有源功率因数校正电路中铁氧体磁心电感器的设计[1]

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1、有源功率因数校正电路中铁氧体磁心电感器的设计APFCFerriteCoreInductorDesign1.概述当交流电源经全波整流和大电容滤波后，将平直的直流电压直接施加于各类变换器及其负载上时，虽然输入电压的波形是正弦波，但输入电流的波形却是窄脉冲，因而使线路的电流含有人量的谐波分量，并使变换器的功率因数人为降低。大量使用这样的电源设备，将会产生诸多不良的后果，大量的谐波电流对电网造成严重的电磁干扰和谐波污染，影响其它电器设备的止常运行，引起线路故障，甚至使输配电设备损坏；低功率因数使发电和输配电设备(包括输电线)的建造成木和运行成木增加、效率降低。有鉴于此，欧盟、中国、美国和日本

2、先后制定了电源设备功率因数的标准，功率因数指标正在成为一项全球性的强制规定，而且不再只限于大功率电源设备，更新的标准被运用到仅75W的电源设备和26W的照明设备等电子产品中。为了使开关电源的功率因数达到有关标准所规定的指标，通常要在全波整流器号滤波电容器之间加入一个有源功率因数校正电路(APFC)其原理图如图1所示。由图1可知，功率因数校正电路其实就是一个由电感器(厶)、开关管(0、整流管(D)、输岀滤波电容器(C。)和控制器(/0所组成的升压(Boost)变换器，与一般DC/DC升压变换器不同的是，其输入电压不是平稳的育•流电压，而是正弦脉动电压(―)很小。功率因数校正电路的作用，

3、是凭借控制7C依据电压和电流的检测量，经模拟运算而产生的高频驱动脉冲，来控制开关管的导通与关断，从而控制流经电感器的电流，迫使交流电源输入电流的波形及相位均与输入电压的波形和相位趋于一致，使功率因数得到很人的改善(cos<1)^1.0)o当然，输入电流各次谐波的幅值和总谐波失真(7HD)亦随Z显着降低。功率因数校正电路因所选用控制IC的类型不同，并使用与其相适应的电感器，可使其工作在临界模式(C7M1)或连续传导模式(CCM)。CRMPFC常用于100W以下的开关电源，CCMPFC则适用于200W以上的开关电源，至于功率在100W〜200W之间的开关电源，设计人员则应根据产品的技术和

4、经济指标，选择合适的电路拓扑。血A2.CCMPFC电感器的设计2.1变换器的占空比CCMPFC的工作频率是固定的，为了减少电感器和滤波器的体积，选用较高的频率为宜，例如/2100kHz。PFC输入电压的波形如图2所示，忽略整流器压降时，正弦脉动波形的幅值即：电源电压(正弦波)的幅值t/lw,,而对应于某时刻t的MC输入电压的瞬时值则为:图2PFC输入电压的波形“畑)=S”xsin曲(V)(1)式中，0«血5龙,0)=2•兀・仁，£为电源电压的频率。在开关管导通期间Ar=Ton(5)整流管截止，负载由电容器供电。在电感器储能的过程屮，电感器的端压为6仙设绕组的电感值为L(H),则电流增

5、量由零增加至(A)在开关管截止期间(对于连续传导模式S=T-TQ,整流管导通，电感器的储能释放电感电流向负载及电容器供电。在此期间，电感器的端压为U°—Ug,其电流增量由减小至零，△/“)的另一表达式如下：U-U“『63)⑶由于变换器的工作频率比电源电压的频率高得多，故可以认为对应于某时刻t的电压5(如在周期T内保持不变，其值由式⑴确定。瞬时电感端压U『与电感电流儿的波形图如图3所示。由于变换器在连续传导模式下工作，某时刻t的电感电流为电流增量与直流分量ILdcz和，而电感电流的平均值则为：L(m)IL(g=ILdcg+gmLg(A)(4)由式(2)和(3),可得到如下的等式：U匸

6、t_U°(_coi)、/于~~r(),i=—l—岛由上式可求得变换器的占空比Dg：Dg=仏=1—如l=l_%xsin血(5)当输入电压为最大值且血二彳时，最小占空比为:DiU"imax/X伽=1-—(6)Uo为保证Dmin>0,应选取Uo>Ulmm^o2.2电感电流I,频率固定，平均电流法控制的CCMPFC中，电感电流厶的波形如图4中的实线所示。乙的波形带有锯齿形的纹波，其频率与开关频率相同；乙的平均值①如则跟踪输入电压口伽）按正弦波规律变化，并与5（如的相位相同，其波形如图4屮的虚线所示。设PFC的输出功率为＜（W）,效率为q,因为PFC的功率因数cos©〜1.0,故电感电流

7、的有效值厶为:LrmsP1777757JXU(A)(7)1rms而电感电流/“）则为:人如二血灯“肿血血（A）(8)rr1i■工V图4匚、人（加的波形图式中匚为电感电流平均值/“）的幅值:血二2＞＜巴(9)2.3电感值L的选取:由式⑵和（5）可以求得AZ如）另一表达式:LxfU(cot)vrp~~r-九xsin。、，DX—Lf(A)(10)我们定义九的纹波系数(为警L与/“)之比，即:△/如)4泄血0K/=~2~2xLxfx1xsin血IU,丿2xPo