w波段宽带混频器的分析

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电子科技大学硕士学位论文年代中期，晶体管技术和外延单晶生长技术的发展为混频器的发展提供了物质基础。直到六十年代，表面势垒二极管和隧道二极管问世后，混频器的研究才得到迅速发展。七十年代，混频器的研究主要集中在肖特基二极管的混频特性的研究，与此同时P-J．Meier等人提出了一种应用于毫米波的新型传输线——鳍线，引起了人们广泛的兴趣。到八十年代，鳍线、共面线等平面传输线的理论研究已经相当成熟，它们被广泛的应用于毫米波混合集成电路中。在这期间，混合集成HMIC技术逐渐发展成熟，60GHz左右的混频器已有大批量生产的商用器件，研究毫米波乃至W频段混频器的文章也大量涌现。八十年代中期，美国大量投资微波毫米波单片集成MMIC技术的研究，至此毫米波混频器研究的重点从混合集成转向单片集成。九十年代，MMIC技术从研制转向实用阶段，目前50GHz以下的已出现大量商用器件。八十年代中期，我国毫米波技术的发展开始萌芽，由于设计软件、制作工艺、测试仪器等多方面受到限制，与国外有较大差距。目前我国对毫米波器件的研究还集中在混合集成HMIC，单片集成技术尚不成熟。(一)国外发表的重要论文国外发表的关于W波段混合集成混频器的论文，主要集中在上世纪七十年代和八十年代，其中较有代表性的有：1975年，A．R．Kerr利用减高波导实现了温和低温两种低噪声宽带混频器，它们的射频频率范围为80—120GHz。其中低噪声室温混频器在中频频率为1．4GHz时，变频损耗为5．5dB，单边带噪声温度为500K；而低温混频器在中频为4．25GHz时，变频损耗为5．8dB，单边带噪声温度为300K[21。1979年，A．GCardiasmenos和P．T．Parrish等人采用梁式引线肖特基势垒二极管作为混频管，并用悬置微带实现混频电路。射频在94GHz时变频损耗为6dB，单边带噪声温度大约为760Kt3|。1981年，同样是P．T．Parrish等人仍然采用梁式引线肖特基势垒二极管作为混频管，用悬置微带电路制作巴伦，实现了单平衡结构的混频电路。在射频信号频率为90～94GHz的范围内，变频损耗小于8dB【4J。1982年，BuiL等人以悬置微带一鳍线1800混合结，分别制作了Ka波段和W波段制作单平衡混频器，其中，W波段混频器在射频信号78～94GHz范围内，变频损耗小于lldBt5|。1982年，KennethLouie等人用crossbar结构实现了W波段宽带混频器，这种crossbar结构是利用射频和本振电场相互垂直的原理来实现射频和本振端口的高2 第一章绪论隔离度。该混频器在射频和中频带宽大于20GHz的范围内，变频损耗小于7．5dB[61。1982年，J．Paul等人利用照相平板印刷法将crossbar结构直接印刷在Duroid或石英基片上，采用梁式引线二极管，分别制作了V、W、D波段的单平衡混频器。其中W波段混频器在本振功率为13dBm的情况下，在中频频率为0．1～3GHz时，变频损耗在5-9dB之间【7J。1983年，R．S．Tahim等人分别用crossbar悬置微带和鳍线．悬置带线实现了两个w波段宽带混频器。第一种混频器，在76～91GHz射频范围内，变频损耗为7．5dB；第二种鳍线混频器，在76—108GHz射频范围内，变频损耗8—12dB[81。1983年，WolfgangMenzel等人分别在V波段和W波段用鳍线结构实现了宽带混频器，其中W波段混频器，在射频频率为94GHz时，变频损耗为7dB[9]。1984年，LloydT．Yuan等人采用crossbar结构实现W波段宽带混频器，在83．6～92．6GHz射频范围内，变频损耗小于10dBtD0]。1984年，WCallsen等人采用鳍线一共面波导制成140GHz的宽带混频器，射频频率为130～142GHz时，变频损耗小于7．5dB[¨】。1985年，KaiChang，EnglishD．M等人采用混合环制成W波段混频器。在9GHz的射频频率内，变频损耗小于7dBtl2】。】987年，S．Low等人采用crossbar制了三毫米波混频器，当本振频率为85GHz，射频在85～100GHz的范围内，测得变频损耗小于7dBIb】。2005年，MtmKyoLee等人采用鳍线．共面波导制成在低本振功率下，具有低变频损耗的平衡混频器。在本振功率只有6dBm的情况下，射频为92．9GHz时的变频损耗小于10dB[14J。(二)国内发表的重要论文1990年，电子科技大学的谢晋雄，分别采用鳍线．带状线1800混合结和鳍线．共面波导1800混合结制成W波段宽带混频器。前者射频带宽10GHz，从85～95GHz，本振频率固定在90GHz，变频损耗小于15dB；后者射频带宽8GHz，本振为91GHz，变频损耗小于12dB【l川。1994年，中科院上海物理研究所的王彪等人，采用鳍线．共面波导混合结制成W波段宽带平衡混频器。射频带宽12GHz，从68～80GHz，本振频率为67GHz，变频损耗小于lldB，且射频．本振端口隔离度大于18dBt№】。2001年，南京电子技术研究所的胡建凯等人，采用鳍线制成单端混频器，采用鳍线．共面波导混合结制成单平衡混频器，两种混频器均采用梁式引线二极管。两个混频器的射频带宽均为3GHz，从93～96GHz，单端混频器的变频损耗分别小3 电子科技大学硕士学位论文于10dB，平衡混频器的变频损耗小于9dBtl。71。2004年，电子科技大学的董庆来，采用鳍线．共面波导混合结制成了三毫米单平衡混频器。射频带宽4GHz，从92-96GHz，本振频率为90GHz，变频损耗小于15dB，射频一本振端121隔离度大于20dBE18】。2007年，电子科技大学的杨艳，采用鳍线一共面波导1800混合结，制成了本振鳍线正面安置和反面安置的两种平衡混频器。两者的本振频率均固定在92．5GHz，功率为15mW。前者射频带宽为27GHz，从75～103GHz，变频损耗均小于11．5dB；后者射频带宽为31GHz，从75～106GHz，变频损耗均小于14．5dB。两种混频器的射频．本振端口隔离度均大于20dB[”】。国内毫米波技术研究起步较晚，由于受到工艺、材料、测试仪器等限制，目前对毫米波器件的研制还集中在混合集成方面，且在三毫米及以上的波段，国内研制的混频器较之国外八十年代的水平还有一定距离。因此，对W波段混频器的研制仍是十分必要的。1．3论文工作本文主要对w波段的宽带混频器进行深入研究，以鳍线一悬置微带1800平衡巴伦为中心，分别研制了两种结构的单平衡混频器。本文的主要工作是：根据二极管理论和课题指标的宽带要求，利用Agilent公司的ADS计算机辅助软件以及Ansoft公司的HFSS高频电磁场仿真软件，结合单平衡结构的混频原理，得出混频器各个端口的结构和尺寸，并完成混频器的优化，制作和测试工作。课题指标：射频频率：75～110GHz本振频率：92．5GHz本振功率：13dBm中频频率：O～17．5GHz变频损耗：≤15dB本文结构：第一章为绪论，首先介绍了课题的研究背景，接着详细地介绍了W波段混频器的国内外发展动态，最后给出本课题的指标；第二章介绍了混频器的基本理论，首先简单介绍了肖特基势垒二极管的结构原理以及伏安特性，然后详细介绍了混频器的主要指标，最后按混频器电路结构4 第一章绪论的不同，分别讨论了它们的工作原理；第三章主要介绍常用于毫米波集成电路的平面传输线以及它们之间的过渡，我们首先介绍了鳍线、共面波导的结构和特性，接着介绍了几种常见过渡的结构和原理：第四章给出了实现w波段宽带混频器的两种方案，利用ADS建立二极管对在LO和RF端口下电路模型，给出阻抗初值，再利用HFSS优化仿真混频器的各个部分，最后研究匹配本振和射频的匹配；第五章为混频器的实验研究，我们加工制作了混频器实物，并搭建平台进行测试，给出了测试结果及分析，并为以后的工作提出了改进措施；第六章为结束语，总结了本文的主要工作以及不足之处。 电子科技大学硕士学位论文第二章混频器的基本理论在通讯系统中，混频器将收到的射频信号转变为易于进一步处理的中频信号，然后送到中频放大器进行信号放大，因此混频器的性能对整个系统有重要的影响。混频器一般由一个或多个非线性固态器件、射频回路、本振回路和中频滤波器组成。它是利用固态器件的非线性特性，将信号的载波频率．屈和本振频率五转变成它们的各次谐波频率的组合璎届±礁龙(其中聊，拧为正整数)，并用中频滤波器将我们所需的某次谐波频率的组合分量选择出来作为混频器的中频输出詹。、．根据混频器输入信号五与输出信号。詹的关系，可以分为上变频器(五<屈)和下变频器(．屈>詹)。按输出谐波频率的组合分量的不同，可以分为基波混频器”(，，z功=1)和谐波混频器(所和，z不同时为1)。根据课题的指标要求，本论文所研制的混频器为下变频的基波混频器。按所使用的非线性器件的不同，混频器大体上分为两类：采用晶体管或场效应管作为非线性器件，能够实现变频增益，并改善系统噪声，需要的本振功率较低，输出信号的交调干扰小，但是电路复杂，常作为上变频器，应用于发射机中；采用无源二极管作为非线性器件，虽然存在变频损耗，但电路简单且易于集成，工作稳定，工作带宽可达几个甚至几十个倍频程，是目前主要的微波毫米波下变频混频器。在该类混频器使用的无源二极管中，肖特基势垒二极管具有噪声低、频带宽、工作稳定、动态范围大且不易饱和等优点，被广泛的用于毫米波非线性电阻混频器中。在本章，我们首先介绍作为非线性电阻混频器中心器件的肖特基势垒二极管的相关理论；然后介绍混频器的主要指标：最后按混频器电路的不同结构，分别讨论它们的工作原理以及在微波段常见的实现方式。2．1肖特基势垒二极管㈨肖特基势垒二极管是一种金属．半导体接触势垒二极管，又称表面势垒二极管。与PN结二极管相比，肖特基势垒二极管是多数载流子器件，不受电荷短缺效应的影响，消除了结通断转换速度的限制因素。由于肖特基势垒二极管的高频特性好、开关速度快、噪声低、动态范围大、结构简单且易于集成，因而被广泛的用于微6 第二章混频器的基本理论波毫米波混频器中。图2-1(a)是肖特基势垒二极管的原理结构。肖特基势垒二极管制作在一个高导电率的N型(N+)衬底上，并且在衬底上面生长一个极纯的高导电率N+缓冲外延层，用于降低串联电阻同时避免制作过程中漂移到外延层去的杂质出现在衬底上。在N+缓冲层上又生长了一个N外延层，连接到外延层的金属阳极形成整流结，并在衬底上做一个欧姆接触。肖特基势垒二极管是金属阳极和半导体阴极之间形成的结，导电机理是多数载流子热电子发射穿过由于功函数不同而产生的势垒，而不是半导体中少子的复合。‘Ⅳ+缓冲层Ⅳ+衬底(a)(b)图2-1(a)肖特基势垒二极管的原理结构(b)肖特基势垒二极管的等效电路图图2—1(b)为肖特基势垒二极管的等效电路，尼为等效结电阻，具有非线性特性，混频器即是利用它的非线性实现混频的；e为等效结电容，与结电阻尼一样随外加偏压呈非线性变化，我们把结电阻尼和结电容G称为“本征二极管”参数；尼为等效串联电阻，主要来源于二极管非耗尽外延区，只呈极弱的非线性，可把它近似认为线性元件；厶为引线电感，G为管壳的寄生电容，它们是由封装引起的寄生参量，对结电阻尼产生分压和分流的作用，消耗了部分加在二极管上的有用信号，因此引线电感厶和寄生电容0越小，二极管的性能越好。二极管的伏安特性为：‘f=t(P”-1)(2-1)其中，0为反向饱和电流，口=e／nkT，e是电子电荷，玎是修正因子，k是波尔兹曼常数，丁为绝对温度，而v是外加电压。它和一般PN结半导体二极管的伏安特性如图2．2所示。 电子科技大学硕士学位论文对等式(2．1)左右两边求导，二极管结电容为：即得二极管的瞬时电导：g(r)=熹叫∥讣)2南(2-2)(2·3)其中0D为零偏压结电容，①为扩散电位，y是一个与掺杂有关的常数，若为均匀掺杂y=O．5。二极管的截止频率：z=丽1巧(24)截止频率是衡量二极管性能优劣的一个重要参量，只有当截止频率远远高于二极管工作频率时，尼和e对变频效率的影响才可能很小。如式(2．4)所示，要提高截止频率．尼，就应减小串联电阻足和零偏压结电容％，但两者的增减是相互矛盾的。与PN结半导体二极管相比，采用金属．半导体结的肖特基势垒二极管具有明显的优势，它们伏安特性的比较如图2．2所示。肖特基二极管的正向曲线较陡，在偏压相同的情况下，其结电阻更小，从而使等效热电阻降低到2～3欧姆，大大减小了二极管的噪声；此外，肖特基二极管的门电压更低，即二极管导通所需的外加电压更低，具体在混频器中，就是所需的本功率更低。一klb蝴一?L--------PNl，J／y，O，，／～何／7一一V图2．2肖特基势垒二极管和PN结半导体二极管的伏安特性比较2．2混频器的技术指标硷盯 第二章混频器的基本理论混频器的主要指标有：变频损耗、噪声系数、ldB压缩点、三阶交调系数、动态范围、端口隔离度及端El驻波比等。本节将依次介绍这几个重要指标。1．变频损耗厶混频器输入端的信号功率和输出端的中频功率之比，由三部分组成：包括非线性电导净变频损耗厶，混频二极管的结损耗L和电路的失配损耗三m。k(招)=lOlg等=乞(招)+‘(地)+厶(抬)(2-5)1)非线性电导净变频损耗￡g在混频产生的各次谐波分量中，除了有用的中频信号以外，还有很多本振高次模的谐波分量，它们所引起的信号能量的损耗，称为非线性电导净变频损耗，它取决于非线性器件中各次谐波能量的分配关系，是混频器的固有损耗。宏观看一来，厶主要受混频二极管的非线性特性，混频管电路对各谐波分量的端接负载，以及本振功率强度等情况的影响。当混频管的参数及电路的结构固定时，净变频损耗将随本振功率的增加而降低。2)混频二极管的管芯结损耗厶管芯结损耗主要是由串联电阻Rs和结电容G引起的。混频器是利用结电阻的非线性特性进行混频的，换言之，仅有加在结电阻R，上的信号才能参与混频，因而串联电阻凡和结电容c『对结电阻碍产生的分压和旁路作用，将导致一部分信号被Rs和G消耗掉，从而产生二极管的管芯结损耗：，，D、‘(衄)=lOlgl1+7飞--I-国2e2足髟l(2-6)当混频器工作时，0和王弓的值都随本振激励功率R大小而变化。当R很小时，弓很大，所以G的分流损耗就会加大；随着R的增加，母将减小，cj的分流作用也将减小，但凰的分压损耗会增长。因此存在一个最佳的本振激励功率。调整本振功率，f吏．Rj=lio,cs时，可以获得最低结损耗，即‘曲(扭)=1019(1+2嵋足)(2—7)可以看出，工作频率越高、串联电阻凰越大、结电容0越大，则管芯的结损耗越大。但0和Rs都与本振功率有关，随着本振功率PL的增加，由结电容q产9 电子科技大学硕士学位论文生的损耗将减小，而由串联电阻凡带来的损耗将增大，也就意味着结损耗厶不会随本振功率凡的增大而单纯的增加，而是在某个功率范围内出现最佳的结损耗。图2．3显示了混频器总变频损耗厶与本振功率R的关系。根据实际经验，硅混频二极管的最低结损耗对应的本振功率为1～2mW，砷化镓混频二极管最小结损耗对应的本振功率为3～5mW。．．】辛筮掘毵^鹾京lO芒《瑟．谋。孝摄功率(迸瓦)图2．3变频损耗和本振功率的关系此外，影响二极管损耗的另一个参数是二极管的截止频率￡，通常二极管的截止频率要足够高，希望达到Z≈(10～20)f,，其中石为射频信号频率，若工=2呖，则三朋f。=O．4dB。3)电路的失配损耗三m失配损耗取决于混频器射频输入和中频输出两个端13的匹配程度。假定输入端反射系数为r。，驻波比为风，输出端反射系数为ri，驻波比为肛，则失配损耗为：一㈨g南删g南圳，g警删g掣弘8，混频器射频输入口驻波比风一般小于2，L肌的典型值为05～ldB。2．噪声系数，噪声系数的一般定义为：输入端处于标准温度(290K)的二端口网络的输入端与输出端的信噪比：肚耠p9，po|Noj’lO 第二章混频器的基本理论式(2．9)中，M和他分别表示输出端和输出端的噪声资用功率，Pf和R分别表示输入端和输出端的信号资用功率。在混频器中有￡c盎曩／只，所以混频器的噪声系数可表示为：～c鼍=NNos(2—10)式(2．10)中，M为有用信号输入所产生的输出噪声资用功率。混频器噪声系数，的物理意义为：当混频器的输入端处在标准温度时，输出端的总噪声资用功率心与仅由信号输入所产生的那一部分输出噪声资用功率M之比。混频器输出端的资用噪声，即中频噪声Ⅳ0主要由三部分构成：1)信号频率工端口的信源热噪声KToAf,与本振五混频后在中频端口输出，输出噪声功率为KToAf／L。。由于混频器总是同中频放大器一起构成接收机，所以式中的4厂认为是中频放大器的带宽；2)镜像频率．五处的热噪声与本振．龙混频后落到中频频带内，此部分产生的中频噪声功率仍是硒A∥乙；3)混频器内部损耗电阻热噪声、电流的散射噪声和本振携带的相位噪声都将变成输出噪声，这部分的噪声是由混频器自身产生的。根据混频器接受的信号频率石与本振频率．尼的关系，可以分为上边带频率．脑够潍)，和下边带频率AsB够瓢)，包含上下边带频率的叫双边带(DSB)信号，仅包含一个边带频率的称为单边带(SSB)信号。根据混频器接受的信号是双边带还是单边带，其噪声系数不同，分别称为双边带噪声系数R栅和单边带噪声系数Fsss。混频器接受双边带信号时，上下边带的信号都将与本振混频变换到中频输出，而接受单边带信号时，输入信号仅存在一个边带，另一边带即为噪声。对同一混频器而言，不管接受的是双边带还是单边带信号，输出端的总资用噪声功率ⅣD都是一样的(假设其它条件一样)，但由双边带信号的输入引起的输出端噪声资用功率Ns(DSB)=2KToAf／L。，是由单边带信号的输入引起的输出端噪声资用功率M(S妨)=KToAT／L。的2倍。因此陆1／2凡船，即双边带噪声系数比单边带噪声系数低3dB。3．1dB压缩点ldB压缩点是衡量混频器输入输出线性度的一个重要指标，如图24所示。当混频器射频输入信号功率PP：较小时，变频损耗￡。是一个常量，在中频输出．射频输入响应中，表现为斜率一定的直线，但当PRF增大到一定程度时，厶将增大不再 电子科技大学硕士学位论文保持不变，我们将￡。增大ldB的位置定义为ldB压缩点。RF：inputIXlworf鹕s强培)F★图2-4ldB压缩点及三阶交调截止点ldB压缩点对应的射频功率称为ldB输入功率压缩点Pi。1dB，将对应的中频功率称为ldB输出功率压缩点如ndB。根据定义，如l曲、尸D刚dB与工。的关系为：Po埘。抬(dBm)=己，拈(dBm)-L。-1(2-11)ldB压缩点取决与本振功率和混频二极管的特性，本振功率增加时，ldB压缩点也随之增加。4．三阶交调系数必及三阶交调截止点尥交调系数是衡量混频器输入输出线性度的另一个重要指标。如果有两个频率相近的射频信号∞孙∞品和本振69。一起输入混频器，将产生很多组合谐波分量，其中屹兰(舭讯÷m呦)称为双频交调分量，定义托·磁=良为交调失真的阶数，当k=-1+2=3时，即为双频三阶交调：其中‰3=col一(2ql—co．2)(2—12a)‰3=忱一(2q2一q1)(2—12b)双频三阶交调出现在中频附近，当∞岛和甜霓相距很近时，甜司将落入与混频器输出端级联的中频放大器工作频带内，造成很大的干扰。一个双频三阶交调的具体例子如图2—5所示。12 第二章混频器的基本理论(2fm-frll)=70MHz：．3raoraor·亭_—————一MHz———争．一}——————一GHz———————÷FREQUENCY图2-5双频三阶交调三阶交调系数定义为三阶交调分量功率％和输出中频功率PsP之比：M(招)=1019堕(2．13)Pze其值为负分贝数，单位常用dBc，其物理含义是：三阶交调功率比有用中频功率小的分贝数。在ldB压缩点之前，厶j和所均随输入射频信号功率PV,F的增大而线性增大，但厶3的斜率比陆的大，如图2—4所示，因此它们之间的差值尬不是一个定值，而是随PRF的减小而增大(绝对值)，基本规律是尸!R尸每减小ldB，}m,-!就增大2dB。由于M的值与射频输入信号强度有关，是不固定的值，所以有时采用三阶交调截止点尥对应的输入射频功率％来衡量交调特性。三阶交调截止点地是陆和R，直线延长线的交点，通常比ldB压缩点高10—15dB，在射频低端约高15dB，在射频高端约10dB。因此，只要知道了三阶交调截止值％，就能算出任何输入电平下的三阶交调系数。例如，信号功率比％小15dB，则My一30dB。5．动态范围动态范围是混频器正常工作时的射频输入功率范围。其上下限如图2．4所示。动态范围的下限通常指信号与噪声电平相比拟时的功率：匕。=脓磊(t斥)鲲(2一14) 电子科技大学硕士学位论文其中，肘为信号识别系数，即系统要求信号功率比热噪声电平高的倍数；k为波尔兹曼常数，即1．38×10彩；To是标准温度，为290K；Lc为混频器的变频损耗；FzF为中频放大器的噪声系数；4．屈为中放带宽。若M=10、L。=6dB、凡F=ldB、4．兀F=500MHz，则动态范围下限R加≈一90dBm。动态范围上限受输出中频功率饱和所限，通常是指的ldB压缩点的射频输入信号。‘6．端口隔离度本振、射频及中频信号泄露到其它端口的程度，常用端口隔离度来衡量，包括三项：信号一本振端口隔离度、信号．中频端口隔离度和本振．中频端口隔离度。一般定义为：本振或信号泄露到其它端口的功率与原有功率之比，以dB为单位。如信号．本振端口隔离度的定义为：L晨，．二。e据一，喾l。冶i兰!主嘉||霎熹i!|葛淼，，，，气、伍今螺墒一再刚哥剐1最丐叨翠，^，o、信号．本振的隔离度是个重要指标，当隔离度不好时，本振功率可能冲接收机信号端反向辐射或从天线反发射，造成对其它电设备的干扰。在低中频系统中，信号．中频隔离度的影响不大，但在宽带系统中，就是重要的指标了。有时，射频信号和中频信号都具有很宽的频带，两个频带的边沿可能非常靠近，甚至重叠，这时如果隔离度不好，就直接造成了泄露干扰。当然射频信号处在微波高端时不存在这种情况。7．端口驻波比在对混频器端口进行匹配时，常常收到诸多因素的影响。如中频端口失配，其反射波再混频成信号，可能使射频端信号驻波比变坏；如果本振功率漂移，通常变化4，5dB时，就能引起两个端口驻波比出现明显变化。混频器驻波比指标一般都在2~2．5量级。2．3混频器电路及原理陉2吨31从电路结构来看，混频器主要有单端混频，单平衡混频，双平衡混频这三种类型。单端混频器电路结构简单，但噪声高，抑制干扰能力差。单平衡混频器利用平衡电桥，增大了各端口之间的隔离度，抵消了本振引入的中频噪声，同时抑制了部分谐波分量。而双平衡混频器利用两个巴伦，进一步减少谐波分量，增大14 第二章混频器的基本理论动态范围，提高隔离度，并且具有多倍频程的工作带宽，但是结构复杂，不易实现。本节将分别详细介绍这三种不同类型混频器的工作原理，以及常见的实现方案。2．3．1单端混频器单端混频器电路结构简单，但其性能较差。它只采用了一只二极管作非线性器件，所以单端混频器的隔离度、噪声系数、带宽、动态范围和抑制干扰能力都较差，在对某些指标要求不高时仍有应用。图2-6单端混频器电路结构电路结构如图2-6所示，它由定向耦合器、匹配网络、一只二极管和中频滤波器组成，射频和本振信号通过定向耦合器相互隔离，再加到混频二极管上，混频后产生的各次谐波组合分量通过滤波器选频，最后输出中频至负载端。由公式(2．2)己知二极管的瞬时电导，若加在二极管上的仅有本振，则(2．2)中加在二极管上的偏压v为：V=v0+圪coscolt(2·16)其中％为加载在二极管上的直流电压源，用贝塞尔函数展开(2．2冲的e删，贝峥二极管的瞬时电导可以展开为：g(f)=口‘P8峋[Io(aVz)+2Ij(口圪)cos吒f+2L(口圪)cos2吡f](2—17)式中而、厶、尼表示各个频率分量的幅度，可以将g(0写成一般形式：g(f)=岛+∑29。cosmolt(2—18)m=l与式(2—17)5对H5，可得g。=口te8ⅦIm(口K)，其中m=0，1，2⋯⋯ 电子科技大学硕士学位论文当一个小信号K=圪coscot，和本振一起加到二极管上时，二极管两端的总电压就为：1，=Vo+圪coscoLt+V,coscot(2-19)因为信号功率较小，可以围绕％+VLcos缈，f展开二极管总电流，保留第一项忽略其它项，则：江v,cosqf熹lV=％+圪c。s吃忙g(f)Kc。sqf(2-20)总电流可表示为：f=goKcos皑f+∑‰V,Ecos(mcoL+co,)t+cos(mooL-cg，)t](2-21)m=l在总输出电流中，包含本振的各次谐波和射频信号的组合，其中gl巧cos(甜三一甜。)为单端混频器的中频输出。图2．7实际实现的一个单端混频器一个在微带上实现的单端混频器如图2．7所示，定向滤波器提供了本振和信号的隔离，射频带通滤波器用来阻止带外可能与本振混频在IF端口产生虚信号的带外输入信号，而短路开路1／4本振信号波长的短截线为空闲的本振谐波组合分量mWL+60／F提供电抗终端。。2．3．2单平衡混频器16 第二章混频器的基本理论单平衡混频器电路结构形式很多，应用很广。它一般是由平衡电桥、阻抗匹配器、中频低通滤波器和一对特性参数相同的混频二极管组成。其基本电路形式有两种：900相移型和1800反相型。其中1800反相型又分为本振反相型和信号反相型。本振反向型原理图如图2．8所示，射频电压通过1800平衡电桥，相位相等而幅值相同地加在混频二极管D1和D2上，本振电压通过电桥，相位相反而幅值相同地加在Dl和D2上；在两只二极管输出电流频谱中，中频分量在输出端相位相同而叠加，形成本振反向型混频器。该结构的混频器采用平衡电桥，改善了各端口隔离度，提高了混频产物的纯度，减少了变频损耗，并且抵消了由本振引入的那部分中频噪声；同时，由于用了两只混频器，动态范围比单端混频器大了3dB，但需要更高的本振功率，同时要求两只混频管的参数严格～致。1800hybrid图2-8本碾反同型单平衡混频器原理图如果两个混频二极管的特性相同，位置也是对称的，则加在每个二极管上的信号电压幅度相等，相位相同，假设为：Kl=Kl={coscost(2-22)矿而本振电压在DI和D2上的相位相反，则两只二极管上的本振电压为：”冬c。scolf(2-23)=一冬COS(2-24)vL2COScolt2一—孝考虑到申J压电流方向与二极管的极性后，流过D，和D’的申．流分别为i，和f’： t=厂(vsl+VLl)=丢以。(等cosq0”(等c。sqr)”Q一25，州(v,2-vL2)=荟厶(知心卅扣吼r]”弘26，单独看il和／2时，其频谱分布为：mG+ncoL，从图3—8中可知il、／2、i3、i4的关系为：由此得：‘=f1一如i4=‘+之(2—27)屯=荟‰[(_1)“一，](孚cosqr肥cos吼z)”p28，‘=善以。[(一，)“+-](导c。sqr)”(孚cosqr)4c2—29，式(2．28)中的is为输出频谱，当n为偶数时，因子[(．1)n1]=O；当n为奇数时，2。即输出电流i3中包含本振偶次谐波分量被抵消无输出，包含中频的奇次谐波分量增加3dB。可见，单平衡混频器的组合频率干扰比单端的少一半。式(2-29)中的f4为输入端处的组合干扰分量，当n为偶数时，因子[(．1)n+1]=2；当n为奇数时，[(．1)n+11=0。即输入端干扰电流／4仅含有本振偶次谐波分量，其中包含镜像频率2coL-co。．，!】．●●。。‘。’1一．主图2-9噪声等效电路本振反向型单平衡混频器的噪声等效电路如图2-9所示。图中抽为引入的本振噪声，当噪声电压VN的方向和本振电压相同，因此两只二极管上的噪声电压为： 第二章混频器的基本理论vm=一粤COS纨r2一等纨‘二"孚cos‰r本振电压和噪声共同作用于两个二极管上时，流过混频管的电流为：由此可得：(2—30)(2—31)‘’叫嘞飞)=丢如(一扣q*孚一r]“任32，f2’叫-vⅣ2-vL2)=∑kn厶(孚哪r肥cos吐r)”(2-33)＼二／＼二／毛’=∑kn气[(-1)·矿一，](孚cosqr)‘(孚一r)”亿34，当捂±1，，2=-T-1时，带入式(3．34)中，可得混频器的中频噪声输出电流为：fⅣ=0。即由本振噪声引起的中频噪声电流在输出端反向抵消，因此单平衡混频器的噪声比单端的小。由于微带电路尺寸小，形式灵活，单模工作带宽较宽，便于集成，在微波甚至毫米波段，单平衡混频器常由微带电路实现。图2一10为本振反向型单平衡混频器的一种微带电路实现方式，称为混合环混频器。J—LO习卜‘input_Ij图2—10混合环混频器混合环混频器利用3dB电桥构成反向型混频器，信号电压同相加于两个二极19 电子科技大学硕士学位论文管之上，而本振电压反向加于二极管之上。本振和信号端口的隔离度由3dB电桥固有的隔离提供。混合环混频器的平衡度好，隔离度高，结效应小，但是由于环周长与波长有关，所以工作带宽不宽，只能作为窄带混频器。RF———卜LO———■卜图2．11分支电桥混频器图2．11为900相移型单平衡混频器的一种微带电路实现方式，称为分支电桥混频器，是最早期的微带集成混频器。为实现阻抗匹配，主臂和耦合臂的阻抗比通常是西1，如果两个输出端121拥有相等的终端，所有功率将反射隔离端121，能使RF和LO端口具有低驻波，通常小于1．5。RF和LO端口的隔离取决于二极管阻抗匹配和两只二极管特性的一致性。2．3．3双平衡混频器双平衡混频器原理图如2．12所示，主要由四只二极管和两个巴伦组成。其优点是：多倍频程工作，混频组合分量少，隔离度好，动态范围大。缺点是：结构复杂，需要较高的本振功率，且严格要求四只二极管的特性完全一致，不易实现。20 第二章混频器的基本理论图2．12双平衡混频器的原理图21IFoutput．亡=I—◆。==- 电子科技大学硕士学位论文3．1平面传输线第三章平面传输线及其过渡传输线是以横电模(TE模)横磁模(TM模)或其混合模或横电磁模(TEM模)的方式传送电信号的导波结构。传统的传输线是波导及同轴线。60年代前期，随着微波频率的升高和设备小型化的需要，微波低损耗介质材料和微波半导体器件迅速发展，形成了微波集成电路，使得平面传输线得到了广泛的应用。用于毫米波集成电路的平面传输线常有：微带线，悬置微带线，鳍线，共面波导和槽线等。这些平面传输线以及波导的特性比较如表3—1所示‘24】。表3-1几种传输线的特性比较平面单模带宽空载Q值色散特性实用阻抗设计公式与半导体传输线范围相容性微带宽较高差较宽准确好悬置带线宽同好宽较准确好鳍线宽同好宽准确好槽线宽低较好较宽兰好Z【波导宽局好宽很准确较好对毫米波集成平面传输线的准确分析是设计毫米波元件和系统的基础，本章将详细介绍微带线，鳍线和共面波导的结构原理及经验设计公式，为后续章节介绍集成电路的实现奠定理论基础。3．1．1微带线微带线容易与其它有源、无源的微波电路集成，因此是目前在HMIC以及MMIC中使用最为广泛的一种平面传输线。微带线是在介质基片的一面制作导体带，而在另一面制作金属接地板。几种常见的结构如图3．1所示，在毫米波段运用最为广泛的是屏蔽微带线和悬置微带线。介质基片最常用的材料有：纯度为99．5％的氧化铝陶瓷、聚四氟乙烯以及聚四氟乙烯玻璃纤维板。 第三章平面传输线及其过渡导带介质基片＼f．—-一l＼接地平面屏蔽外壳(a)Co)(c)图3-1微带结构的一般形式(a)开放式微带线(b)屏蔽微带线(c)悬置微带线微带线中的场大部分集中在介质基片内，是一种TE．TM的混合场。纵向场分量主要是由介质与空气分界面处的边缘场引起的，当频率较低时，它比导带和接地平面之间的横向场分量小很多，可以忽略不计，与TEM模相近，称为准TEM模，可用准静态法求解；当频率较高，到达毫米波段时，纵向场分量不能忽略，仍为TE．TM混合模，要用频域法【25】等全波分析的方法才能精确求解。为方便工程设计，E．O．Hammerstadt对准静态解作曲线拟合，提出了计算开放式微带线的特性阻抗ZC和有效介电常数厶的近似公式[26】：乙：j：謦111(鼍争+。·25专2：：厄[w／五+1．393+0．6671n(w／h+1．444)]w／h≤1w／h≥1w／h≤1w／h≥1(3—1)(3—2)上述公式在O．055时，屏蔽腔顶盖的影响可以忽略。如图3—1(b)中所标示的，，为屏蔽腔宽度，ho为介质基片上部到屏蔽腔顶盖的距离，3．1．2鳍线1972年，P．J．Meier为了便于制作毫米波集成电路，提出了鳍线(Finline)这种新型准平面结构【271，其本质是在矩形波导的E面嵌入槽线。相较于具有低损耗的矩形波导，准平面结构的鳍线更利于平面电路的装配和集成；并且由于鳍线基本上相当于印制的脊波导，因而比镶嵌它的矩形波导具有更宽的单模带宽。相较于微带线，在同一频率下，鳍线的导行波长大于微带的导行波长，因而鳍线对公差的要求没那么严格，尤其在毫米波频段相对不易受加工精度的影响，此外鳍线的传输损耗也比微带低。现今有报道的鳍线工作频率可达170GHz。在鳍线中传播的是由HE和EH组成的混合模，这些模式中含有电场和磁场的纵向分量。当将波导壁当作理想金属，在截止状态下混合模将变成纯的HE和EH模，若设计恰当，可使鳍线中传播的主模为准TElo模【28】。分析鳍线传播特性的主要方法有：模式匹配法[29-311，横向谐振法[32-341，频域技术[35-37】等。 第三章平面传输线及其过渡。一a：．1l—lt一丑：——·(a)(b)(c)图3-2鳍线结构的一般形式(a)双面鳍线(b)单面鳍线(c)对极鳍线鳍线就其结构而言，主要分成三种类型：双面鳍线、单面鳍线和对极鳍线。其横截面如图3．2所示。根据其鳍的对称性，又分为对称鳍线和不对称鳍线。对于一些常见的、具有对称结构的鳍线，诸如双面、单面对称鳍线，可以用简单的经验公式计算其电特性；求解具有普遍适用性的鳍线特性，诸如不对称鳍线、对极鳍线和多层介质鳍线，就需要用频域法等严格的分析方法。用各种方法分析鳍线传输特性的目标是，得到鳍线的主要特性参量，即波导波长以和特性阻抗Zr。尽管谐振法、频域法等严格的分析方法能得到更精确的波导波长和特性阻抗，但是其复杂冗长的计算给工程设计带来了很多不便。因此Meier提出了单面和双面对称鳍线的波导波长丸和特性阻抗zr的近似公式：以=Zc=zf。(3—6)(3·7)式中乞为有效介电常数，以为同尺寸脊波导的截止波长，厶是自由空间波长，Zc。为空气填充的加鳍波导无限大频率时的特性阻抗。先求有效介电常数Ee，如图3-2(b)所示，矩形波导长宽比铂z2，基片相对介电常数￡=2．22，由Shanna等人提出的近似表达式‘381可得：乞=t，(詈，考，厶，q)c3—8，式(3—8)中，函数式F中，w为鳍的缝宽，办为基片厚度，在不考虑频率影响时， F的表达式为：电子科技大学硕士学位论文(3—9)要得到有效介电常数乞，还需求得式(3．8)中截面上的有效介电常数t，即乞=(乃／砧)2，其中乃为信号在鳍线中的截止波长。b／以=0．2546，码=彳曙f，w、o．173Lij)阿式(3—11)中，A=0．1748，q-70．0836，P的值于h和a的比值有关：一o．咖k[詈一五1](3-10)(3-11)(3-12)至此，我们己求得式(3-6)和式(3-7)中的8e和砧，已能求得特定频率下的波导波长以，要求解特性阻抗Zc，还需要知道乙的表达式：式中u=O，、，=a，12022鱼孙i习五≥湃p。13’W砧LVo砧／砧考卜淞争f，b、12L石j¨sin2(劫耐㈡'1一oo<一w一口<一●一弛1—4<一w一口<一1—8一∥一、●●●／一w一6讲，●●L、●J、●●，w一6w一口一，4、r●●，6五一口23O4}02卜0●l●l／，●●一／／，●●L，●●●●●●●●●●，C●●●●●●●●【F7O—w一口‘u9O=，p中其上加<一五一口<一，一勉1—4<一^一口<一上加们玎删蝴、●●，／一】於一纠小列似矗锄一一《哎0m斗一＼、●●一、、●●●／一缈一．，兰6一肌一到期一曙S一．a啷一四弘一也岛一K 第五章混频器的实验研究(3—14)至此，我们可以在不计频率等因素的影响下，求解出印制在厚度为0．127ram，相对介电常数为占，=2．22的介质基片上，镶嵌于标准波导BJ900中的鳍线特性阻抗Zr。当缝宽w分别为0．1mm，0．15ram和0．2mm时，可以求得鳍线特性阻抗乙分别为180Q，225Q和235Q。可见特性阻抗随缝宽的减小而减小，由于工艺极限，单面对称鳍线的特性阻抗最小就在160Q左右，很难降到100Q一下。降低特性阻抗可以采用不对称鳍线。当考虑到频率的影响时，单面对称鳍线的特性阻抗可以通过对准确的频域结果的拟合曲线来导出：f，万w、b240zrIlinCOSec竺+nI—zc一面0．385／三／蒜762p均f，zC0s卵型+1．1兰L2b／以式(3—15)中，聊=o．17(b／20)+0．0098，玎=o．138(b／20)+0．8733．1．3共面波导1969年，S．EWen首先提出共面波导结构【3圳，结构和场分布如图3．3所示，其中心导带和接地面都在介质基片的同一面，与有源、无源器件连接非常方便。在微波低端，共面波导中传输的模式是准TEM模，因此没有截止频率，可用共形映射法、驰豫分析法【40】等准静态方法进行分析：但当频率增加至毫米波段时，由于磁场纵向分量不能被忽略，传输模式将变为非TEM模，用准静态法所得的结果与实际结果偏差较大，此时适于用混合模分析【4l】、频域法421、横向谐振法㈤和模式分析法Ⅲ】等方法进行分析。一苣lectrieField一一一⋯一M,,gaaticField(a)(b)图3-3(a)共面波导的结构，(b)共面波导的场分布共面波导有很宽的工作带宽，阻抗值可从40到150Q，它的Q值一般为100 电子科技大学硕士学位论文的数量级。一般情况下，CPW中心导带的宽度s、中心导带到两边接地板之间的缝宽W，介质基片的厚度h和相对介电常数s，，是影响共面波导有效介电常数Ce、特性阻抗Zr和衰减常数口的主要因素。下面将简单介绍基片厚度、导带宽度等物理量对特征参量的影响。(a)(b)图3_4(a)特性阻抗与基片厚度h的关系，(b)特性阻抗与条带宽S和缝宽w的关系在中心条带宽S、缝宽W、相对介电常数占，一定的情况下，基片厚度h越小，共面波导的特性阻抗Z，越高。如图3-4(a)所示，a／b为屏蔽腔的长宽比，基片的相对介电常数占．为10．2。可以看出在基片较薄的时候，特性阻抗的对基片厚度的变化更敏感，随着基片厚度的增加，它对特性阻抗的影响越来越小。此外，长宽a／b比也影响着特性阻抗，当长宽比增大时，共面波导的特性阻抗显著减小。当基片厚度固定在1．27ram，基片相对介电常数6仍为10．2时，中心导带宽度rs和缝宽14'对共面波导特性阻抗的影响如图3-4(b)所示。可见此时阻抗值取决于s／w的比值，比值越小共面波导的特性阻抗越大。由于图中斜率小于l，可见缝宽w对特性阻抗的影响要明显大于导带宽度S对阻抗的影响，同样也在值较小时对阻抗的影响较大。 第五章混频器的实验研究图3．5CPW衰减常数随频率的变化衰减常数口也是设计中经常需要考虑的相当重要的参量，图3．5显示了当共面波导特性阻抗一定的时候，即50Q的时候，衰减常数在不同的中心导带宽度下随频率的变化情况。随频率的升高，衰减常数几乎呈线性增大；在相同频率下，s增大，衰减常数口减小，而且仍然是s较小时对衰减的影响越大，当导带宽度增大到一定程度时，对衰减几乎没有影响了。3．2传输线间的过渡各种传输线之间的过渡在电路设计中必不可少，尤其是在现今的毫米波器件中，虽然大部分的有源无源电路都集成在微带线等平面传输线上，但对混合集成电路而言，器件之间的连接还是要依赖矩形波导来完成，因此矩形波导到平面传输线间的过渡对整个电路的实现显得尤为重要。过渡设计的基本要求是：插入损耗低，回波损耗高。本节将介绍几种常见的过渡形式，为第四章混频器电路的实现作铺垫。3．2．1矩形波导到单面鳍线的过渡图3-6是矩形波导到单面鳍线过渡的结构示意图。该过渡是依靠鳍线的槽宽渐变到全高金属波导来实现的。通过选择一种平滑阻抗变换曲线来实现鳍线渐变段的设计，使其引入的反射系数尽可能小，过渡段尽可能短。 电子科技大学硕士学位论文图3-6矩形波导到单面对称鳍线的过渡结构为实现平滑的阻抗变换，我们需要选取恰当的变换函数，在渐变段长度三一定的情况下，使反射系数最小；或在一定的反射系数下，使渐变段长度最短。常见的变换函数有：正弦平方、余弦平方、指数线和抛物线渐变等‘45舶】。这些函数同样适用于其它类型的鳍线渐变，如不对称鳍线、对极鳍线等，后面的小节也会用到。．由Mirshekar等提出的正弦函数曲线公式为：．．．晔)小(6刊sin2(羞)0≤z≤L(3—16)式(3．16)中，b为波导宽边长，WL为鳍线渐变段末端￡处的缝宽。3．2．2矩形波导到微带线的对极鳍线过渡常见的矩形波导到微带线的过渡方式有：对极鳍线渐变过渡、E面探针过渡和阶梯脊波导过渡。其中，对极鳍线过渡在毫米波集成电路中应用相当广泛，在本小节，我们将对它的基本设计思路作简单的介绍。、与探针过渡不同，对极鳍线过渡电路的走向与波导传播方向一致，结构紧凑，插入损耗低，易实现宽带过渡。过渡结构如图3．7所示，虚线部分表示基片背面的接地面，阴影部分代表正面的金属导体。成微带线，并构成了一个圆弧形谐振区，位于基片正反两面的2个金属鳍逐渐形区内金属块S的作用是抑制谐振。防谐振块S可以看成槽长为L1的槽线谐振器，当槽线长厶=n,无／2时就产生谐振，适当选择三J可以避免谐振。 第五章混频器的实验研究＼＼、、、区域1区域2’～、～～～)矗f．r<弋'P诲≮毒蚰j＼、『＼＼、＼＼‘T。}tJY图3．7波导．微带对极鳍线过渡整个过渡可以分成两个部分，第一部分是对极鳍线渐变段厶它将波导中的TEIo模旋转90。，变成准微带传输模式；第二部分将准微带过渡到标准微带线。若忽略掉金属块s，用A到H八个截面将简单化的过渡划分为九个不同的阶段，如图3-8(a)所示，这A到H八个横截面上的电场分布一一列出，如图3-8fb)所示，我们可以清楚的看到分布在基片正反面的两个渐变的鳍线是怎样将波导中的TElo模(A．A)中的电场旋转90。，最终转化到微带传输模式(H．H)的【41丌。过渡段总长厶渐变段长厶及其变化曲线，谐振区长X和防谐振块S与金属鳍的距离t都能影响到整个过渡的性能。对极鳍线渐变段三r渐变曲线的设计，常采用3．2．1小节中提到的余弦平方等变换函数，近年RuiBai等人提出用高频仿真软件HFSS自带的spline曲线取代传统的变换函数【481，该曲线以点的位置来决定曲线曲率，比变换函数具有更高的灵活性，易于优化，能在更短的过渡段长度之内，获得更低的插入损耗。该过渡设计的一大难点是谐振，在过渡段的第二部分中，位于基片正反面的渐变鳍线和导体壁形成了一个金属腔，谐振在该区域产生，谐振频率由谐振区长度X决定，设计的时候通过改变X的值可以控制谐振频率，使其尽量偏移工作频段。＼＼、、，1-7．、～一嗲＼。，＼＼＼＼＼‘Ef≤蕊蓬莎、<’一^RE6l硼I一TK■●l，nII— 电子科技大学硕士学位论文．、厂“ij／一‘—了专．．‘二j015mm。表4_2给出了优化后的几个关键尺寸的值。表40几个关键尺寸的优化值(单位：mm)LLfdOd3．63150250150．85b)微带一微带的过擅该过渡的平面结构如图4-11(a)所示，微带一共面波导的耦合过渡，如图4-tl(b它紧接在过渡a之后，由两部分组成共面波导一微带的非耦合过渡，如图。高蓁|O—O、『◇翥 电子科技大学硕士学位论文4-11(c)。关于这两个过渡的原理在3．23节中有详细的介绍(a1(b)(c)图4-ii平面几何结构(a)微带．微带m)微带．共面波导(c)共面波导．微带(1)微带一共面波导的耦台过渡微带．共面波导的face．to—face过渡的作用是：隔离直流，防止中频信号泄漏到本振端。因此，要求谚过渡在dc-15GHz具有高的插入损耗，在70～120GHz具有高的回波损耗。在HFSS建立的模型如图4一12所示，由于最初计划在该过渡之后的共面波导上粘接二极管对，因此在最初建立的模型中，共面波导的中心条带宽度较宽，大约06ram左右。之后，随设计的变化，该模型稍作修改后直接与后面的过渡相连，组成过渡b，修改后的微带一共面波导未再作单独仿真。图4-12微带．托面波导耦台过渡的HISS模型图4-13(a)和(b)为该过渡的仿真优化结果，其中国4-13(a)为s参数在60-q20GHz的频率响应，回波损耗在-20dB以下的有73～110GFIz大约41％的带宽；图4-13(b)为s参数在dc一20GHz的频率响应，dcr-17GHz的插入损耗均<一lOdB。 第四章W波段宽带混频器的优化仿真Co)图4-13微带．共面波导耦合过渡(a)优化结果．S参数高频响应(b)优化结果．S参数低频响应该过渡的平面几何结构如图4．11(b)所示，其中dl和d2对频率高端W波段响应影响较大，在优化中均存在最佳值；而Wm和k对中频信号所在的dc-20GHz的频率低端的S参数响应影响较大，Wm×k为电磁耦合区域的面积，等效为一个串联的电容，面积越大则电容值越大，对低频的阻挡作用就越强，但过大会增加高频的插入损耗。经优化，dl=0．19ram、82=0．1lmm、Lm。---0．35mm。(2)共面波导．微带的非耦合过渡如前所述，在最初的设计中，原本计划以共面波导．鳍线作为1800混合结，这43 电于科技大学硕士学位论文就要求中频信号要从共面波导的中心条带引出，一般采用“跳金丝”的方法实现，但是装配的一致性较差．且不牢固，不符合项目要求，并且金丝的存在将会干扰在共面波导上传播的本振信号，引起商次模的谐振。为了在不影响本振信号传输的情况下，引出中频信号，我们还需要将共面波导过渡到微带，再从微带线上引出中频信号。共面波导-微带的非耦合过渡在HFSS中建立的模型如图4-14所示，其中基片丁F面的渐变段均采用spline曲线，背面的渐变采用折线段实现。国4．】4珐面波导．微带的过渡的HYSS模型平面结构如图4-1l(c)所示，其中d。是影响高次模谐振频率的重要因素，d。越大，谐振频率越高，过渡的带宽则越大。为验证其影响，我们用HFSS分别对dc=o13mm和dc-0lmm进行仿真比较，图4—15为仿真结果。圈4-15共面被导．微带的过渡d瑚lmm、015一的S参数响应 第四章w波段宽带棍频器的优化仿真可见，艟着dc从0lmm增大到013mm，谐振频率从113GHz上移到119．5Gt'lz，受高端谐振影响的带内传输性能得到明显提高。在d。=O13ram的情况下，从60GHz到110GHz，插入损耗在oldB以内，回波损耗小于一20dB。不过由于工艺要求金属过孔边缘必须距上下层金属边缘015ram距离，所以dc不能随意增大，优化后的止取值015ram。r31微带一微带的过渡由上述两个过渡稍作调整以后组成，HFSS模型如图4—16所示，平面结构如图4-11(a)所示，过渡后的微带线宽o12mm，中频信号将从该段引出。图4-16微带-微带过渡的HFSS模型优化结果如图4-17所示，从dc到18GHz，插入损耗小于．10dB，在整个w波段回波损耗均小于一15dB。整个过渡段长度为175nun。图4-17微带一微带过渡仿真优化结果 电子科技丈学硕士学位论文c1微带一悬置微带的过渡HFSS模型如图4．18所示，该段过渡紧接在中频信号引出之后，微带线导体条带的宽度从012ram直线渐变到0．Smm，同时基片背面的接地面从中心分开，渐变曲线仍然为可以任意控制曲率的spline曲线。该过渡的优化结果如图4-19所示。整个过渡段长22mm，在70～120GHz内回波损耗均小于．20dB，在120GHz，有一个谐振点。i《．鼋F--Fs．|,il_——Sn⋯’sq—f。：。*-i、、、、、一一一一一叫j、、／／一j、＼，／d)波导一鳍线的过渡该过渡位于射频端口，射频信号将由标准波导输入，最后经由鳍线加载在二极营对上。，此处腔体仍为标准波导BJ900。HFSS模型如图4-20所示，鳍线渐变段采用余弦平方变换函数。 第四章w波段宽带混频器的优化仿真图4_20波导—瞎线过渡的HFSS模型仿真优化后的s参数响应如图4-21所示，在整个w波段，过渡的回波损耗都在-20dB以下。图4-21渡导-鳍线过渡的仿真优化后结果曲波导一槽线一微带的过渡该过渡用于结构2中，将本振信号由波导传输至微带线上，并通过槽线与微带线的电磁耦合隔离直流．提高本振端口和中频端口的隔离。HFSS模型如图4-22所示。槽线前端实际上是一段单面对称鳍线渐变，仍然采用余弦平方变换函数；槽线末端一般采用圆形或扇形短路面，该过渡的最低工作频率由扇形的半径决定，而扇形的弧度则决定了过渡段的带宽：微带线末端的开路面亦可采用圆形或扇形，它对整个带内的阻抗匹配有着重要的影响。为减少波导窗口对电路电场的干扰．采用的微带屏蔽腔太小为254ram×08mm。 电子科技大学硕士学位论文图4-22波导．}背线．微带过渡的HFSS模型图4．23为仿真结果，在整个w波段范围内，回波损耗<．17dB；在90～98GHz，回波损耗<一20dB，谐振频率出现在114GHz之后。槽线渐变过渡到末端段路面的总长为9ram，⋯⋯口1xvP“1H‘s⋯⋯图4．23波导一槽线．微带过渡的仿真结果432低通滤波器的优化仿真理想滤波器的带内插入损耗为0．且为线性相位响应，而带外插入损耗为无穷大。当然这种滤波器是不存在的，在工程应用中，通常根据实际要求，选择适当的响应来制作滤波器。常见的滤波器响应有：最平坦型，又称二项式响应，其通带内插入损耗最小最平坦，但是带外衰减随频率变化缓慢：等波纹切比雪夫型，带内波纹等高，带 第四章w波段宽带混频器的优化仿真外可实现锐截至；椭圆函数型，在通带和阻带内都有等波纹响应；线性相位型，陡的截至响应通常和线性相位不相容，这种响应的群时延最为平坦，但截至响应不佳。毫米波混频器电路中的滤波器，常用阶跃阻抗微带线来实现，即以高阻线代替低通原型中的电感，以低阻线代替原型中的电容，高低阻抗线交替排列构成。这种滤波器结构简单紧凑，但是电特性较差，通常用于不需要陡峭截至的应用中。设计的低通滤波器是通带为0．2dB的5阶等波纹切比雪夫型，其低通原型的归一化元件值如表4．3所示：表4_35阶0．2dB等波纹低通滤波器原型元件值gogl929394959611．33941．3372．1661．3371．33941我们所需的中频低通滤波器，通带为中频信号范围0～20GHz，阻带为射频和本振信号，75～110GHz，设截止频率为40GHz。根据阶跃阻抗低通滤波器的理论，电感段高阻线的长度厶和电容段低阻线的长度己分别为：cl-g单(4-1)ohlc=gf--警(4-2)其中，Ro=50Q为滤波器阻抗，磊为高阻线阻抗，Z，为低阻线阻抗，g为归一化元件值，∥为微带线的相位常数。为减少低通滤波器对混频电路的影响，屏蔽腔尺寸应较小，具体为O．7mm×0．45mm，我们将高阻线线宽W设为O．1mm，低阻线线宽设为O．5ram，由式(3—1)、(3．2)、(3．3)以及(3-4)可得它们的∥和特性阻抗，滤波器第一级由电容段低阻线承担，再由式(4—1)311(4—2)可得每一级微带线的长度，如表4．4所示。表4-4阶跃阻抗滤波器每一级的微带线长(单位：lnl／1)如1t【2厶3l【4lcs0．55O．870．880．870．55我们在HFSS中建立模型，如图4．24所示，将表4．4中的长度值代入模型中作为初值，进行优化仿真，最终得到的结果如图5．25所示，在所需中频O～18GHz内，插入损耗均小于0．2dB，而在需要抑制的75～110GHz范围内，回波损耗均大49 电子科技大学硕士擎位论文于20dB图4-24LPF的HFSS模型XYPlotl目⋯00⋯一图4-25LPF仿真优化结果433本振过渡和LPF的联合仿真由于两个结构在本振端口的过渡都不止一个，并且低通滤波器也将从本振电路接入，园此，有必要将本振端口的所有过渡和LPF连接起来，做一个整体的仿真优化。(一)结构1的本振过渡和LPF的联合仿真结构1中过渡a、b、c和LPF的整体HFSS模型，如图4-26所示，本振端口设为端口1、将焊接二极管对的悬置微带端口设为端口2、中频端口设为端口3： 第四章w波段宽带混频器的优化仿真各个过渡之间的距离：L1、L2、L3，以及将LPF接入电路的微带线长度L4，均为需要优化的参数。图帕6结构1中本振过渡和LPF的整体模型将LPF接入混频电路的微带线宽为01mm，可等效为高电抗值的电感，为本振信号提供高阻抗，由于滤波器第一级可等效为电容，对本振和射频信号等效为短路，因此该段微带长L4应为本振信号的1／4波导波长，大约为075ram。L1、L2、L3分别取值O85ram、12mm、0．25ram。 电子科技大学硕士学位论文m1图&27结构1的联台仂真结果(a)S21和SlI(b)S32和$33优化后的结果如图4．27所示，其中(a)图为$2I和S11的响应，反映本振信号在电路申的损耗及电路失配引起的反射。在90-95GHz范围内，插入损耗>．0．25dB，回波损耗<．25dB；图(b1为$32和$33的响应，反映中频信号由混频电路引出．通过LPF至K接头的损耗，在dc~18GHz范围内，中频的回波损耗<一10dB。(二)结构2的本振过渡和LPF的联合仿真结构2的本振过渡e、c和LPF的整体模型如图4-28所示，本振端口设为端口1、将焊接二极管对的悬置微带端口设为端口2、中频端口设为端LI3。圈4-28结构2中本振过拔和LPF的整体模型刁一，o{o4J≯／l 第四章w波段宽带混频器的优化仿真仿真结果如图4．29所示，其中(a)图为$21和S1l的频率响应，本振信号在90～95GHz范围内，插入损耗>．0．16dB，回波损耗<一20dB：图(b)为$32和$33的频率响应，可见，中频信号在dC~18GHz范围内，回波损耗<．10dB。(a)图4-29结构2的联合仿真结果(a)S21和S1l(b)S32和$334．4本振和射频的匹配优化本节我们先以混频器结构1为例，对悬置微带．鳍线混合结以及二极管对在HFSS中进行联合仿真，分析本振、射频端口的回波损耗，并以此确定混合结的具 电子科技大学硬士学位论文体尺寸。之后，我们再用单支节匹配法分别对混频器结构1和结构2的本振、射频进行阻抗匹配优化。二极管放置在悬置微带到鳍线的缝隙中，这个缝隙的宽度耽埘悬置微带末端的宽度既D、长度L∞，鳍线末端的缝隙宽度％都会对本振、射频信号的匹配产生重要影响。将41节中得到的二极管阻抗值代入HFSS模型中，初步分析上述参数对匹配的影响，为实验提供初值和依据。未加匹配支节的悬置微带一鳍线混合结在HFSS中建立的模型如图4-30所示，二极管用畦予阻抗边界值的平面代替，本振、射频、中频端口分别设为端口1、2、3。图4-30混频器结构l的联合仿真模型由于二极管对粘接在悬置微带的末端上，该段的长度上加和宽度％o对整个电路的匹配都有影响。悬置微带末端的线宽巩。对本振和射频回波的影响分别如图4．31(a)和(b)所示，其中上Lo、％F和毗擅分别保持06mm、0lmm和015mm不变。总体说来，在w波段低端．本振、射频阻抗匹配较好．而在高频端，回波损耗较大，这主要是由于二极管的阻抗值随频率变化较大而引起的。比较两图可见，％o对本振回波SJ】的影响很小，而对射频回波sn的影响较大。本振回波最小点出现在79GHz左右，在本振频率92GHz，本振回波为一3dB左右：而射频回波最小值以及最大值的位置和大小均随‰不同而变化。虽然呒o=07mm在110GHz左右回波更小，但是在悬置微带上安置二极管对至少需要075mm的宽度，为兼顾射频回波和二极管安置，我们将WLo的值选为08mm。 第四章w波段宽带混频器的优化仿真图4．31悬置微带线宽既D对本振和射频信号匹配的影响(a)SllCo)$22悬置微带长度kD对本振和射频回波的影响分别如图4-32(a)和(b)所示，其中既D、％和形m分别保持0．8mm、0．1mm和O．15ram不变。相较睨D，如D对本振回波的影响更大，当三￡o为0．4mm时，本振回拨最小值出现在83GHz左右；同样射频回波最小值以及最大值的位置和大小也随着也D不同而变化，但与既。对射频回波的影响不同的是，回波损耗最大值在射频高端出现的位置对￡￡D的变化更敏感。为降低W波段高端110GHz的回波损耗，我们将悬置微带线长三LD确定为0．4mm。 电子科技大学硕士学位论文(b)图4-32悬置微带线长厶D对本振和射频信号匹配的影响(a)Sl1Co)$22图4．33为在WLo=0．8mm、LLo=0．4mm以及≯‰=O．15mm保持不变的情况下，射频鳍线的缝隙宽度嗡对匹配的影响，图(a)表示不同‰对本振回波S11的影响；图(b)表示不同‰对射频回波S22的影响。同样，％对本振阻抗匹配的影响也不大，而是仅对射频回波的最小值影响较大，‰越小，射频低端的阻抗匹配越好，这是因为‰直接关系到鳍线的阻抗值，缝隙越小，阻抗越小，与阻抗较小的二极管的匹配就越好。我们最终选定鳍线的缝隙宽度％F为O．08mm。56 第四章w波段宽带混频器的优化仿真(b)图4-33鳍线的缝隙宽度％对本振和射频信号匹配的影响(a)S11(b)$22至此，我们已经确定了鳍线．悬置微带混合结的三个关键尺寸，即悬置微带末端的宽度既D、长度丘D以及鳍线末端的缝隙宽度‰分别为O．8ram、0．4ram以及O．08mm。而混合结中鳍线到悬置微带的缝隙宽度睨求最终将由实验确定，我们将制作既嘏分别为0．1ram、O．15ram和0．2mm的三个结构1的混频器，再根据实测结果来确定wL琅的大小。由以上的分析可见，未作任何匹配处理的混频器在本振以及射频高频段的回波损耗都较大，可以预见混频器的变频损耗将较大，尤其在w波段的高端。为改5"I 电子科技大学硕士学位论文善混频器的变频损耗，我们采用串联单支节匹配法，针对本振频率90～95GHz，以及射频整个w波段进行阻抗匹配。下面，我们将分别对混频器结构1和结构2进行本振以及射频匹配的优化仿真。混频器结构1的本振和射频单支节匹配的HFSS模型如图4-34(a)所示。㈣图4-34混频器结构1的单支节匹配优化(a)仿真模型(b)优化结果匹配优化结果如图4-34(b)所示。可见，经过支节匹配以后，在本振频率92GHz附近，本振回波由．3dB降到了．7dB，大大提高了本振功率的利用率；由于射频带58 第四章w波段宽带混频器的优化仿真宽较宽，利用单支节还无法做到全频段的宽带匹配，因此射频的匹配主要针对w高频端进行，虽然在80GHz左右回波损耗有所升高，但在100GHz左右，回波损耗得到了较大改善，可使整个w波段内的变频损耗趋于平坦。混频器结构2的本振和射频单支节匹配的FIFSS模型如图4-35(a)所示，优化结果如图(b)所示，本振回波在92GHz时，为-6dB：射频回波仍在110GHz时较差。嘞图4-35混频器结构2的单支节匹配优化(时仿真模型O'优化结果 电子科技大学硕士学位论文51混频器的研制第五童混频器的实验研究我们加工制作了设计出的两种不同结构的混频器，基片与腔体的加工版图采用制图软件AutoCAD制作完成。混频器电路制作在介电常数为222的软基片RT／Duriod5880上，基片厚度为0．127ram，其上敷铜导体厚度为O017ram：混频管使用MA—COM公司的MA4E1317倒装品片二极管；电路装配在外形尺寸为19ramx】9ram×20ram的腔体中，腔体用黄铜制成并镀盒：中频同轴接头采用K接头。未加支节匹配的混频器结构1的整体电路加工版图，如图5-1所示，阴影部分为敷制在基片上的金属导体．实物图如图5-2所示。上上(a】(b)图5-1混频器结构1的电路加工版图(a)基片止面0)基片背面t。·!f{‘■m^一●f固5-2混频器结构1的实物圈 第五章混频器的实验研究未加支节匹配的混频器结构2的整体电路加工版图如图5-3所示，实体图如图5_4所示。1广币(曲(b)图5-3混颠器结构2的电路加工版躅(a)基片正面O)基片背面萝—一～_52混频器的测试图54混频器结构2的实物图测试所用的信号源为Agilet83623B，频率范围为10MHz～20GHz，加上倍频模块Agilemt83558A能够提供75～110GHz的射频信号；本地振荡器采用实验室自制的耿氏振荡器，所提供的本振频率为9215GHz，功率为184row，其后连接可调精密衰减器，以观察在更小的本振功率下混频器的变频损耗的变化：连接混频器中频端口的频谱仪为Agflet8563EC，能够检测到的频率为9kHz一265GHz。测试平台框图如图5-5所示，实物图如图5-6所示。 电子科技大学硕士学位论文目5-5混频器测试平台框圈●_l-l-l●‘_●---l_--_-—_e——_---———--__一圈5-6混频嚣测试平台在测试系统中，连接混频器中频端口和频谱仪的包括一条同轴电缆和一个隔直块，当频率较高时，它们对输出中频信号的损耗较大。为校正测试系统带来的额外损耗．我们用信号源Agilet83623B和频谱仪AgiIe【8563EC对其进行测量。测试框图如图5．7所示，结果如表5-1所示，可见，当中频频率达到12GHz以上时，同轴电缆和隔直块带来的损耗将不能忽略，应当从混频器的变频损耗中扣除。区塑Hl!竺塑!!H竺坐[图5．7电缆和隔直块损耗测试框图表5-1电缆和隔直块的损耗62 第五章混频器的实验研究Frequency(GHz)12131415161718Loss(dB)O．51．172．334．175．836．57．475．3测试结果与分析为确定混合结中安置二极管的缝隙宽度≯‰，以匹配前的混频器结构1为实验对象，我们分别制作了三个既嘏为0．2mm、0．15ram和0．1mm的混频器，变频损耗测试结果如图5-8所示。其中，本振频率为92．15GHz，功率为12．6dBm图5．8混频器结构1不I司W的测试结果由测试结果可见，安置二极管的缝隙既．R越小，变频损耗越小。既尺为O．1mm时的变频损耗，在整个w波段内都明显优于w=0．2mm的；相较w=O．15mm而言，w=0．1mm的混频器在射频低端75～100GHz左右，以及高端106～110GHz，其变频损耗都较小，但在102～105GHz左右要差一些，可认为是由于加工误差造成的。由实验结果看，总体说来，鳍线．共面波导混合结的缝宽w越小，混频器的变频损耗越小。扣除电缆和隔直块损耗之后，未加匹配支节的混频器结构l的变频损耗测试结果如图5-9所示，其中本振频率为92．15GHz，功率为18．4mw；射频信号输入功率为0dBm。从图中可见，射频信号在75～102GHz范围内，变频损耗小于12dB，最优处位于射频低端75GHz处，变频损耗为6．75dB；射频高端性能较差，在102～110GHz频率范围内，变频损耗在12～15dB之间。测试结果与4．4节的回波损耗仿真结果基本相符。63 电子科技大学硕士学位论文-J-J-‘／一-一L092．15Gt-Iz12．6dBm一一_，●／--，-i_．／j_一7，-_弋r_，．-J‘，、，＼-／'il0一一l75BO859D951UU1U51URFrequencyfGHZ)图5．9匹配前混频器结构1的变频损耗测试结果经过本振和射频匹配以后的混频器结构1的变频损耗测试结果(扣除电缆和隔直块损耗之后)如图5．10所示，在整个w波段内变频损耗得到明显改善。射频信号在75～102GHz内，变频损耗小于10dB，其中，83～101GHz内，损耗基本小于9dB，最佳点出现在91GHz，变损为7．43dB；在102-110GHz内，变损介于10～14dB之间，且变频损耗随频率的增加而升高，最差点仍然为110GHz，变频损耗为13．7dB。图5—11为75GHz、93GHz、110GHz时的输出频谱图。图5．10匹配后混频器结构1的变频损耗测试结果321O98761，一∞口一mmoIuoIs．Im，、cou 第五章混频器的实验研究蜃a)巾)(c)图5-11匹配后混频结构I的中频输出频谱图(a)75GHzCo)93GHz(c)110GHz圈5．12匹配前程频器结构2的变频损耗测试结果一％一$ol=2mlu 电子科技大学硕士学位论文未经匹配处理的混频器结构2在扣除电缆和隔直块损耗之后的变频损耗测试结果如图5-12所示，射频信号在75～1070Hz范围内，变频损耗在9—13dB之间，最小处位于89GHz，变频损耗为917dB：在射频高端107～110GHz范围内，变频损耗较大，在110GHz时最高，达到16dB。经过本振和射频匹配【三}后的混频器结构2的变频损耗测试结果(扣除电缆和隔直块损耗之后)如图5-13所示。射频频率在75～101GHz之内，变损在8～105dB之间，其中在90～97GHz之间，变频损耗基本在9dB以下，最佳点出现在94GHz，变频损耗为813dB：射频频率位于102～110GHz之内时，变损介于10．14dB之间，最差点仍然出现在110GHz，变损为13．53dB。图5—14为75GHz、93GHz、】)0GHz时的输出频谱图。RFireqⅢcvf5Hz)目5．13匹配后馄额器结构2的变频损耗测试结累廑(町 第五章混频嚣的实验研究(b)(c)国5．14匹配后混频结构2的中频输出频谱图(a)75GHz啦)93GHz(c)110GHz总体说来，匹配后的混频器结构1和结构2在100GHz以下，能够达到工程应用的要求，但在100～110GHz范围内，还是未能满足工程需要，仍然有待改进。存在的主要问题有：在射频高频端变频损耗较大，并且在整个w波段内波动也较大。造成不足的园主要有：射频与二极管的匹配没有做好；由于一开始欠缺考虑，导致结构1的本振端的过渡繁多，电路较为复杂；虽然通过改进，结构2避免了上述问题，但是由于时间等原因，未能对结构2作进一步的优化和实验研究；此外，工艺限制、加工精度等也对混频器性能有一定影响。通过分析．针对上述情况提出如下改进措施：1)进一步改进射频高频端与二极管对的匹配；2)提高混频电路的容差，改善由加工精度带来的不稳定性；3)提高二极管对焊接的对称性。 电子科技大学硕士学位论文第六章结束语在现代雷达与制导、电子对抗和卫星通信等领域中，毫米波混频器的应用越来越广泛。对W波段宽带混频器的研制，是当前毫米波技术开发的一个重要课题。本文的主要工作，就是在前人研究成果的基础上，对W波段本振反向型单平衡混频器的研制进行探索，以期在更宽的带宽内达到更低的变频损耗。在完成对国内外已有研究成果的收集和整理之后，本文提出了一个以鳍线．悬置微带混合结为中心的w波段单平衡混频器的研究方案，利用ADS和HFSS建立模型，并仿真优化，但由于最初考虑不周，造成结构复杂，为弥补这一缺陷，我们又提出了一个改进方案，在软件中建模，并仿真优化。最终，两种混频器结构都进行了加工制作，并测试。从实验结果看，虽然在一定的带宽内达到了预期目标，但在整个W波段的宽带范围内，仍然没有达到工程应用的要求。本文通过对测试结果的分析，为以后的研究提出了一定的指导。 致谢致谢首先要特别感谢我的导师樊勇教授。在攻读硕士期间，樊老师在学习上、生活上给予了我无微不至的关怀和悉心的教导，对我的成长给予了巨大的帮助。我从樊老师丰富的工程经验和科学的研究方法中受益匪浅，樊老师严谨的科研作风以及忘我的科研精神是我学习的榜样。感谢毫米波实验室的何宗锐老师、林先其老师、赵明华老师以及张永鸿教授在专业技术上对我的帮助，感谢张显静老师在学习生活上对我的帮助。感谢冯真俊硕士、黎亮硕士、张可硕士、李科硕士、张晓硕士、刘星硕士、伍大奎博士对我在学习和生活上无私的帮助。最后，对所有上文提到以及未提到给过我帮助和支持的人致以最诚挚的感谢和敬意!