结.........................................................................................................................60第5章双Y移30°永磁同步电机相序与初始位置角检测技术........................................615.1电机相序检测技术.........................................................................................................615.2电机初始角检测技术.....................................................................................................635.2.1手动方式初始位置角检测技术..............................................................................645.2.2自动方式初始位置角检测技术..............................................................................665.3本章总结.........................................................................................................................70第6章总结与展望..................................................................................................................716.1总结.................................................................................................................................716.2展望.................................................................................................................................72参考文献......................................................................................................................................73致谢..............................................................................................................................................76个人简历、在校期间发表的学术论文及研究成果..................................................................77VI 第1章绪论1.1引言随着二十一世纪社会不断的发展，电机驱动系统已在工业生产的各个部门广泛应用。在交流电机中，永磁同步电动机相比交流感应电机具有更多优点，使用范围在不断扩大，尤其在电动汽车领域的应用前景广阔，此外多相永磁同步电机相比传统的三相永磁同步电机也具有很多优点，有更广的使用场合。电力电子技术在不断的进步，交流电机的相数不再受供电电源相数的限制，多相永磁同步电机的驱动系统成为一种新的研究领域，其控制方法在理论和实践中的应用成为研究热点。本文以双Y移30°六相永磁同步电机为研究对象，主要对电机的数学模型、SVPWM调制技术、初始位置角度检测技术等几个方面进行分析与研究。1.2课题背景与研究意义我国稀土资源丰富，稀土矿存储量为世界其他所有国家存储量4倍左右，稀土矿及其稀土永磁材料的产量均位居世界前列，钕铁硼磁性材料的制造水平已达世界的先进水平[11]。随着社会生产水平的提高，永磁材料的价格和电机转子制造的价格在不断降低，永磁同步电机驱动系统理论研究和实践应用正在不断完善和提高，还会有进一步的发展和广泛应用，在一些场合可逐渐取代现有的普通绕线转子电机及其驱动系统。永磁同步电机相比于其他交流电机的主要优点有[1-4]：1）相同功率电机，其体积小、重量轻、功率密度大。高性能的永磁材料的应用，使得永磁同步电机的功率密度得到很大提高，与相同容量的异步电机相比，其体积和重量都有相对减少，使其能够应用在一些特殊场合；2）高功率因数、高效率。与异步电动机相比，一方面，永磁同步电机不需要无功的励磁电流，所以能够得到比异步电机更高的功率因数，进而相对减小定子的铜耗；另一方面，永磁同步电机在稳态运行时无转子铜耗，系统因损耗降低以至于减小了冷却系统风扇的容量甚至可以去掉风扇来减小相应的摩擦损耗，所以永磁同步电机的效率比同种规格的异步电动机的效率更高。与电励磁同步电机相比，永磁同步电动机不需要励磁功率，提高了效率，而且驱动系统1 更为方便、可靠。永磁同步电机在25%至120%的额定负载范围内均可以保持较高的功率因数和效率，所以与其他交流电机相比较，在轻载运行状态下驱动系统的节能效果更为显著，长期的使用可以节约更多电能。3）电机惯性低、电磁转矩纹波系数小、动态响应快速、过载能力强。与异步电动机相比，同步电机抗扰动能力更强，当异步电机的负载转矩发生变化时，电机的转差率也要随着变化，此时电机驱动系统转动部分的转动惯量会阻碍电机转速的变化，使得电机响应的频率降低。而当永磁同步电动机的负载转矩发生变化时，只需电机的功角适当变化，转速可以在原来的同步速度保持不变，电机驱动系统转动部分的转动惯量不会影响到电机输出转矩的快速响应，所以永磁同步电机非常适用于负载转矩变化较大的场合。多相永磁同步电机相比于传统三相永磁同步电机的主要优点有[12-14]：1）可以用较小容量器件来实现大功率驱动环境。中大功率多相电机驱动系统可以采用电流等级低的功率器件来实现，不必选择电流等级更高的功率器件；2）可以减小转矩脉动。电机相数的增加使得驱动系统低速特性得到极大改善，振动和噪音大大减小，适合在直接驱动的场合应用；3）可实现冗余控制，提高系统的可靠性。当多相电机驱动系统中的电机或者控制器的某一相甚至几相发生故障时，可将其断开，系统冗余控制提高可靠性，多相电机驱动系统适合于高可靠性要求场合的应用；4）具有更多控制自由度和研究方向，带来更多新的课题。双Y移30°六相永磁同步电机相比于传统三相永磁同步电机的主要优点有[15，16]：1）降低了相电压、相电流、提高了有效材料利用率、降低了成本；2）双Y移30°这种不对称绕组结构可以有效地消除六次谐波，减少高次谐波次数，削弱了附加转矩，极大地改善了转矩波形，降低了谐波损耗，提高绕组系数。通过以上分析，本文选择中性点隔离的双Y移30°六相永磁同步电机为研究对象，主要对该多相永磁同步电机的基础理论和控制策略等方面内容进行研究，将分析方法和结论也可以推广到其它多相永磁同步电机分析中，为进一步研究多相永磁同步电机奠定理论基础，使多相永磁同步电机在不同领域的应用具有理论价值和工程意义。2 1.3多相电机数学建模研究多相电机的数学建模方法主要可以分为两种类型：第一种建模分析方法就是对每一套三相绕组分别进行传统三相坐标变换的[17]方法，这种方法又被应用到双三相同步电机的建模中，但是该建模方法需要在每套三相绕组的电压和电流完全对称情况下才能进一步的简化，不能对谐波和多套绕组之间的耦合进行分析。第二种建模方法是基于空间矢量解耦的方法，从三相电机的CLALK变换推广来建立电机的解耦数学模型。MohamedA.Abbas等人推广了Park变换，建立了绕组正弦分布六相感应电机等效电路和电压方程并进行了试验[18]。绕组正弦和非正弦分布的多相电机都可以使用空间矢量解耦方法，建立数学模型。文献[19,20]建立了绕组正弦分布的多相永磁同步电机的数学模型，而当电机相数为奇数、采用集中整距的绕组的多相电机，定子绕组非正弦分布，注入谐波电流时，可以同时具有无刷直流电机高的转矩密度和正弦波永磁同步电机可控性好的优点。文献[21，22]使用空间矢量解耦方法，在坐标变换基础上建立了非正弦绕组分布的多相永磁同步电机的数学模型。绕组正弦分布的电机的机电能量转换只与基波子空间相关，与谐波子空间的电流与电机的机电能量变换无关，只会产生谐波损耗，其驱动系统控制方法与三相电机类似之处在于对基波子空间的电流控制，另外在电机低速运行条件下尽量限制谐波子空间的电压谐波分量，避免产生较大的电流谐波，增加系统的损耗。绕组非正弦分布的电机，除了基波子空间与机电能量转换有关外，注入谐波电流，在谐波子空间形成同步磁势，可以利用谐波同步转矩来增加转矩密度，所以为简化控制系统的情况下，可以只对基波子空间的电流控制，当驱动系统利用同步转矩或抑制谐波电流时需对基波和谐波子空间的电流同时控制。1.4多相电机控制策略的研究多相电机的控制策略主要分为两种方式。第一种，在文献[5]中，R.Kianinezhad与B.Nahid提出基波子空间矢量控制（即二维电流矢量控制），也就是只对多维矢量解耦变换后与机电能量转换相关的d、q轴电流分量进行闭环控制，对其它的广义零序分量的电流进行开环控制，即基波控制。该控制方式和传统三相电机的矢量控制是完全一致的，当电机绕组正弦分布的情况下，理论3 上可以将谐波子空间的广义零序分量电压给定为零，其谐波电流就是零，所以基波控制方式理论上比较适合该类型电机的控制，但是经常会因为一些非理想因素的存在，在大多的实际场合基波控制方式不会取得很好的控制效果。第二种，在文献[1]中，YifanZhao、ThomasA.Lipo等人采用多维电流矢量控制，从空间矢量解耦的角度出发，通过坐标变换得到彼此正交的三个子空间，在文献[4]中，中国科学院电工所的薛山采用多维矢量控制技术，并提出了针对多相电机的新型SVPWM调制方法。多维矢量控制方法对谐波子空间的电流也能更好地控制，特别适用于利用谐波同步转矩来增加转矩密度以及对谐波电流抑制的多相电机驱动系统中。电机在不同的条件下所需控制策略会有区别，本文分析绕组正弦和非正弦两种类型的双Y移30°六相永磁同步电机驱动系统的两种控制策略，将驱动系统分别使用两种控制策略进行仿真和实验分析。1.5多相电机PWM调制算法研究PWM调制算法为电机驱动系统的核心内容，控制算法尽可能满足以下几方面的要求：1）计算方便；2）周期对称；3）开关器件在一个PWM周期内开关一次；4）直流母线侧电压利用率高；5）便于推广到不同相数的驱动系统。文献[1]对空间矢量解耦控制方法进行了研究，提出了相应的SVPWM算法，但是该算法会使有的开关器件在一个PWM周期内开关次数不止一次，并且当电机相数增加时，多相的SVPWM算法难度增大，因此在实际驱动系统应用中受到限制。在文献[4]中，中国科学院电工所的薛山采用多维矢量控制技术，提出了一种新型的多相SVPWM调制技术，它不但在d-q子空间中可以合成给定的电压矢量来满足转矩控制的要求，同时将广义零序谐波子空间中合成的电压矢量为零，有效抑制了电流谐波。在文[24-26]中，湖南大学的黄守道、孟超、欧阳红林等人利用空间矢量解耦的方法对六相永磁同步电机进行数学建模，并提出了两种SVPWM调制方案。以上SVPWM调制算法会有计算复杂以及不易推广到其他多相电机驱动算法推广的问题。文献[6,7]中，提出一种基于载波的PWM(即CPWM)调制技术。载波PWM也是根据周期内的伏秒平衡原理发展起来的，该算法只有加和乘两种运算，适用于任意多相变频调速系统，且逆变器开关器件在一个周期内只开关一次,可以4 缩短微处理器的运算时间，但是该算法不足之处是直流母线侧电压利用率较低。在文献[23]中，浙江大学电力电子国家专业实验室对三电平双Y移30°电动机变频调速技术进行了研究，也采用将六相电机等效为两个三相电机分别进行控制的方法，简单化了三电平六相驱动器的空间矢量调制技术以及中点电平平衡处理的问题，同时开发了相应的实验设备，取得了较好的实验结果。本文在以上主要文献研究的基础上，分析和研究了适用于六相电机驱动系统的最大四矢量SVPWM、基于载波PWM以及一种最优开关次数的SVPWM三种PWM调制算法。1.6永磁同步电机初始位置角及电机相序检测技术研究多相永磁同步电机使用场合广泛，在多相永磁同步电机驱动系统中，初始位置角检测技术以及电机相序检测技术是电机控制中的关键技术内容。目前国内外对三相永磁同步电机的初始位置角检测方法研究较多，可以将同样的方法推广到多相永磁同步电机的初始角度检测，而三相及多相电机相序的检测方法研究都比较少，本小节主要对转子初始位置角度检测技术进行分析。国内外学者对永磁同步电机转子初始位置检测技术方面做了大量研究，提出了一些实用方法，主要以电压脉冲矢量法和高频信号注入法为代表[27-29]。电压脉冲矢量法是逆变器向电机输入一组幅值相等、不同方向的电压矢量，这些电压矢量使电机所得到的定子电流值的大小与电压矢量的方向有关，而最大电流的方向就是转子磁极所在的方向，所以只需通过检测定子电流信号就可以确定转子的初始位置，文献[30]就是通该方法来检测电机转子的初始位置。电压脉冲矢量检测方法也有一定的问题存在，其电压矢量的幅值以及作用时间合理选取非常重要，如果输入到电机上电压矢量的幅值过大，可能会使电机在检测过程中开始转动，如果电压矢量幅值过小，则所检测到每相定子电流值之间的差别不大，导致不能估算出转子的准确位置，所以使用该方法的关键在于把握好输入的电压矢量的幅值和作用时间，以保证转子初始位置检测的可靠性、准确性。高频注入法是基于永磁同步电机的凸极效应，有不依赖于永磁同步电机的基波方程和参数的特性，所以可以用来对永磁同步电机转子初始位置进行准确检测。高频注入法主要分为脉振高频信号注入法和旋转高频信号注入法。脉振高频信号注入法与电压脉冲矢量法有类似之处，也需要逆变器向电机输入一组幅值相等、不同方向的电压矢量，检测电机每相定子电流并计算高频阻抗，根5 据高频阻抗的变化确定转子的位置，所以与电压脉冲矢量法一样，把握好输入的电压矢量的幅值和作用时间也是该检测方法的关键。不同之处是振高频信号注入法可以确定转子凸极的位置，不可判别出N/S极的极性，在检测出转子的凸极位置后，可用注入电压脉冲矢量的方法进一步确定转子永磁体的N/S极的极性。旋转高频信号注入法是对静止的永磁同步电机定子绕组输入旋转高频电压信号，检测电机定子的高频电流响应，并使用数字滤波器和凸极跟踪观测器来准确检测电机转子的初始位置。高频注入法也有不足之处，首先，该方法基于永磁同步电机的凸极效应，所以它主要适用于凸极式永磁同步电机的位置角检测；其次，该方法所检测到的是永磁体的凸极位置，存在检测反向的可能；最后，高频注入法经常会遇到信噪比较低的问题，所以需要尽量抑制或消除各种噪声[31]。以上分析永磁同步电机初始位置角检测技术主要针对三相电机，且每种检测方法都有一定的不足之处，本文将提出一种针对多相永磁同步电机在工程中方便、实用的电机相序检测和两种初始位置角检测方法。1.7本文研究内容目前在双Y移相30°六相永磁同步电机的研究中，其驱动系统的控制策略和PWM调制技术等理论研究还不够完善，以及对该电机相序和转子初始位置角的检测技术也少有研究。本课题把双Y移相30°六相永磁同步电机作为研究对象，主要在建立数学建模、系统控制策略、PWM调制技术、电机相序以及转子初始位置角检测技术等方面进行研究，具体研究内容如下：1）建立绕组正弦和非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机在自然坐标系和旋转坐标系下数学模型；2）分析适用于绕组正弦和非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机驱动系统的基波控制和多维矢量控制两种控制方式；3）分析与研究针对双Y移30°六相永磁同步电机驱动系统的最大四矢量SVPWM、基于载波PWM以及一种最优开关次数的SVPWM三种PWM调制技术，同时使用Matlab/Simulink工具进行仿真实验和基波与多维控制两种方式的实际驱动实验；4）分析与研究双Y移30°中性点不隔离的六永磁同步电机电机相序与转子初始位置角检测技术。6 第2章双Y移30°六相永磁同步电机数学模型第2章双Y移30°六相永磁同步电机数学模型对电机驱动系统的分析与研究，电机数学模型的建立必不可少。针对双Y移30°六相永磁同步电机，本章主要分析六相永磁同步电机绕组结构，以及基于绕组函数的理论知识建立绕组正弦和非正弦分布电机的数学模型。首先建立自然坐标系下电机数学模型，但是在自然坐标系下电机数学模型通常为高阶非线性系统，不利于对驱动系统的研究，所以本章还通过旋转变换理论将各个子空间进行旋转变换，使每个子空间的分量变为直流量，并推导旋转坐标系下绕组正弦和非正弦型分布电机的定子电压与电磁转矩数学表达式。2.1自然坐标系下双Y移30°永磁同步电机数学模型图2.1所示为双Y移30°六相永磁同步电机结构示意图。电机由A、C、E和B、D、F两套三相绕组构成,两套绕组相对位移30度电角度，均为Y型连接，且两个中性点间不连接。图2.1双Y移30°六相永磁同步电机的结构示意图交流电机每相定子绕组通入交流的电流会形成旋转磁场，即电枢磁动势，对于永磁同步电机，电枢磁动势与转子永磁体相互作用，在电机的内部会形成磁场，从而达到能量转换的目的。当电枢绕组绕线型式发生变化时，其产生的磁动势形式也会发生改变，会影响电机内部磁场的分布情况。由绕组函数理论知识[9]，可知电感函数的表达式可用绕组函数和气隙磁导函数表达，如式(2.1)所示为第i相和第j相绕组之间的电感的表达式。由式(2.1)可知，绕组函数1为空间角度φ和转子位N()为空间角度φ的函数，倒气隙函数g(,)置角θ的二元函数。21Lij0rlg(,)Ni()Nj()d(2.1)07 式(2.1)中，μ0为空气磁导率，r为定子内壁半径，l是电机定转子轴向长度。由于转子位置角是时间的函数，因此可以认为1是时间和空间的函数，g(,)其表征的是气隙宽度的倒数，在此处将之称为倒气隙函数，其表达式如式(2.2)：1(2.2)g(,)hicos[(i)]i0,2,4式(2.2)中,h为倒气隙函数各次谐波幅值。i2.1.1自然坐标系下绕组正弦双Y移30°永磁同步电机数学模型理想情况下永磁同步电机绕组正弦分布，绕组不会含有谐波，本节将对绕组正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机的数学模型进行分析，模型假设如下：1)不考虑磁路饱和、涡流、磁滞和趋肤效应等因数的影响；2)气隙磁场为正弦分布，不计空间谐波磁场的影响；3)永磁体的磁势恒定，转子无阻尼绕组；4)忽略频率和温度对电机参数的影响。在以上模型假设条件下，双Y移30°六相永磁同步电机的定子电压方程和磁链方程分别为(2.3)和(2.4)所示：dΨsUsRIss(2.3)dtψsLIssΨm(2.4)LIF()ssfs式(2.3)、(2.4)中Us、Is、Ψs、Rs、Fs五个向量的表达式分别为式(2.5)、(2.6)、(2.7)、(2.8)和(2.9)所示。TUs[Usa,Usb,Usc,Usd,Use,Usf](2.5)TIs[Isa,Isb,Isc,Isd,Ise,Isf](2.6)TΨs[sa,sb,sc,sd,se,sf](2.7)8 第2章双Y移30°六相永磁同步电机数学模型Rs000000Rs000000R000sRs(2.8)000Rs000000R0s00000Rscos()cos()62cos()3F(θ)s7(2.9)cos()64cos()33cos()2其中Us为定子电压，Ψs为定子磁链，Is为定子电流，Rs为定子电阻，Ψm为永磁体磁链，f基波磁链幅值；为转子磁通轴线d轴与A相绕组之间的夹角。假设六相绕组角度偏移分别为i（i=1,2,…,6），则有：1026323α(2.10)456543632绕组正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机的绕组函数如式(2.11)：NNi()[cos(i)](i=A,B,……,F)(2.11)2其中N为每相绕组匝数。倒气隙函数表达式为式(2.12)：1g(,)h0h2cos(22)(2.12)将式(2.11)和(2.12)代入式(2.1)可得第i相和第j相绕组之间的电感的数学表9 达式如式(2.13)所示：11Lij,Lmcos(ij)Lcos(2ij)(2.13)221212其中Lmrl0hN0，Lrl0hN2。48由式(2.13)可以分析，绕组正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机自然坐标系下的定子电感矩阵如式(2.14)：100000010000001000LsLl00010000001000000125431coscoscoscoscos63632274cos1coscoscoscos62363cos2cos1coscos2cos532636Lm522coscoscos1coscos63623472coscoscoscos1cos363263452coscoscoscos1236362543cos2cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)63632545cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)63633cos(22)cos(25)cos(24)cos(24)cos(2)cos(2)36336L545cos(2)cos(2)cos(2cos(2)cos(2)cos(2)636634425cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)33636455cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)cos(2)33636(2.14)其中Ll为电机漏抗电感。基于能量守恒原理和磁共能理论[10]以及线性磁系统的假设，可以推导出绕组正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机的电磁转矩数学表达式如式(2.15)所10 第2章双Y移30°六相永磁同步电机数学模型示：WcoTe1TTPILIsssIsψm2(2.15)1TLsTψmPIsIsIs21TLsTFθPIsIsfIs22.1.2自然坐标系下绕组非正弦双Y移30°永磁同步电机数学模型电机绕组正弦分布为理想的状态，在实际中电机的绕组函数会有绕组谐波，本节将对绕组含有谐波情况下的双Y移30°六相永磁同步电机数学模型进行分析，为了方便分析需对模型进行假设如下：1)不考虑磁路饱和、涡流、磁滞和趋肤效应等因数的影响；2)气隙磁场为非正弦分布，考虑空间五次谐波磁场的影响；3)永磁体的磁势恒定，转子无阻尼绕组；4)忽略频率和温度对电机参数的影响。由以上假设条件，绕组非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机的定子电压方程和磁链方程分别为(2.16)和(2.17)所示：dΨsUsRsIs(2.16)dtψsLIssΨm(2.17)LIssf1Fs1()f5Fs5()其中F、F两个向量的数学表达式分别如式(2.18)、(2.19)所示：s1s2cos()cos()62cos()3Fs1()7(2.18)cos()64cos()33cos()211 cos(5)5cos(5)64cos(5)3Fs5()(2.19)cos(5)62cos(5)33cos(5)2绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机考虑五次谐波的绕组函数表达式如式(2.20)所示：Ni()N1cos(i)N5cos(55i)(i=A,B,……,F)(2.20)其中N1、N5为分别为绕组函数的基波和五次谐波幅值。倒气隙函数表达式如式(2.21)所示：1g(,)h0h2cos(22)h6cos(1010)(2.21)将式(2.20)和(2.21)代入式(2.1)可得第i相和第j相绕组之间的电感的数学表达式如式(2.22)所示：1212Lij,rl00hN1cos(ij)rl00hN5cos(5i5j)222(2.22)121N5rl02hN1cos(2ij)rl02h()cos(105i5j)445基于能量守恒原理和磁共能理论[10]以及线性磁系统的假设，可以推导出绕组非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机的电磁转矩数学表达式如式(2.23)所示：WcoTe1PTTILIsssIsψm2(2.23)1TTPILIsssIs(f1Fs1()f5Fs5())21TLsTFs1()Fs5()PIsIsf1Isf5212 第2章双Y移30°六相永磁同步电机数学模型2.2旋转坐标系下双Y移30°永磁同步电机数学模型由2.1节的理论分析所建立的数学模型可知，在自然坐标系下数学模型有高阶、非线性、强耦合的特点，电机驱动实现与分析相当困难，为此还需要通过旋转变换理论将各个子空间进行旋转变换，使每个子空间的分量变为直流量，得到旋转坐标系下的数学模型，便于使用磁场定向原理的矢量控制技术对电机驱动系统进行仿真分析。2.2.1旋转坐标变换原理双Y移30°永磁同步电机的六维变量被分别投影到三个两两互相垂直的子平面上[1]，由自然坐标系下的电机模型变换到旋转坐标系，新坐标系由α-β子空间、z1-z2广义零序子空间和o1-o2零序子空间组成。基于等幅值变换原理，绕组正弦和非正弦分布双Y移30°永磁同步电机解耦变换矩阵分别如式(2.24)和式(2.25)。电机中的k=12m±1(m=1,3,5…)次谐波被完全投影到α-β平面，该平面的变量与机电能量转换有关，由于最低次谐波为11次，忽略高次谐波时，可认为该平面只有基波分量；6m±1（m=1,3,5,…）次谐波投影在z1-z2平面，对于绕组正弦分布的电机，其与机电能量转换无关，但对绕组非正弦分布的电机，它们与机电能量转换相关，其最低次谐波可以产生稳定转矩；6m±3（m=1,3,5,…）次谐波投影在o1-o2平面，双Y移30°六相永磁同步电机两套Y型连接的三相绕组，中性点间不连接，定子电流中包含3次谐波在内的零序分量不能流通。2543cos()cos(）cos()cos()cos()cos()63632sin()sin()sin(2)sin(5)sin(4)sin(3)6363213131(2.24)T10132222131301222210101001010113 2543cos()cos()cos()cos()cos()cos()63632sin()sin()sin(2)sin(5)sin(4)sin(3)6363212543(2.Tcos5()cos5()cos5()cos5()cos5()cos5()23636322543sin5()sin5()sin5()sin5()sin5()sin5()6363210101001010125)绕组正弦型电机，在α-β子空间会产生旋转磁动势与机电能量转换有关，同时在z1-z2不会产生旋转磁动势与机电能量转换无关，忽略高次谐波的影响，在电机驱动系统中只需将α-β子空间的基波分量进行旋转变换；绕组非正弦型电机，不仅在α-β子空间会产生旋转磁动势，在z1-z2也会产生旋转磁动势与机电能量转换有关，且只考虑五次谐波，同时忽略高次谐波的影响，则需将基波分量和z1-z2谐波分量进行旋转变换。静止与旋转两坐标系间的关系如图2.2所示：图2.2静止坐标系与旋转坐标系关系由以上分析，自然坐标下的电压方程通过旋转变换可得d、q轴下电压方程为：dIdqdT-1dT-1UdqRIsdqLdqTLIdqdqTΨmdq(2.26)dtdd式(2.26)中U、L、I、Ψ四个向量的表达式分别如式(2.27)、(2.28)、(2.29)和dqdqdqmdq(2.30)所示：UTU(2.27)dqs14 第2章双Y移30°六相永磁同步电机数学模型LTLT-1(2.28)dqsITI(2.29)dqsΨTψ(2.30)mdqm电磁转矩方程为：1TLsTψmTePIsIsIs21T1Ls1T1ψmPITTsTTIsITTs2(2.31)1TTLs1TTψmP(3ITs)(TT)(TIs)(3ITs)(T)21TLs1Tψm3PIdq(TT)IdqIdq((T)22.2.2旋转坐标系下绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机数学模型由式(2.24)和式(2.28)可得到旋转坐标系下绕组正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机电感矩阵如式(2.32)所示：Ld000000L0000q-100Lz1000LTLT(2.32)dq1s1000L00z20000Ll000000Lld、q轴下电压方程：UdqTU1sUdUqUz1Uz2Uo1Uo2(2.33)电流方程：IdqTI1sIdIqIz1Iz2Io1Io2(2.34)转子磁链：15 f00ΨmdqTψ1m(2.35)000其中Ld3Lm3LLl，Lq3Lm3LLl。通过解耦变换，绕组正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机，旋转坐标系下数学模型电压方程如式(2.36)所示：uiL000iLi0ddddqqui0L00diLiqRqqqddf(2.36)Suz1iz100Lz10dtiz100uz2iz2000Lz2iz200其中Lz1Lz1Ll。电磁转矩方程如式(2.37)所示：Te3P[fqiiiLdq(dLq)](2.37)2.2.3旋转坐标系下绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机数学模型由式(2.25)和式(2.28)可得到旋转坐标系下绕组非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机电感矩阵如式(2.38)所示：Ld0Ld150000L0L00qq15-1Ld150Ld5000LTLT(2.38)dq2s20L0L00q15q5000010000001d、q轴下电压方程：UdqTU2sUdUqUd5Uq5Uo1Uo2(2.39)电流方程：IdqTI2sIdIqId5Iq5Io1Io2(2.40)16 第2章双Y移30°六相永磁同步电机数学模型转子磁链：f0ΨTψf5(2.41)mdq1m000其中：232232Ld3rl00hN1rl02hN1Ll，Lq3rl00hN1rl02hN1Ll2232323232Ld5rl00hN5rl010hN5Ll，Lq5rl00hN5rl010hN5Ll222233Ld15rl06hNN15，Lq15rl06hNN15。22绕组非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机,考虑z1-z2平面5次谐波且忽略基波与谐波之间的耦合，可以求得旋转坐标系下数学模型电压方程如式(2.42)所示：udidLd000idLiqq0ui0L00diLiqRqqqddf(2.42)Sud5id500Ld50dtid55Liq5q50ui000LiLi5q5q5q5q5d5d5f5电磁转矩方程如式(2.43)所示：T3P[iii(LL)5i5ii(LL)](2.43)efqdqdqf5q5d5q5d5q5式(2.32)~(2.43)中，ud,uq,id,iq,Ld,Lq分别为基波平面dq轴上电压、电流、电感；uz1,uz2,iz1,iz2,Lz1,Lz2分别为绕组正弦分布电机谐波平面上电压、电流、漏电感；ud5,uq5,id5,iq5,Ld5,Lq5分别为绕组非正弦电机五次谐波平面dq轴上的电压、电流、电感；ψf、ψf5、Rs、ω、Te、P分别为电机的转子永磁基波磁链、转子永磁5次谐波磁链、定子电阻、电角速度、电磁转矩和极对数。通过矢量解耦变换后，基波与谐波之间实现解耦，每个子空间的分量也变为了直流量，得到旋转坐标系下的数学模型，使得对电机的分析与控制得到简化。17 2.3本章小结本章结合电机绕组理论对绕组正弦和非正弦分布两种型式的双Y移相30°六相永磁同步电机建立了自然坐标系下数学建模。因为在自然坐标系下电机的数学模型有高阶、非线性、强耦合的特点，不利于电机驱动系统仿真的分析与实现，为此还基于空间矢量解耦变换原理，建立了两种型式电机在旋转坐标系下的数学模型。对于电机绕组非正弦分布电机只考虑z1-z2平面五次谐波且忽略基波与谐波之间的耦合，进一步简化了数学模型有助于电机驱动系统的算法分析与仿真研究。本章主要是双Y移相30°六相永磁同步电机的电机本体理论部分，其分析方法和结论也可以运用到其它多相永磁同步电机分析中，为进一步研究多相永磁同步电机奠定了理论基础。18 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究基于第二章所建立双Y移30°六相永磁同步电机数学模型与分析情况，本章主要对电机驱动系统的控制方式、六相逆变器空间电压矢量、SVPWM调制技术等几个方面进行分析与研究。在定子绕组正弦和非正弦的电机在控制方式上，本章基于双Y移30°六相永磁同步电机运行理论，采用一种简化控制系统的基波控制和另一种考虑谐波电流对系统影响的多维子空间矢量解耦控制两种方式，并研究了绕组正弦和非正弦分布电机的多维空间矢量解耦变换矩阵。在对双Y移30°六相永磁同步电机的六相逆变器的空间电压矢量分析方面，本章将64个电压矢量分别投影到基波和谐波子空间，计算每个电压矢量幅值与相位。在SVPWM调制技术方面，本章主要基于空间电压矢量控制是在逆变器的开关状态输出不同的电压矢量，实现对磁链空间矢量的控制，使得磁链空间矢量的运动轨迹逼近圆形的原理，进行分析与研究。SVPWM与SPWM相比，具有谐波电流和脉动转矩更小、直流侧电压利用率更高等方面的优势，因而被广泛运用在电机控制系统中。在SVPWM调制算法的研究中，考虑到双Y移30°六相永磁同步电机有定子电阻和漏抗较小，不能有效抑制定子测的谐波电流的特点，所以SVPWM调制技术需考虑对定子谐波电流的抑制方案。综合以上情况，本章主要分析最大四矢量SVPWM和一种便于计算的基于载波的PWM两种调制方式，同时在此基础上还研究了一种能有效抑制谐波电流，在一个PWM周期内开关次数只有一次，直流侧电压利用率较高且周期对称的最优开关次数SVPWM调试技术。3.1不同绕组型式双Y移30°永磁同步电机系统控制方式绕组正弦和非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机驱动系统都有多种控制方式，本节主要对不同绕组型式电机的基波控制和多维子空间矢量解耦控制两种方式进行分析与研究。虽然两种绕组型式的电机都采用两种相同的控制方式，但是绕组正弦电机没有像绕组非正弦电机一样谐波电流在谐波子空间可以形成同步旋转磁势，所以两种绕组型式的电机在同一种名称的控制方式下对应的旋转变换矩阵也有区别，下面将具体分析。19 绕组正弦双Y移30°六相永磁同步电机，不计谐波电流的影响，可以采用基波控制方式，除对基波控制外，对谐波电压子空间给零开环控制，在旋转坐标系下将基波电流分解为转矩电流和励磁电流分别进行控制，从而控制转矩,这样的控制系统更加简单，适用于电机运行在高速情况下。在基波控制方式下存在谐波电压不可控，带来较大谐波电流的问题，为了更好地抑制谐波电流，减小系统损耗，此时可以使用多维矢量解耦控制方式，除了对基波控制外，还要对谐波电流给零闭环控制。同样，绕组非正弦双Y移30°六相永磁同步电机，在不计谐波电流，简化系统的情况下也可以使用基波控制方式。另外，理论上注入谐波电流，在谐波子空间形成同步磁势，使谐波电流参与电机的机电能量转换，可以利用谐波同步转矩，但是谐波同步转矩的利用条件比较苛刻[8]，抑制谐波电流对系统更有利，所以使用多维矢量解耦控制方式时，驱动系统需通过谐波电流给零闭环控制来减小谐波电流。3.1.1绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机系统控制方法绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机，只有在α-β基波平面形成同步旋转磁势与机电能量转换有关，电机驱动系统可以只对基波进行控制，在谐波平面的谐波电压给零开环控制，此时简化系统适用于电机高速运行状态。图3.1为绕组正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机基波控制框图，式(3.1)和(3.2)分别为CLACK和PARK变换矩阵。20 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究图3.1绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机基波控制框图313110T112222Tc(3.1)T231313012222cossinTP(3.2)sincos对于绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机，在z1-z2谐波平面，即使通入谐波电流也不会形成同步旋转磁势，即与机电能量转换无关。又由第二章建立旋转坐标系下的数学模型可知，谐波平面的电压只与定子电阻和漏电抗有关，谐波平面的阻抗较小，即使很小的谐波电压也会产生较大的谐波电流。为了减小谐波损耗，电机驱动系统采用多维矢量解耦控制方法，在基波控制方式下增加对谐波子空间电流的闭环控制，因为谐波电流不能产生有利转矩还会带来大的损耗，所以谐波电流的给定为零。图3.2为绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机多维矢量解耦控制框图，式(3.3)和(3.4)分别为CLACK和PARK变换矩阵。21 图3.2绕组正弦分布双Y移30°永磁同步电机多维矢量解耦控制框图3131102222T1131301T22222T313131Tc10(3.3)T322224T5131301T62222101010010101cossin0000sincos0000001000TP(3.4)0001000000100000013.1.2绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机系统控制方法绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机，为简化电机驱动系统，只考虑定子电流在α-β基波平面形成同步旋转磁势，实现机电能量转换，可以只对基22 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究波进行控制，谐波电压给零开环控制。图3.3为绕组非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机基波控制框图，式(3.5)和(3.6)分别为CLACK和PARK变换矩阵。图3.3绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机基波控制框图313110T112222Tc(3.5)T231313012222cossinTP(3.6)sincos绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机，除了基波电流与机电能量转换有关外，在理论上，在z1-z2谐波平面注入谐波电流，也会形成同步旋转磁势参与机电能量转换，可以利用同步磁势产生的同步转矩，进一步提高电机转矩密度，但是谐波同步转矩的利用条件比较苛刻，在电机运行的大多数环境下抑制谐波电流对系统更有利，可以降低电机驱动系统损耗，从而提高系统效率，所以在使用多维矢量解耦控制方式时，主要通过谐波电流给零闭环控制的方式来抑制谐波电流，且在谐波平面只考虑低次谐波的五次谐波。图3.4为绕组非正弦23 分布双Y移30°六相永磁同步电机多维矢量解耦控制框图，式(3.7)和(3.8)分别为CLACK和PARK变换矩阵。图3.4绕组非正弦分布双Y移30°永磁同步电机基波控制框图3131102222T1131301T22222T313131Tc10(3.7)T322224T5131301T62222101010010101cossin0000sincos000000cos5sin500TP(3.8)00sin5cos50000001000000124 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究3.2双Y移30°永磁同步电机PWM调制方法分析逆变器的电压矢量随着电机矢量控制系统相数的增多，驱动器所能输出的电压矢量数目呈几何级数增长，因此，相对于三相逆变器的空间矢量脉宽调制（SVPWM）方法，六相逆变器SVPWM调制方法的电压矢量组合更具有多样性。本节首先对双Y移30°六相永磁同步电机的六相逆变器的空间电压矢量进行分析，将64个电压矢量分别投影到基波和谐波子空间，计算每个电压矢量幅值与相位，然后进一步分析与研究相应的SVPWM调制方法。3.2.1六相逆变器空间电压矢量分析如图3.5所示，为双Y移30°六相永磁同步电机六相驱动系统，驱动系统6逆变器可以控制每相驱动功率管开关信号一共可以输出电压矢量2，即64个，其中包含60个非零矢量和4个零矢量。图3.5六相电机驱动系统基于空间矢量解耦变换原理，每个电压矢量可以投影到两两相互垂直的三个平面子空间。因为双Y移30°六相永磁同步电机的两个Y形绕组的中性点不连接，所以o1-o2平面上的谐波电流不能流入电机，此时将64个电压矢量分别投影到α-β基波平面和z1-z2谐波平面，如图3.6和3.7所示。基于等幅值变换原理，式(3.9)为电压矢量投影到α-β平面坐标变换的表达式，式(3.10)为电压矢量投影到z1-z2谐波平面坐标变换的表达式。25431jjjjjUU1e6e3e6e3e2S(3.9)αβdcK325 5102520151jjjjjUU1e6e3e6e3e2S(3.10)z1z2dcK3其中U为直流母线侧电压，开关函数S定义如式(3.11)所示：dckSksAsBsCsDsEsF，sABCDEF,,,,,=0or1(3.11)当Sii,(AB,,)F为1时表示逆变器该相桥臂的上桥臂功率管导通，下桥臂关断；为0时表示下桥臂导通，上桥臂关断。由式(3.9)和(3.10)可以计算出60个非零电压矢量的幅值，总共有四种幅值，其中最大幅值为0.644Udc、次大幅值为0.471Udc、中大幅值为0.333Udc、最小幅值为0.173Udc。图3.6α-β基波平面电压矢量分布26 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究图3.7z1-z2五次谐波平面电压矢量分布3.2.2最大四矢量SVPWM电压空间矢量PWM（SVPWM）调制技术的基本思想是使用逆变器所能输出的基本电压矢量，应用平行四边形法则，合成期望的输出电压矢量。为提高电压利用率并且减小谐波含量，基本电压矢量的选取标准为：1)在一个采样周期内α-β平面内合成的电压矢量最大；2)在z1-z2平面内合成的电压矢量最小。因此，通过观察图3.6和图3.7可以选用α-β基波平面上幅值最大的十二个电压矢量作为基本矢量，这十二个矢量在z1-z2平面也是幅值最小的，用这十二个矢量合成期望矢量时，电压利用率高并且5次谐波含量少。双Y移30°六相永磁同步电机的驱动系统，在z1-z2谐波平面只考虑低次的五次谐波，则只需对电压矢量在α-β基波平面和z1-z2谐波平面的五次谐波四个维度上加以控制。对于任意的期望电压矢量，在十二个基本矢量中选取最近的四个进行矢量合成，该方法称为最大四矢量SVPWM。该PWM调制技术具体实现方法如下：由选取的十二个基本电压矢量可以将α-β平面划分为十二个扇区，则每一个基波平面期望输出的电压矢量都会在α-β平面投影位于某一扇区。此时根据27 扇区选择的四个基本电压矢量在四个维度进行矢量合成，就可以输出基波平面和z1-z2的五次谐波平面的期望电压。例如，当基波平面的期望输出电压矢量在*α-β平面的投影U位于第1扇区时，选用相邻的四个最大矢量U51，U48，U49，*U56合成，另外在五次谐波平面的期望电压矢量Uzz12也用这四个矢量进行矢量合成，分别如图3.8和图3.9所示。*图3.8α-β基波平面期望电压矢量U合成*图3.9z1-z2五次谐波平面期望电压矢量U合成zz12算法数字实现计算步奏分为：1)由α-β基波平面期望输出电压判断扇区并选择四个基本电压矢量；2)计算四个基本电压矢量在α、β、z1、z2坐标轴上的投影标幺值；28 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究3)由α-β基波平面和z1-z2的五次谐波平面各自的期望电压计算四个基本电压矢量的作用时间。参数设定：1)四个基本矢量的作用时间分别为T1、T2、T3、T4，T0为零矢量作用时间；2)期望输出的电压矢量在α、β、z1、z2坐标轴上的投影分别为****u、、、uuu；z1z23)第k(k=1,2,3,4)个基本电压矢量在α、β、z1、z2坐标轴上的投影标幺值kkkk分别为u、、、uuz1uz2；4)Ts为PWM一个开关周期，Udc为直流母线电压值。根据伏秒积平衡原理，各个参数之间的关系如式(3.12)所示：*1234uuuuuT1u*u1u2u3u4T2(3.12)TUu*sdcu1u2u3u4Tz1z1z1z1z13u*u1u2u3u4T4z2z2z2z2z2由式(3.12)可得基本电压矢量作用时间的计算公式如式(3.13)所示：11234*T1uuuuuTTu1u2u3u4u*2s(3.13)T3Udcu1zuz2uz3uz4u*z11111T4u1u2u3u4u*z2z2z2z2z2当T1T2T3T4Ts时，零矢量的作用时间T0计算公式如式(3.14)所示；当''''T1T2T3T4Ts时，输出时间为饱和，则各矢量作用时间T1、、T2T3、T4计算公式如式(3.15)所示。TT(TTTT)(3.14)0s1234'TkT，T0(k=1,2,3,4)(3.15)k0TTTT1234由以上分析，可以根据期望输出电压矢量的幅值大小和所在扇区，以及确定四个基本电压矢量和计算作用时间，最后还需确定四个基本矢量的作用顺序。选择电压矢量作用顺序的基本原则是调制PWM波在一个周期内减小开关次数，同时尽量使PWM波形对称从而减小谐波分量。29 此时对期望输出电压矢量所在扇区的四个基本电压矢量及零矢量的作用时间和顺序进行调整和排序，对各个扇区基本矢量和零矢量的作用顺序的详细结果如表3.1所示。图3.10为基波平面期望输出电压矢量位于第1扇区时的PWM输出波形。表3.1基本矢量和零矢量作用顺序T0/4T1/2T2/2T3/2T4/2T0/2T4/2T3/2T2/2T1/2T0/41U0U56U48U49U51U63U51U49U49U56U02U0U49U48U56U60U63U60U56U48U49U03U0U48U56U60U28U21U28U60U56U48U04U0U12U28U60U56U63U56U60U28U12U05U0U14U12U28U60U63U60U28U12U14U06U0U28U12U14U15U63U15U14U12U28U07U0U12U14U15U7U21U7U15U14U12U08U0U3U7U15U14U42U14U15U7U3U09U0U35U3U7U15U63U15U7U3U35U010U0U7U3U35U51U63U51U35U3U7U011U0U3U35U51U49U21U49U51U35U3U012U0U48U49U51U35U42U35U51U49U48U030 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究图3.10第1扇区PWM输出波形3.2.3基于载波的PWM由3.2.2节所介绍的最大四矢量SVPWM调制方法有一定的缺陷，在每一个扇区都会出现某一相的功率器件在一个PWM开关周期内的开关次数超过一次，而在实际的驱动系统中功率开关器件的导通和关断都需要一定时间，上下桥臂电平变化的同时还需要加入死区时间。功率器件在一个PWM周期内重复开关的原因导致最大四矢量SVPWM调制算法在工程中不易实现，所以本节主要介绍基于载波的PWM(即CPWM)调制技术。载波PWM也是根据周期内的伏秒平衡原理发展起来的，该算法只有加和乘两种运算，适用于任意多相的变频调速系统，且逆变器开关器件在一个周期内只开关一次,可以缩短微处理器的运算时间[6,7]。逆变器每相PWM开关信号在一个周期Ts内有效的电压输出时间为Teff，可以称之为“有效作用时间”，只有在Teff内才有逆变器到负载的有功流动。设六相载波PWM一个周期内各相输出的参考电压分别为Uas，Ubs，Ucs，Uds，Ues，31 Ufs，关断时间分别为Tas，Tbs，Tcs，Tds，Tes，Tfs，如图3.11和图3.12所示。载波PWM周期内输出的平均电压应该等于参考电压，则关断时间与参考电压的关系式如式(3.16)所示：UasTTassUdcUTissUTidcis(ab,f)(3.16)UfsTTfssUdc因为参考电压有正负，所以Tas，Tbs，Tcs，Tds，Tes，Tfs也有可能是负值，称之为“虚拟时间”。在Tas，Tbs，Tcs，Tds，Tes，Tfs中求出最大值记为Tmax，最小值记为Tmin，则Teff表达式如式(3.17)所示：TeffTmaxTmin(3.17)决定Teff大小的是伏秒平衡原理，由于Teff位置是任意的，所以引入一个变量Toffset来描述Teff的不同位置，Toffset的表达式如式(3.18)所示，为保证每相PWM实际触发时刻在0到Ts之间，需加约束条件如式(3.19)所示。载波PWM在一个周期内对称，则每相开通关断时间即可求出，开通和关断时间分别设为Ti_on，Ti_off(i=a,b…,f)，数值表达式如式(3.20)所示。图3.11和图3.12所示为六相载波PWM的产生过程。Toffset(TsTeff)/2Tmin(3.18)TminToffsetTsTmax(3.19)T[T(TT)]/2a_onsasoffsetTTTa_offsa_on(3.20)T[T(TT)]/2f_onsfsoffsetTTTf_offsf_on32 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究图3.11各相输出电压与有效时间的关系图3.12PWM开关时刻触发产生3.2.4最优开关次数SVPWM最大四矢量SVPWM调制方法主要缺陷是功率器件在一个PWM周期内的开关次数超过一次，但是有直流侧电压利用率高的优点。基于载波PWM调制技术有直流母线侧电压利用率较低不足之处，也有计算方便、易于实现的优势。综合以上PWM调制算法的分析，在保留优点、避免缺点的前提下，本节研究了一种能有效抑制谐波电流、直流侧电压利用率高、周期对称且功率器件在一个PWM周期内开关次数只有一次的最优开关次数SVPWM调制技术。根据最优开关次数的SVPWM调制方法目标，基本电压矢量的选取标准为：1)在一个采样周期内在α-β平面内合成的电压矢量尽量最大；2)在z1-z2平面内合成的电压矢量尽量最小；3)相邻的基本电压矢量之间只有某一相状态的变化（如：U48与U49为相邻的电压矢量，同时只有F相的状态不同）。最优开关次数的SVPWM调制方法针对双Y移30°六相永磁同步电机的驱动系统，基本思想是可以实现基波和谐波平面的多维控制，即电压矢量需在α-β基波平面和z1-z2谐波平面的五次谐波平面的四个维度上加以控制。下面将对33 该PWM调制算法具体实现进行分析与研究。由α-β平面的最大十二个电压矢量可以将该平面划分为十二个扇区，每一个基波平面期望输出的电压矢量都会在α-β平面投影位于某一扇区，根据矢量扇区可以选择四个合适的基本电压矢量，基本电压矢量在四个维度进行矢量合成，即可输出基波平面和z1-z2的五次谐波平面的所期望输出电压。根据基本电压矢量的选取标准，将在每个扇区合理选择三个最大幅值电压矢量和一个中大*幅值电压矢量，例如，当基波平面的期望输出电压矢量在α-β平面的投影U位于第1扇区时，此时选用相邻的三个幅值最大矢量U51，U48，U49和一个较大的*矢量U16合成，另外在五次谐波平面的期望电压矢量Uzz12也用这四个矢量进行矢量合成，分别如图3.13和图3.14所示。*图3.13α-β基波平面期望电压矢量U合成*图3.14z1-z2五次谐波平面期望电压矢量U合成zz1234 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究最优开关次数的SVPWM算法数字实现也是基于伏秒积平衡原理，算法的推导公式与方法可以参考最大四矢量SVPWM调制算法。最后确定每个扇区的四个基本矢量作用顺序，选择电压矢量作用顺序的基本原则也主要是调制PWM波在一个周期内减小开关次数、PWM波形对称等几个方向。通过以上分析，此时对期望输出电压矢量所在扇区的四个基本电压矢量及零矢量的作用时间和顺序进行调整和排序，各个扇区基本矢量和零矢量的作用顺序的详细结果如表3.2所示。图3.15为基波平面期望输出电压矢量位于第1扇区时的PWM输出波形。表3.2基本矢量和零矢量作用顺序T0/4T1/2T2/2T3/2T4/2T0/2T4/2T3/2T2/2T1/2T0/41U0U16U48U49U51U63U51U49U48U16U02U0U32U48U56U60U63U60U56U48U32U03U0U48U56U60U62U63U62U60U56U48U04U0U12U28U60U61U63U61U60U28U12U05U0U4U12U28U60U63U60U28U12U4U06U0U8U12U14U15U63U15U14U12U8U07U0U12U14U15U47U63U47U15U14U12U08U0U3U7U15U31U63U31U15U7U3U09U0U1U3U7U15U63U15U7U3U1U010U0U2U3U35U51U63U51U35U3U2U011U0U3U35U51U59U63U59U51U35U3U012U0U48U49U51U55U63U55U51U49U48U035 图3.15第1扇区PWM输出波形3.3本章小结本章针对双Y移30°六相永磁同步电机的驱动系统主要介绍了最大四矢量SVPWM实现原理和数字实现方法，研究了最优开关次数的SVPWM调制算法，最后介绍了基于载波PWM调制算法。由以上三种PWM调制方法根本原理，可以得出以下结论：1)最大四矢量SVPWM的基本电压矢量选择使直流侧电压利用率高，通过对基本矢量的合理排序PWM在一个周期内对称，但是最大的缺陷是每一个扇区内都会有一相的功率器件会在一个PWM开关周期内超的开关次数超过一次，增加了实验难度。2)基于载波PWM在一个PWM开关周期内超的开关次数也只有一次且能周期对称，相对于最大四矢量SVPWM调制方法，该算法的优势在于只有加和乘两种运算，可以缩短微处理器的运算时间，缺点是直流侧电压利用率较低。3)本文研究的最优开关次数SVPWM在PWM周期内对称，与载波PWM相比有直流侧电压利用率较高的优点，与最大四矢量SVPWM相比更大的优势在36 第3章双Y移30°六相永磁同步电机控制策略研究于功率器件在一个PWM开关周期内超的开关次数只有一次，更适合在双Y移30°六相永磁同步电机的驱动系统中。37 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析本章利用Matlab/Simulink软件建立双Y移30°永磁同步电机数学模型，并设计了定子绕组正弦和非正弦分布电机仿真控制系统。仿真系统使用第三章所分析的最大四矢量SVPWM、CPWM及最优开关次数SVPWM三种调制方法，对谐波电压开环与谐波电流闭环两种控制方式仿真结果进行分析，并通过实验验证谐波电流闭环控制方式比谐波电压开环方式对电流谐波控制效果均更好，可以减小系统损耗，该方法更适合于双Y移30°六相永磁同步电机的驱动系统中。4.1基于Matlab/Simulink的双Y移30°永磁同步电机仿真控制系统建立根据第二章建立的绕组正弦和非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机数学模型，本节使用Matlab/Simulink分别建立了各自的仿真驱动系统。绕组正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机仿真模型如图4.1所示，非正弦分布双Y移30°六相永磁同步电机仿真模型如图4.2所示。绕组正弦分布电机仿真参数为：RS=0.05Ω，Ld=0.9mH，Lq=2.1mH，Lz1=0.345mH，Lz2=0.345mH，ψf=0.05Wb，p=4。绕组非正弦分布电机仿真参数为：RS=0.05Ω，Ld=0.9mH，Lq=2.1mH，Ld5=0.345mH，Lq5=0.405mH，ψf=0.05Wb，ψf5=-0.0035Wb，p=4。图4.1绕组正弦电机Matlab/Simulink控制系统仿真模型38 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析图4.2绕组非正弦电机Matlab/Simulink控制系统仿真模型4.2最大四矢量SVPWM调制方式下仿真本节仿真系统基于最大四矢量SVPWM调制方法，使用基波控制和多维矢量解耦控制两种控制方式，分别对电机定子绕组正弦和非正弦分布两种型式电机驱动系统进行仿真。4.2.1最大四矢量SVPWM调制方式绕组正弦电机控制系统仿真双Y移30°六相永磁同步电机定子绕组正弦分布的情况下，采用最大四矢量SVPWM调制方式，对谐波电压给零开环控制（基波控制）和谐波电流给零闭环控制（多维矢量控制）两种控制方式进行仿真。图4.3为两种控制方式下电机A相电流波形，图4.3(a)为谐波电压给零开环控制方式，在0.15s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形；图4.3(b)为谐波电流给零闭环控制方式，在0.15s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形。图4.4为两种控制方式下A相电流FFT分析谐波分析图，表4.1为在两种控制方式下仿真A相电流的THD值和低次谐波含量表。39 100100505000ia/Aia/A-50-50-100-10000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.3绕组正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时A相电流波形100100808060604040ag(%ofFundamental)2020Mag(%ofFundamental)M00123456789101112123456789101112HarmonicorderHarmonicordera谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.4绕组正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时A相电流波形FFT分析表4.1绕组正弦电机仿真相电流谐波含量数据表控制方式THD5次谐7次谐(%)波含量波含量(%)(%)谐波电压开环76.6275.612.47谐波电流闭环3.460.140.18图4.5为两种控制方式下电机谐波电流iz1波形，其中图4.5(a)为谐波电压给零开环控制方式下iz1波形，图4.5(b)为谐波电流给零闭环控制方式下iz1波形。图4.6为两种控制方式下电机谐波电流iz2波形。从图4.3~4.6可以看出，相比于谐波电流给零闭环控制方式，谐波电压给零开环控制方式下谐波电流不可控，相电流中谐波含量大，其THD为76.62%，而谐波电流闭环控制下相电流THD为3.46%，且5、7次谐波得到很好的控制。40 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析505000iz1/Az1/Ai-50-5000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.5绕组正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时谐波iz1波形505000iz2/Aiz2/A-50-5000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.6绕组正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时谐波iz2波形图4.7为绕组正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时电磁转矩输出波形，图4.8为转速响应波形。电机定子绕组正弦分布时，两中控制方式下的电磁转矩和转速响应曲线区别不大。6040/(N*M)T20000.10.20.3t/s图4.7绕组正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时电磁转矩输出波形41 800600400/(r/min)n200000.10.20.3t/s图4.8绕组正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时转速波形4.2.2最大四矢量SVPWM调制方式绕组非正弦电机控制系统仿真双Y移30°六相永磁同步电机定子绕组非正弦分布的情况下，采用最大四矢量SVPWM调制方式，对谐波电压给零开环控制和谐波电流给零闭环控制两种控制方式进行仿真。图4.9为两种控制方式下电机A相电流波形，其中图4.9(a)为谐波电压给零开环控制下，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的A相电流波形；图4.9(b)为谐波电流给零闭环控制下，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的A相电流波形。图4.10为两种控制方式下相电流FFT分析谐波分析图，表4.2为在两种控制方式下仿真相电流的THD值和低次谐波含量表。100100505000a/Aia/Ai-50-50-100-10000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.9绕组非正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时A相电流波形42 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析10010080806060404020ag(%ofFundamental)ag(%ofFundamental)20MM00123456789101112123456789101112HarmonicorderHarmonicordera谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.10绕组非正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时A相电流波形FFT分析表4.2绕组非正弦电机仿真相电流谐波含量数据表控制方式THD5次谐7次谐(%)波含量波含量(%)(%)谐波电压开环14.949.623,78谐波电流闭环3.670.210.08图4.11为两种控制方式下电机谐波电流id5波形，图4.11(a)为谐波电压给零开环控制方式下id5波形，图4.11(b)为谐波电流给零闭环控制方式下id5波形。图4.12为两种控制方式下电机谐波电流iq5波形。从图4.9~4.12可知，相比于谐波电流给零闭环控制方式，谐波电压给零开环控制方式下相电流中谐波含量大，其THD为14.94%，而谐波电流闭环控制下相电流THD为3.67%，且5、7次谐波得到很好的控制。100505000id5/Aid5/A-50-100-5000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.11绕组非正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时谐波id5波形43 100505000q5/Aiiq5/A-50-100-5000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.12绕组非正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时谐波iq5波形图4.13为两种控制方式下电磁转矩输出波形，由图4.13(a)可知，电机定子绕组非正弦分布时，在谐波电压开环控制方式下，相电流中谐波电流不可控，较大的谐波电流分量引起转矩抖动。图4.14为绕组非正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时转速响应曲线。60604040/(N*M)/(N*M)T20T200000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.13绕组非正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时电磁转矩输出波形800600400/(r/min)n200000.10.20.3t/s图4.14绕组非正弦电机采用最大四矢量SVPWM调制方法时转速响应曲线44 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析4.3CPWM调制方式下仿真本节仿真系统基于第三章所分析的载波PWM即CPWM调制方法，使用基波控制和多维矢量解耦控制两种控制方式。仿真系统使用两种控制方式分别对电机定子绕组正弦和非正弦分布两种型式的电机驱动系统进行仿真。4.3.1CPWM调制方式绕组正弦电机控制系统仿真双Y移30°六相永磁同步电机定子绕组正弦分布的情况下，电机驱动系统采用CPWM调制方法，并使用两种不同的控制方式进行仿真实验。图4.15(a)为谐波电压给零开环控制，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形；图4.15(b)为谐波电流给零闭环控制，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形。图4.16和表4.3分别为两种控制方式下相电流FFT谐波分析图和THD值和低次谐波含量表。100100505000a/Aiia/A-50-50-100-10000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.15绕组正弦电机采用载波PWM调制方法时A相电流波形1001008080606040402020ag(%ofFundamental)ag(%ofFundamental)MM0012345678910111224681012HarmonicorderHarmonicordera谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.16绕组正弦电机采用载波PWM调制方法时A相电流波形FFT分析45 表4.3绕组正弦电机仿真相电流谐波含量数据表控制方式THD5次谐7次谐波含量波含量(%)(%)(%)谐波电压开环13.8512.722.36谐波电流闭环1.670.120.04图4.17为两种控制方式下谐波电流iz1波形，图4.18为两种控制方式下谐波电流iz2波形。从图4.15~4.18可知，谐波电压给零开环控制方式下相电流中谐波含量大，THD为13.85%，而谐波电流闭环控制下相电流THD为1.67%，且5、7次谐波得到很好的控制。50201000iz1/Aiz1/A-10-50-2000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.17绕组正弦电机采用载波PWM调制方法时谐波iz1波形50201000z2/Aiiz2/A-10-50-2000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.18绕组正弦电机采用载波PWM调制方法时谐波iz2波形由于电机绕组正弦分布，两种控制方式下输出转矩和转速响应曲线区别不46 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析大，图4.19为绕组正弦电机采用载波PWM调制方法时电磁转矩输出波形，图4.19为转速响应波形。6040/(N*M)T20000.10.20.3t/s图4.19绕组正弦电机采用载波PWM调制方法时电磁转矩输出波形800600400/(r/min)n200000.10.20.3t/s图4.20绕组正弦电机采用载波PWM调制方法时转速输出波形4.3.2CPWM调制方式绕组非正弦电机控制系统仿真双Y移30°六相永磁同步电机定子绕组非正弦分布时，系统采用CPWM调制方法，对谐波电压给零开环控制和谐波电流给零闭环控制两种控制方式进行仿真。图4.21为两种控制方式下电机A相电流波形，图4.21(a)为谐波电压给零开环控制，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形；图4.21(b)为谐波电流给零闭环控制，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形。图4.22为两种控制方式下相电流FFT分析谐波分析图，表47 4.4为在两种控制方式下仿真相电流的THD值和低次谐波含量表。100100505000a/Aia/Ai-50-50-100-10000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.21绕组非正弦电机采用载波PWM调制方法时A相电流波形1001008080606040402020ag(%ofFundamental)ag(%ofFundamental)MM00123456789101112123456789101112HarmonicorderHarmonicordera谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.22绕组非正弦电机采用载波PWM调制方法时A相电流波形FFT分析表4.4绕组非正弦电机仿真相电流谐波含量数据表控制方式THD5次谐7次谐(%)波含量波含量(%)(%)谐波电压开环39.6338.816.82谐波电流闭环1.480.230.01图4.23和4.24分别为两种控制方式下电机谐波电流id5和iq5波形。从图4.21~4.24可知，谐波电压给零开环控制方式下谐波电流谐波分量含量大，其THD为39.63%，而谐波电流闭环控制下相电流THD为1.48%，且5、7次谐波得到很好的控制。48 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析50201000id5/Aid5/A-10-50-2000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.23绕组非正弦电机采用载波PWM调制方法时谐波id5波形50201000q5/Aiiq5/A-10-50-2000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.24绕组非正弦电机采用载波PWM调制方法时谐波iq5波形图4.25为两种控制方式下电磁转矩输出波形，由图4.25(a)可以看出，电机定子绕组非正弦分布时，在谐波电压开环控制方式下，相电流中谐波电流不可控，较大的谐波电流分量引起转矩抖动。图4.26绕组非正弦电机采用载波PWM调制方法时转速波形。60604040/(N*M)/(N*M)T20T200000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.25绕组非正弦电机采用载波PWM调制方法时电磁转矩输出波形49 800600400/(r/min)n200000.10.20.3t/s图4.26绕组非正弦电机采用载波PWM调制方法时转速波形4.4最优开关次数的SVPWM调制方式下仿真本节仿真系统基于第三章所研究的最优开关次数SVPWM调制方法，使用基波控制和多维矢量解耦控制两种控制方式。仿真系统使用两种控制方式分别对电机定子绕组正弦和非正弦分布两种型式的电机驱动系统进行仿真。4.4.1最优开关次数的SVPWM调制方法绕组正弦电机控制系统仿真双Y移30°六相永磁同步电机定子绕组正弦分布的情况下，采用最优开关次数SVPWM调制方法，对谐波电压给零开环控制和谐波电流给零闭环控制两种控制方式进行仿真。图4.27为两种控制方式下电机A相电流波形，图4.27(a)为驱动系统采用谐波电压给零开环控制，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形；图4.27(b)为谐波电流给零闭环控制，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形。图4.28为两种控制方式下相电流FFT分析谐波分析图，表4.5为在两种控制方式下仿真相电流的THD值和低次谐波含量表。100100505000ia/Aa/Ai-50-50-100-10000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.27绕组正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时A相电流波形50 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析10010080806060404020ag(%ofFundamental)20ag(%ofFundamental)MM01234567891011120123456789101112HarmonicorderHarmonicordera谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.28绕组正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时A相电流波形FFT分析表4.5绕组正弦电机仿真相电流谐波含量数据表控制方式THD5次谐7次谐(%)波含量波含量(%)(%)谐波电压开环21.3219.772.32谐波电流闭环2.030.070.14图4.29和图4.30分别为两种控制方式下谐波电流iz1和iz2波形。由图4.27~4.30可以知，基波控制方式下谐波电流不可控，谐波幅值较大，相电流中THD为21.32%，而谐波电流闭环控制下相电流THD为2.03%，且5、7次谐波得到很好的控制。505000z1/Aiiz1/A-50-5000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.29绕组正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时谐波iz1波形51 505000z2/Aiiz2/A-50-5000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.31绕组正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时谐波iz2波形图4.31为绕组正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时电机电磁转矩输出波形，图4.32为转速响应波形。电机定子绕组正弦分布时，两中控制方式下的电磁转矩和转速响应曲线区别不大。6040/(N*M)T20000.10.20.3t/s图4.31绕组正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时电机电磁转矩输出波形800600400/(r/min)n200000.10.20.3t/s图4.32绕组正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时电机转速输出波形52 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析4.4.2最优开关次数的SVPWM调制方式绕组非正弦电机控制系统仿真双Y移30°六相永磁同步电机定子绕组非正弦分布的情况下，驱动系统采用最优开关次数的SVPWM调制方法，并使用谐波电压给零开环控制和谐波电流给零闭环控制两种控制方式进行仿真。图4.33为两种控制方式下电机A相电流波形，图4.33(a)为谐波电压给零开环控制，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形；图4.33(b)为谐波电流给零闭环控制，在0.2s时相电流从峰值30A阶跃到60A的情况下A相电流波形。图4.34为两种控制方式下相电流FFT分析谐波分析图，表4.6为两种控制方式下仿真相电流的THD值和低次谐波含量表。100505000ia/Aa/Ai-50-50-10000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.33绕组非正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时A相电流波形1001008080606040402020ag(%ofFundamental)ag(%ofFundamental)MM00123456789101112123456789101112HarmonicorderHarmonicordera谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.34绕组非正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时A相电流波形FFT分析表4.6绕组非正弦电机仿真相电流谐波含量数据表THD5次谐波含量7次谐波控制方式(%)(%)含量(%)谐波电压开环44.1640.919.27谐波电流闭环2.380.110.0253 图4.35和图4.36分为两种控制方式下电机谐波电流id5和iq5波形。从图4.33~4.36可以看出，驱动系统采用谐波电压给零开环控制方式时谐波电流不可控，相电流中谐波含量较大，其THD为44.16%，而谐波电流闭环控制下相电流THD为2.38%，且5、7次谐波分量得到很好的控制。505000d5/Aid5/Ai-50-5000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.35绕组非正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时谐波id5波形505000q5/Aiiq5/A-50-5000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制图4.36绕组非正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时谐波iq5波形图4.37为两种控制方式下电磁转矩输出波形，由图4.37(a)可知，电机定子绕组非正弦分布时，在谐波电压开环控制方式下，相电流中谐波电流不可控，较大的谐波电流分量会引起转矩抖动。图4.38为绕组非正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时转速响应曲线。60604040/(N*M)20T/(N*M)20T0000.10.20.300.10.20.3t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流给零闭环控制54 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析图4.37绕组非正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时电磁转矩输出波形800600400/(r/min)n200000.10.20.3t/s图4.38绕组非正弦电机采用最优开关次数的SVPWM调制方法时转速响应曲线4.5基于基波控制方式的实验分析图3.39为六相永磁电机的实验台架：4.39六相永磁电机的实验台架实验驱动系统采用基波控制方式，对谐波电压给零开环控制进行实验分析。系统控制基于基波矢量控制框图如图4.40所示。55 图4.40基于基波矢量控制框图电机控制系统驱动实验，使用示波器采集实验波形及数据，Matlab软件对实验数据进行处理。测试的电机A、B、C三相的反电动势波形如图4.41所示，id给定与反馈电流波形如图4.42所示，iq给定与反馈电流波形如图4.43所示，电机转速曲线如图4.44所示。30e(A)e(B)e(C)20100ltage/Vvo-10-20-3000.20.40.60.811.21.41.61.82t/s图4.41A、B、C三相反电动势波形0-10id-refid-20I/A-30-40-50020406080100120140160t/s图4.42id给定与反馈波形56 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析5040iq-refiq30I/A20100-10020406080100120140160t/s图4.43iq给定与反馈波形700600500400r/min3002001000020406080100120140160t/s图4.44电机转速波形最后采集了转速528r/min、转矩307Nm时电机A相电流波形，如图4.45所示，并将该相电流波形进行FFT分析，如图4.46所示。由FFT分析结果可得相电流THD值为39.88%,五次谐波含量为15.31%,七次谐波为18.25%。100500ia/A-50-10000.050.10.150.20.250.30.350.4t/s图4.45528rpm和307Nm时电机的A相电流波形57 10080604020ag(%ofFundamental)M0024681012Harmonicorder图4.46528rpm和307Nm时电机的A相电流FFT分析4.6多维控制方式与基波控制方式实验对比分析从4.5节的实验结果可知，电机在低速条件下运行时，基波控制方式虽然在基波平面的id、iq电流的反馈值能很好地跟踪给定值，但是由于相电流谐波含量较大，发生了畸变，影响到驱动系统的可靠性，甚至增加系统的损耗。为了减小相电流的谐波分量波形，电机驱动系统将使用多维矢量控制方式进行实验，并与基波控制方式进行实验对比，通过实验结果充分说明多维控制方式相比基波控制方式更能改善相电流波形。如图4.47所示为一台20kw双Y移30°永磁同步电机和六相永磁同步电机控制器。a双Y移30°六相永磁同步电机b六相永磁同步电机控制器4.47六相永磁电机与控制器实验驱动系统采用载波PWM调制方法，对谐波电压给零开环控制和谐波电流给零闭环控制两种控制方式进行实验分析。使用示波器采集电机相电流波形58 第4章双Y移30°永磁同步电机控制系统仿真与实验分析及数据，Matlab软件对实验数据进行处理，实验结果如下：1)图4.48为实验中两种控制方式下相电流实验波形图；2)图4.49为两种控制方式下电机相电流实验数据使用Matlab软件进行FFT分析图；3)表4.7为两种控制方式下相电流的THD值和5、7次谐波含量数据表。50500a/A0iia/A-50-5000.010.020.030.040.0500.010.020.030.040.05t/st/sa谐波电压开环控制b谐波电流闭环制图4.48两种控制方式下相电流实验波形100100808060604040ag(%ofFundamental)20ag(%ofFundamental)20MM0005Harmoniceorder1015051015Harmoniceordera谐波电压开环控制b谐波电流闭环制图4.49两种控制方式下相电流实验波形FFT分析表4.7电机驱动试验相电流谐波含量数据表控制方式THD5次谐7次谐(%)波含量波含量(%)(%)谐波电压开环59.7933.3235.42谐波电流闭环27.942.0222在以上电机驱动系统的实验中，电机采用集中绕组，为绕组非正弦分布电机，并且控制系统忽略除5次谐波以外的高次谐波以及基波与谐波之间的耦合，所以从实验数据表4.7和仿真数据表4.6可知，在谐波电压开环和谐波电流闭环两种控制方式下实验测得相电流THD值和5、7次谐波含量都相对仿真实验的数59 值偏大，同时从实验数据4-7看出谐波电流闭环控制相对于谐波电压开环控制时相电流THD值从59.79%减小到了27.94%，5次谐波含量从33.32%减小到了2.02%，7次谐波含量从35.42%减小到了22%，可见谐波电流闭环控制优化了谐波电流，提高了控制系统性能。4.7本章总结本文建立了绕组正弦和非正弦分布的双Y移30°六相永磁同步电机旋转坐标系下解耦数学模型的电机仿真系统，仿真系统使用最大四矢量SVPWM、CPWM及最优开关次数SVPWM三种调制方法进行了仿真实验，在此基础上，还采用CPWM调制方法进行驱动实验分析。通过仿真和实验数据结果可以得出以下结论：1）双Y移30°六相永磁同步电机在z1-z2谐波子空间的电流不完全由给定电压决定，还有互漏感参数、谐波磁链等参数影响，所以在电压方程中还有一定的电压分量，由于z1-z2子空间的阻抗也很小，即使很小的电压也会产生一定的谐波电流；2）绕组正弦和非正弦分布电机采用基波控制时，谐波电流分量都较大。绕组正弦电机的谐波分量只会增加系统损耗，不会影响电磁转矩的稳定输出；绕组非正弦分布电机，谐波电流过大会使转矩抖动，影响电机驱动系统的稳定性；3）谐波子空间电流闭环控制比电压开环控制更优化谐波电流，减小了谐波分量，取得更好的系统性能，该控制方法更适合于双Y移30°六相永磁同步电机的控制系统。同时可以推广到其他多相电机中，为多相电机在工程中的控制提供一定的理论价值和工程实际指导意义。60 第5章双Y移30°永磁同步电机控制系统电机相序与初始位置角检测技术第5章双Y移30°永磁同步电机相序与初始位置角检测技术为了使多相永磁同步电机更加广泛地应用，本次提出一种多相永磁同步电机相序检测技术和两种原理简单、操作方便且准确度高的多相永磁同步电机初始位置角检测技术，本章节内容主要针对双Y移30°六相永磁同步电机的相序及初始位置角度检测。双Y移30°六相永磁同步电机绕组空间结构如图5.2所示，各相之间相差的空间电角度已经确定，通过测电机各相反电动势，从相位差即可判断相序。转子初始角检测是基于SVPWM调制方法（可以采用第三章所分析的任意一种SVPWM），在允许电流范围内，给定定子两个相差90度相位的电压矢量，让电机转子精确转到两个对应位置。通过位置检测装置（如旋转变压器等）及硬件电路检测永磁体转子的两个位置信息，从而确定多相永磁同步电机初始位置角，并将初始位置角信息存入eeprom。永磁同步电机控制器在每次上电时，可以选择从eeprom或者调用检测初始角子函数获得初始位置角信息。本技术实用于多相永磁同步电机在工程中的控制，图5.1为电机测试实验台架与电机控制器。a电机测试台架b电机控制器图5.1为电机测试实验台架与电机控制器5.1电机相序检测技术多相永磁同步电机每相在空间上的位置固定，不同相之间存在恒定的相差。当电机正向转动时，不同相的反电动势有相位差，如双Y移30度永磁同步电机61 （电机绕组结构图和电机正反转方向如图5.2所示），它由两个三相Y形绕组构成,且两个中性点不连接。由两个Y形绕组即为y1和y2，其中y1由A、C、E三相组成，各相之间互差120度电角度；y2由B、D、F三相组成，各相之间也互差120度电角度。图5.2双y移30度永磁同步电机绕组示意图先确定电机正转方向，当电机正向转动时，A相反电动势相位超前B相30度电角度，超前C相120度电角度，超前D相150度电角度，超前E相240度电角度，超前F相270度电角度。根据此原理，将多相电机正向转动，使用多路示波器测出各相反电动势波形就可以准确判定电机的相序，测试方法如下：测电机的反电动势时可以通过外力匀速正向转动电机，使用示波器测其中一套Y形绕组的三相反电动势，测得反电动势波形如图5.3所示，并将相位最超前的记为a1，被a1超前120度电角度的记为b1，被b1超前120度电角度的记为c1。用同样的方法测另一套Y形绕组的反电动势，测得反电动势波形如图5.4所示，并将相位最超前的记为a2，被a2超前120度电角度的记为b2，被b2超前120度电角度的记为c2。最后测第一套Y绕组a1相和第二套Y绕组的a2相，测得的反电动势波形如图5.5所示。如果a1相的反电动势相位超前a2相30度电角度，则此时a1为电机的A相，a2为电机的B相，b1为电机的C相，b2为电机的D相，c1为电机的E相，c2为电机的F相；如果a2相的反电动势相位超前a1相30度电角度，则此时a2为电机的A相，a1为电机的B相，b2为电机的C相，b1为电机的D相，c2为电机的E相，c1为电机的F相。62 第5章双Y移30°永磁同步电机控制系统电机相序与初始位置角检测技术30a1b1c120100ltage/Vvo-10-20-3000.20.40.60.811.21.41.61.82times/s图5.3第一套绕组三相反电动势波形20a2b2c2151050oltage/V-5V-10-15-2000.20.40.60.811.21.41.61.82time(s)图5.4第二套绕组三相反电动势波形3020100oltage/V-10V-20-3000.20.40.60.811.21.41.61.82time(s)图5.5第一套绕组a1相和第二套绕组a2相反电动势波形5.2电机初始角检测技术针对双Y移30°六相永磁同步电机初始位置角的检测，本节主要对工程中两种实用方法的原理进行分析与研究。建立多相永磁同步电机两相、静止坐标系，其中轴与A相绕线轴重合，轴超前A轴90度，如图5.6(a)所示；建立两相d、q旋转坐标系，d轴与63 转子N极方向一致，q轴超前d轴90度，如图5.6(b)所示。a是静止两相、坐标系b是旋转两相d、q坐标系图5.6空间矢量坐标系5.2.1手动方式初始位置角检测技术转子初始角度值准确的情况下，d轴与A轴重合，即电机正向转动时电0机角度信号的零点与A相反电动势由正到负值时的零点重合，如图5.7所示，且电机角度在0到360°从小到大变化，t。0当电机正相转动时，设电机A、C、E三相的反电动势分别为eA、eB、eC，C和E的反电动势差为eCE则：eAEcos,eCEcos(120),eEEcos(240)eCEeCeEEcos(120)Ecos(240)3cos(E90)64 第5章双Y移30°永磁同步电机控制系统电机相序与初始位置角检测技术10电机角度theta5A相反电动势eAC和E相反电动势差eCEe0-5-100306090120150180210240270300330360390420450480510540570600630660690720theta图5.7电机角、eA及eCE的相位关系由图5.7可知反电动势eCE及角度的相位关系。所以通过检测eCE与电机角度信号相位即可检测转子初始角度的准确性。手动检测电机初始位置角，需要使用示波器将正向转动电机的eCE及电机角度信号的DA输出值同时检测。由于电机的初始角度未知，在对电机的初始角度检测之前，电机初始角度的初始值很难与测试值相等，此时电机角度与eCE0关系如图5.8所示：50C和E相反电动势差eCE电机角度theta0ltage/Vvo-5000.20.40.60.811.21.41.6t/s图5.8检测初始角度之前电机角度与eCE关系修改角度初始值，直至电机角度与eCE调整到近似图5.7所示的位置，0调整后的结果如图5.9所示。65 50C和E相反电动势差eCE电机角度theta0ltage/Vvo-5000.20.40.60.811.21.41.61.82t/s图5.9检测初始角度后电机角度与eCE关系5.2.2自动方式初始位置角检测技术多相永磁同步电机控制器采用SVPWM调制原理，ubeta和ualfa合成电压矢量u，当u的相位一定时，根据电磁原理永磁体转子的d轴与u方向重合，如图sss5.10所示。通过以上分析，电机控制器在允许电流范围内，分别给定定子两个相差90度相位的电压矢量（ubeta和ualfa），让电机转子精确转到两个对应位置。通过旋转变压器检测永磁体转子的两个位置信息，多相永磁同步电机的转子初始位置角可以准确检测。图5.10永磁体转子的d轴与u方向一致s双Y移30°六相永磁同步电机自动检测转子初始角系统控制框图如图5.10所示：66 第5章双Y移30°永磁同步电机控制系统电机相序与初始位置角检测技术图5.11检测位置角控制框图222限定检测初始位置角时允许的最大电流II（=i+）i，在不超过最大电流的ssdq情况下给定u，根据电磁原理永磁体转子的d轴刚好与轴重合，如图5.12beta所示，此时通过旋转变压器检测转子位置的角度值记为beta；再给定ualfa，这时永磁体转子的d轴会与轴重合，如图5.13所示，读取此时转子位置的角度值。alfa当电机正转时旋转变压器检测到的位置信号从小到大（即从0度到360度）变化时，ubeta是超前ualfa90度电角度，beta减去alfa理论上等于90度电角度，电机初始位置0等于alfa，转子位置角为t0。当电机正转时旋转变压器检测到的位置信号从大到小（即从360度到0度）变化时，ubeta是超前ualfa90度电角度，beta减去alfa理论上等于负90度电角度，电机初始位置0等于alfa，转子位置角为360(t0)。67 图5.12给定u时转子d轴与轴重合图形beta图5.13给定ualfa时转子d轴与轴重合图形通过上述方法获得的初始位置角（）信息存入硬件的eeprom芯片，可以0不用每次上电都启动检测初始位置角程序。在确定之前检测过电机初始位置角的情况下，只需去读eeprom的初始角信息即可，这样可以增强在工程中的实用性。上述操作检测双Y移30度永磁同步电机转子初始角子函数软件流程图如图5.13所示。图5.15为控制器上电后选择调用检测初始位置角子函数或者从eeprom读取初始角程序流程图。68 第5章双Y移30°永磁同步电机控制系统电机相序与初始位置角检测技术图5.14检测双y移30度永磁同步电机转子初始角子函数程序流程图图5.15控制器上电从eeprom读取或者调用检测初始位置角信息软件判断框图69 通过以上分析，自动检测转子初始角度后电机角度与eCE关系如图5.16所示。40C和E相反电动势差eCE20电机角度theta0ltage/Vvo-20-4000.20.40.60.811.21.41.61.82t/s图5.16自动检测转子初始角度电机角度与eCE关系5.3本章总结本章研究了一种检测双Y移30°六相永磁同步电机相序和两种转子初始位置角定位技术。通过测电机每相反电动势并观测各相反电动势相位的方法确定电机相序。转子初始角可以通过手动和自动两种方式检测，手动方式是在明确电机角度与eCE关系的情况下调整转子角度初始值准确测出电机转子的初始角度，自动方式是利用多相电机控制器，基于SVPWM调制原理，在允许电流范围内，给定定子绕组两个相差90度相位的电压矢量，让电机转子精确转到两个对应位置。通过旋转变压器检测永磁体转子的两个位置信息，从而确定多相永磁同步电机初始位置角，并将初始位置角信息存入eeprom。永磁同步电机控制器在每次上电时，可以选择从eeprom或者调用检测初始角子函数获得初始位置角信息。以上检测技术原理简单，操作方便，非常实用于双Y移30°六相永磁同步电机及其它多相永磁同步电机在工程中的控制。70 第6章总结第6章总结与展望6.1总结多相永磁同步电机与传统三相电机相比，在实现低压大功率、减小转矩脉动、提高系统可靠性等方面有突出优点，多相电机驱动系统非常适用于高功率等级和高可靠性场合。但是多相永磁同步电机的驱动系统的控制方法在理论和实践中仍然存在很多有待研究和探讨的问题。本文以双Y移30°六相永磁同步电机为研究对象，对其相关问题进行分析与研究，下面对论文的主要研究成果和有待进一步研究的问题作一个总结。论文主要的研究结论和成果如下：1）由绕组函数理论知识，推导了绕组正弦和非正弦分布两种型式双Y移30°六相永磁同步电机电感函数数学表达式，并建立自然坐标系和旋转坐标系下两种绕组结构电机的数学模型。在绕组非正弦分布电机数学建模方面，只考虑z1-z2平面五次谐波，忽略基波与五次谐波之间的耦合，可以进一步简化数学模型有助于电机驱动系统的算法分析与仿真研究；2）绕组正弦双Y移30°六相永磁同步电机，不计谐波电流的影响，可以采用基波控制方式，这样的控制系统更加简单，适合在高速情况下使用。当系统为了抑制谐波电流，减小系统损耗时，可以使用多维矢量解耦控制方式。绕组非正弦双Y移30°永磁同步电机，为了简化系统的情况下可以使用基波控制方式。电机在低速运行时，绕组正弦和非正弦电机驱动系统采用谐波子空间电流闭环控制方式比电压开环控制更优化谐波电流，减小了谐波分量，取得更好的系统性能，该控制方法更适合于双Y移30°六相永磁同步电机的控制系统；3）本文针对六相电机驱动系统分析与研究了最大四矢量SVPWM、一种最优开关次数的SVPWM以及基于载波PWM三种PWM调制技术。最大四矢量SVPWM有直流侧电压利用率高、PWM在一个周期内对称的优点，但是最大的缺陷是每一个扇区内都会有一相的功率器件会在一个PWM开关周期内超的开关次数超过一次，增加了实验难度。基于载波PWM主要优点有功率器件在一个PWM开关周期内超的开关次数只有一次，PWM周期对称，相对于最大四矢量SVPWM调制方法，该算法最大的优势在于只有加和乘两种运算，可以缩短微处理器的运算时间，但它的缺点是直流侧电压利用率较低。本文研究的最优开关次数SVPWM主要有直流侧的电压利用率高、PWM在周期内对称、功率器件在71 一个PWM开关周期内开关次数只有一次的优点，更适合在双Y移30°六相永磁同步电机的驱动系统中。4）研究了一种检测双Y移30°六相永磁同步电机相序和两种转子初始位置角定位技术。电机相序主要通过测电机反电动势并观测反电动势相位的方法来确定的。转子初始角可以通过手动和自动两种方式检测，手动方式是将电机角度数字信号转换成电压信号并同时检测eCE来调整转子角度初始值，以致准确测出电机转子的初始角度，自动方式是利用多相电机控制器，给定电机输入两个确定的相差90度相位的电压矢量，让电机转子精确转到两个对应位置并检测这两个位置信号，从而确定多相永磁同步电机初始位置角，最后将初始位置角信息存入eeprom，这样，电机控制器在每次上电时，可以选择从eeprom或者调用检测初始角子函数获得初始位置角信息。以上检测技术非常实用于双Y移30°六相永磁同步电机，可以推广到其它多相永磁同步电机在工程中的控制。6.2展望由于作者能力水平和时间有限，将有待进一步研究的问题作出分析与展望：1)电机数学模型方面。本文在绕组非正弦分布六相永磁同步电机旋转坐标系下数学模型的研究中，为了分析方便，忽略了基波与谐波之间的耦合，这样不能更精确地反映实际的电机结构，给实际驱动系统带来误差。2)多相电机控制策略方面。本文所研究的控制策略只对电机低速、轻载的情况进行了仿真实验，但电机驱动系统的速度和转矩都会随时变化，对低速和高速时不同负载情况全面分析可以更好地研究电机控制策略，系统不必单一地选择一种控制策略，也可以根据需要随时在多种控制策略之间进行切换，使系统达到最优控制的效果。3)PWM调制算法方面。本文针对六相驱动系统提出最优开关次数的SVPWM调制算法，由于实验条件和时间关系只进行了仿真分析与验证，未在实践中进行实验分析，更没有将该算法与其他几种PWM调制作实验对比。PWM调制算法只有在工程实践中加以验证和参数对比才能更好地体现各自优点并分析使用场合。4)多相电机驱动系统容错分析与研究方面。本文没有涉及容错控制这方面的内容，但是在实际应用中，对多相电机驱动系统可靠性的要求越来越高，当电机的一相或多相发生故障时，电机缺相运行，驱动系统需提供容错控制方法以确保系统正常运行，容错控制的研究是多相电机驱动系统研究中重要内容之一。72 参考文献参考文献[1]YifanZhao,ThomasA.Lipo.SpaceVectorPWMControlofDualThree-phaseInductionMachineUsingVectorSpaceDecomposition[J].IEEETransactionsonIndustryApplications,S0093-9994,1995,31(5):1100-1109.[2]EmilLevi.MultiphaseElectricMachinesforVariable-SpeedApplications[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics,S0278-0046,2008,55(5):1893-1909.[3]薛山.多相永磁同步电机驱动技术研究：[博士学位论文]．北京：中国科学院电工研究所，2005.[4]薛山,温旭辉,王又珑.多相永磁同步电机多维控制技术[J].电工技术学报,2008,23(09):65-69.[5]R.Kianinezhad,B.Nahid,F.Betin,G.A.Capolino.ANewFieldOrientationControlofDualThreePhaseInductionMachines[C].ProceedingsofInternationalConferenceonIndustrialTechnology,2004IEEE,2004:187-192.[6]LiE.Levi,D.Dujic,M.Jones,G.Grandi.AnalyticalDeterminationofDC-BusUtilizationLimitsinMultiphaseVSISuppliedACDrives[J].EnergyConversion,IEEETransactionson,S0885-8969,2008,23(2):433-443.[7]YuanM.Hava,R.J.KerkmanT.A.Lipo.SimpleAnalyticalandGraphicalToolsforCarrierBasedPWMMethods[C].ProceedingsofPowerElectronicsSpecialistsConference,1997IEEE,2:1462-1471.[8]王又珑．十五相感应电机磁场分析及驱动技术研究：[博士学位论文]．北京：中国科学院电工研究所,2009.[9]T.A.Lipo.AnalysisofSynchronousMachines[M].WisconsinPowerElectronicsResearchCenterUniversityofWisconsin-Madison,2008.[10]A.E.Fitzgerald,CharlesKingsley,StephenD.Umans.ElectricMachinery[M].PublishingHouseofElectronicsIndustry,2004.[11]唐任远.现代永磁电机理论与设计[M].北京:机械工业出版社，1997．[12]赵兴涛.双三相永磁同步电动机驱动控制系统的研究：[硕士毕业论文]．哈尔滨：哈尔滨工业大学，2009．[13]王颖光.六相永磁同步电机矢量控制系统的研究：[硕士毕业论文]．沈阳：沈阳工业大学，2009．[14]王晋.多相永磁电机的理论分析及其控制研究：[博士学位论文]．武汉：华中科技大学，2010．73 [15]刘洪文,才庆龙.六相双Y移30°绕组结构及其应用优势[J].防爆电机.2010,45(04):19-22．[16]R.H.Nelson，P.C.Krause.InductionMachineAnalysisForArbitraryDisplacementBetweenMultipleWindingSets[J].IEEETransPowerApparatusandSystems，1974，9(3):841-848．[17]杨金波,杨贵杰,李铁才.双三相永磁同步电机的建模与矢量控制[J].电机与控制学报.2010,14(06):1-7．[18]MohamedA.Abbas,RolandChristen,ThomasM.Jahns.Six-PhaseVoltageSourceInverterDrivenInductionMotor[J].IEEETransactionsonIndustryApplications,1984,IA-20(5):1251-1259．[19]欧阳红林.多相永磁同步电动机调速系统控制方法的研究：[博士学位论文]．长沙：湖南大学，2005．[20]薛山,温旭辉.基于矢量空间解耦的五相永磁同步电机建模与仿真[J].微特电机,2006,(6):21-23,26．[21]E.Jung,H.Yoo,S.Seung-Ki,C.Hong-Soon,andC.Yun-Young.Nine-phasePermanentMagnetmotordrivesystemforultrahigh-speedelevator[C].ProceedingsofEnergyConversionCongressandExposition,2009IEEE,2009:1841-1846．[22]王明义.五相永磁同步电动机驱动控制系统及容错运行研究：[硕士毕业论文].哈尔滨：哈尔滨工业大学，2011．[23]姚文熙，胡海兵，徐海杰等.三电平六相同步电机变频调速技术研究[J].中国电机工程学报，2007，27(18):1-6．[24]刘伟候，欧阳红林，王铭，钱鋆.一种最优开关次数的双Y移30°PMSM的空间矢量控制[J].电力电子技术,2010,44(1):87-89．[25]梁波.双Y移30度永磁同步电机驱动系统研究：[硕士毕业论文]．湖南大学．2009．[26]黄守道，王铭，钱鋆，范祝霞.双Y移30度六相PMSM的空间矢量控制[J].控制工程,2011,18(2):202-205．[27]王微子.基于DSP的永磁同步电动机转子初始位置检测[J].中小型电机,2004,31(1):25-27.[28]周晓敏,王长松,齐昕.基于脉动高频信号注入的永磁同步电动机转子位置检测[J].微电机,2008,41(3):13-16.[29]EwaldRobeischl,ManfredSchroedl.OptimizedINFORMmeasurmentsequenceforsensorlesspmsynchronousmotoedriveswithrespecttominimumcurrentdistortion[J].IEEETRANSACTIONSONINDUSTRYAPPLICATIONS,2004,40(2)：591-598．[30]韦鲲,金辛海.表面式永磁同步电机初始转子位置估计技术[J].中国电机工程学报,2006,26(22)：104-109.74 参考文献[31]蹇林旎,史黎明.基于高频信号注入的永磁同步电动机转子位置观测[J].微电机,2006,39(1)：35-39．[32]李山.多相感应电机控制技术的研究：[博士学位论文]．重庆大学．2009．[33]叶红春,魏建华,方芳,乔鸣忠.电枢反应对多相永磁电机永磁体工作点影响的研究[J].船电技术.2003(04):11-14．[34]唐剑飞,桂永胜.舰船电力系统国内外最新进展与发展趋势[J].船电技术.2010(02):11-14．[35]于涛,刘林生,顾洪俭,陈磊.抑制九相永磁电动机转矩波动的研究[J].船舶工程.2010,32(2):89~91．[36]成兰仙,欧阳红林,吴军昌,王小强.多相永磁同步电机双模矢量控制系统研究[J].电机与控制应用.2005,32(09):31-35．[37]陈琳,封华,潘海鸿,黄海明,黄炳琼.基于TMS320F28335实现矢量空间解耦的六相空间矢量脉宽调制[J].电机与控制应用.2011,38(07):7-12,21．[38]宋文宇,张宇娇,吴艳秋,孙梦云.十五相电机电磁场的三维有限元分析[J].电机与控制应用.2013,40(06):7-10．[39]苗正戈,鹿柯柯,刘陵顺,张海洋.最大四矢量控制双Y移30°永磁同步电机串联系统[J].电机与控制应用.2011,38(12):17-21,37．[40]王宇飞,柴建云,王祥珩.多相永磁无刷直流电机凸极效应的数学模型[J].清华大学学报(自然科学版).2004,44(07):880-882,904．[41]吴新振,王祥珩,罗成.多相异步电机谐波电流与谐波磁势的对应关系[J].清华大学学报(自然科学版).2005,45(07):865-868．75 致谢在华侨大学硕士攻读期间，以及在我硕士课题的研究和论文的撰写完成过程中，有很多关心和帮助我的人，在这里我表示由衷的感谢。感谢导师尚荣艳老师在学业中的指导、在生活上的关心和工作上的支持。感谢郭新华老师多年来在学习和生活上多方面的帮助，整个论文的研究与撰写也是在郭老师的细心指导下完成的。两位老师渊博的学术知识、严谨的治学态度、坚持不懈的探索求学精神、勤奋的工作态度等都是我学习的楷模，是我终身受益。感谢颜冰钧、宋晓锋耐心指导和讨论，帮助在芯片软件开发方面提供宝贵意见，使我对永磁同步电机理论知识有了深入学习，对电机驱动系统软件调试方面的工程经验更加丰富。感谢边元均、郭保甲在课题项目中给我的帮助，增加了我硬件调试的工程经验，为课题研究打下了良好的基础。感谢实验室林巧彬、张莹文、黄燕涛、薛娴、吴燕峰、曾培煌、陈超、夏良、武少哲、张昱芃、刘梦蝶所有师弟、师妹在学习和生活中的帮助。感谢和鑫电气股份有限公司电控部门工作人员对我学业的关心和论文工作的帮助。最后，感谢最疼爱、最关心我的父母，他们从来都是勤劳节俭、为人和善、无私付出，给我精神上和物质上的不断支持，使我顺利完成学业，我把最深情的谢意献给我生命中最重要的人。76 个人简历、在校期间发表的学术论文及研究成果个人简历、在校期间发表的学术论文及研究成果个人简历：陈银，男，汉族，籍贯四川资阳，生于1989年3月12日，2012年7月毕业于华侨大学信息科学与工程学院自动化专业，获工学学士学位，2012年9月至今，在华侨大学信息科学与工程学院攻读电气工程硕士学位，研究方向为永磁同步电机及多相电机控制。在校期间发表学术论文3篇[1]郭新华，陈银等．不同绕组型式双y移30°六相永磁同步电机建模与谐波电流优化控制[J]．电工技术学报（复审中）[2]郭新华，郭保甲，陈银等.双Y移30°六相异步电机弱磁控制算法研究[J].控制工程.vol,22(1).2015[3]ShangRY,ChenY,PengCQ.ANewMathematicalModeltoCalculateDCTransmissionSystem’sOperatingParameters[J].AdvancedMaterialsResearch,2013,614:988-995.在校期间参与科研项目3项[1]船舶推进多相电机驱动变流器控制软件开发，技术开发，项目编号：43201335[2]基于三电平拓扑的中压大功率永磁同步电机牵引系统关键技术研究，国家自然科学基金面上项目，项目编号：51477058.[3]多相电机PWM技术及开关损耗优化与谐波分析，福建省自然科学基金面上项目，项目编号：2013J01198(21201340).在校期间申请专利2项[1]郭新华、陈银、颜冰钧、边元均.三相永磁同步电动机相序检测和转子初始位置定位系统及方法专利号：201410078398.0。[2]郭新华、陈银、颜冰钧、边元均、郭保甲.多相永磁同步电机相序检测及转子初角定位系统和方法专利号：201410078479.0。77