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《双极化微带天线阵与超宽带、多频段印刷天线》由会员上传分享，免费在线阅读，更多相关内容在学术论文-天天文库。
J：海人学博}：学位论文捅要为满足微波成像合成口径雷达、信息战电子对抗系统和无线通信等国民经济和军事应用的迫切需求，本论文对应用于合成口径雷达的宽带双极化微带天线阵，应用于电子对抗和UWB短程通信系统的超宽带印刷天线，以及应用于无线局域网的多频WUN印刷天线作了较深入的研究，提出了多种创新性设计，并完成了实验验证。论文主要包括以下四方面内容：第一，对多种新颖的宽带双极化微带贴片天线进行了系统的研究。从理论上并结合实验结果分析了不同馈电形式和不同馈电结构对双极化微带贴片单元的带宽、极化隔离和交叉极化特性的影响，并作了比较，讨论了如何合理选择微带贴片单元来设计双极化微带天线阵。第二，完成了16×16元x波段双极化微带天线阵的研制，各端口实测阻抗带宽超过20％，隔离度优于47dB，交叉极化电平低于．37dB，其性能已达到国际水平。同时，在单元设计的基础上，利用奇偶模原理并结合实验对各种不同形式的馈电网络进行了深入研究，充分考虑了网络之间的耦合，馈线的寄生辐射以及网络空问的局限性等因素来改进天线的极化隔离和交叉极化特性。第三，制成了独创的超宽带梯形地板印刷单极天线，实现了阻抗带宽超过21：1的极宽带性能，具有较为稳定的方向图特性，且结构简单、尺寸小，其性能在国际上处于领先水平。这是基于将传统三维结构的盘锥天线用二维结构的印刷天线来实现的思路，巧妙地将盘锥天线的锥体、圆盘和同轴线分别用梯形地板、椭圆形单极单元和渐变的共面波导馈线来代替，达到体积小型化，结构简单化，易于与有源电路集成，并获得更大的带宽。而且，提出了背腔型结构的微带缝隙天线，可实现单向辐射又有效地缩小了金属地板的尺寸，拓展其应用范围。实际设计了一副UHF波段的宽带微带缝隙天线，实现了小型化。第四，针对无线局域网系统的应用，研究、设计了一副双频WLAN微带缝隙天线，采用“T”形微带缝隙结构达到宽带双频工作并具有较高增益。同时，根据目前WLAN手机天线的小型化需求，设计了一个三频WLAN印刷单极天线，采用多枝节实现了三频的工作模式，并具有小型结构和全向性。关键词：微带天线阵，印刷天线，单极天线，缝隙天线，超宽带，多频段，双极化，交叉极化，隔离度，综合口径雷达，电子对抗，无线通信V l：海人学博l：学位论文TomeettheurgentrequirementsofnationaleconomyandmilitaryapplicationsforthemicrowaveimageSAR(syntheticapertureradar)，electronicwarfaresystemsandwirelesscommunications，etc．，thisdissertationmakesadeeperstudy011severaltypesofantennas，includingthebroadbanddual—polarizedmicrostripantennaarraysforSARsystems，theUWB(ultra-wideband)printedantennasforelectronicswarfareandUWBcommunicationsystems，andthemulti-bandprintedantelmasforWLAN(wirelesslocalareanetwork)applications．Severalnoveldesignsareproposedandtheirexperimentalverificationsarecompleted．Fourmainsubjectsareincluded：Firstly,severalnovelbroadbanddual—polarizedmicrostrippatchantennasalecomprehensivelystudied．Fromtheoryandexperimentalresults，thebandwidth，isolationandcross-polarizationcharacteristicsofadual-polarizedmicrostrippatchelementwithvariousfeedstructurcsareanalyzedindetailandcompared,thenhowtoeffectivelychoosetheelementforthedual—polarizedmicrostripantennaarraydesignisdiscussed．Secondly,anX-band16x16-elementbroadbanddual··polarizedmicrostriparrayisdeveloped．Itsmeasuredimpedancebandwidthislargerthan20％，theisolationbetweentwoponshigllerthan47dBandthecross-polarizedlevelbelow一37dB，whichhavearrivedattheinternationallevels．Inaddition,basedontheelementdesign．variousfcednetworksarefurtherstudiedbyusingtheeven／oddtheoreticalanalysiswiththeexperimentalverification，wheretheaffectionsofthenetworkscoupling,thefeed—lineparasiticradiationandthespacelimitstionaleadequatelyconsideredtoimprovetheisolationandcross—polarizationchalacteristics．Thirdly,atestnovelUWBprintedantennaisdeveloped,whichachievesameasuredimpedancebandwidthbetterthan21：1andastableradiationpaHemwithasimplestructureandacompactsize，whichkeepsaheadintheworld．Herethenewideaofusingtheprintedantennawithbasicallytwo—dimensiontoreplacetheconventioualthree-dimensionaldisc-eoneantennawithalargervolumeisproposed，whereatrapeziformgroundplane，aellipticalmonopoleandataperedCPWfeederareusedtoreplacethecone，adiscandthecoaxialline，respectively,resultinginaminiaturizedvolume，simplestructureandeasyintegratingwiththeactivecircuits，andachievingfurtherbroadbandperformance．Moreover,acavity—backedmicrostripslotantennaisalsoproposedtoachieveadirectionalradiationandeffectivelyreducethegroundplane’Ssize，whichexpandstheapplicationsofthemicrostripslotantenna．AtestwidebandUHF—bandmicrostripslotantennahasbeendevelopedwithav1 ——一一——!：塑叁兰堕!兰笪丝皇compactsize．Finally,adual-bandWLANmicrostripantennaisproposedfortheWLAHsystemapplication,whereaT-shapedslotisusedtorealizethedual—bandoperationwithahightrgain．Simultaneity,atri-bandprintedmonopoleantennaisalsodevelopedtomeetthedemandofWI．ANphoneantennas，whichadoptsthemulti—branchdesigntocompletethetri．bandoperationwithacompactsizeandtheomnidirectionalradiationcharacteristic．KeyWordsMicrostripantennaarray,printedantenna,monopoleantenna,slotantenna,ultra-wideband,multi-band,dual—polarization，CROSS-polarization,isolation，SAR(syntheticapertureradar),electronicwarfare，wirelesscommunicationⅥI 原创性声明人声明：所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作。除了本文特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包括其他人己发表或撰写过的研究成果。参与同一工作的其他同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确说明并表示了谢意。签名：架畅灵日期：加7．二·2本论文使用授权说明本人完全了解上海大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留论文及送交论文复印件，允许论文被查阅；学校可以公布论文的全部或部分内容。(保密的论文在解密后应遵守此规定){虢釉炙聊签铆夏讨帆矽∥产L’ 卜海大学博I：学位论文第一章绪论1．1引言我国已成为少数几个能独立研制和发射气象、海洋、资源和通信卫星的国家。但是，至今我国在轨道工作的遥感仪器基本上仍是光学仪器，从而无法利用微波辐射可穿透云层和其工作不依赖阳光的技术特点，实现全天候、全天时的观测。这与国际上先进国家形成明显的差距。因此，迫切需要卫星合成121径雷达之类先进的微波遥感仪器满足我国日益增长的国内需求和缓解国际竞争的压力。我国“十一五”规划中已提出，把“建设对地观测和导航定位卫星系统”列为我国高技术产业工程重大专项之一．合成口径雷达(SAR)技术作为遥感领域一种新的技术，能够提供高分辨率的目标图像，具有全天候、全天时的优势。可以大范围地对全球进行观测成像，在民用领域，SAR在地球科学和地形学中，可以提供大范围的地形、地貌图，监视地球表面变化及大陆板块的运动：在生态学中，监测地球生态的变化，测量森林覆盖面积，监视海洋变化，探测海洋上漂浮的冰块及其速度，帮助海上救援，发现鱼群活动规律；在水文学中，观测土壤湿度，探测地下水资源，监视江河、湖泊的变化，对水灾成像；在农业应用中，探测土地的使用情况，监视农作物的生长情况，发现不良现象，以便及时补救；在气象研究中，形成气象云图，探测风速，发现风暴的形成，对降雨、降雪区域成像，确定降雨量及积雪厚度；等。在军事上，它可以探测敌方纵深的军情，敌方重要的军事、经济目标成像，提供战略、战术信息。例如，以美国“长衄棍球”为代表的星载SAR，无论是在海湾战争，还是在科索沃战争以及伊拉克战争中，都发挥了重要作用，星载SAR在未来战争中的地位将越来越重要。SAR天线是决定合成口径雷达性能最关键的子系统。为了提高SAR系统的灵敏度、距离和方位分辨率、成像模糊度及测绘带宽等性能，要求使用具有双极化、宽频带、高隔离度、低交叉极化电平、高效率的有源相控阵天线。以往这种天线大都采用波导缝隙阵来实现，其技术相对较为成熟，可以实现良好的端口隔离和交叉极化特性，但其结构比较笨重、加工复杂，特别用于卫星上时，受到空间、重量等限制，不能做得太大。因此，目前的发展趋势是采用微带天线阵来实现这些功能，它具有重量轻、轮廓低、制造简单、易与有源器件相结合的优点，适合于做成大的共面阵，而且可以方便实现双极化功能。现代战争是海、陆、空、天、电子的立体战争，各种新武器威力的发挥，对战区的监视，诸兵种的协同作战，对战场资源的共享等都要依靠各种无线电电子设备的探测、侦察、告警、监视、通讯和干扰。海湾战争、科索沃战争、阿富汗战争和伊拉克战争时，美国和北约的第一波攻击都采用了强大的电磁干扰，先使敌方的通信中断、指挥瘫痪、 防空导弹无法发射，处于毫无防范的状态；然后通过大量的侦察，收集情报，实施有效的精确制导打击，从而确保了作战的成功。电磁干扰技术在第二次世界大战时已开始被应用。随着抗干扰技术的不断提高以及只益复杂的电磁环境威胁，各国都一直在研究干扰功率大，覆盖空域、频域宽，干扰技术种类多，能对抗各种威胁，并且持续作战、战场生存能力强的航空有源电子干扰装备。雷声公司的AN／ALQ．142综合射频干扰系统一直为美海军的SH-60B“海鹰”提供2～25GHz的射频覆盖，新型的海鹰直升机已装备洛克希德一马丁公司的AN／ALQ．210，它可覆盖的频率范围更宽。美国正在研究的新一代电子干扰机，希望能够覆盖从20MHz到4GHz范围内的频率，从而能够破坏敌方防空系统的搜索雷达和指挥控制网络。随着高速集成电路的快速发展，电子战系统设备向多功能一体化，小型集成化、模块化、智能化方向不断迈进。现有的超宽带天线由于其复杂的结构和庞大的体积已经无法与现代化的高集成系统相结合，采用小型化的超宽带印刷天线可以减少系统的体积、简化其结构、降低其成本，因而是一具有重大意义的研究方向。2002年2月14同美国联邦通信委员会(FCC)批准将3．1～10．6GHz的频谱用于民用超宽带(UWB)通信。这项UWB技术与其它技术相比在短距离通信方面具有无比的优越性，未来的室内通信、高速无线LAN、家庭网络、以及无线电话等都将利用UWB技术。这又使超宽带小型化通信天线成为当前研究的Ii{『沿课题之一。在信息化的时代，计算机和网络已成为人们生活中一个不可缺少的部分。未来的网络将使人们能够在广阔的范围里，方便灵活地接入网络。无线局域N(WLAN)是一种相当便利的数据传输系统，利用射频(Rn技术，取代旧式的同轴电缆和双绞线所构成的计算机局域网络，并结合了最新的计算机网络技术。从而能利用简单的存取架构让用户使用它，达到信息随身化，移动办公的理想境界。1991年美国AT&T公司率先推出的无线局域网产品为无线局域网的设计与现存有线网络的互连以及宽带网络的发展提供了标准。贝尔实验室科学家制定的IEEES02．11协议标准的出台，是无线局域网发展的里程碑。各生产厂家在802．11标准和联盟协议的基础上，实现产品的标准化。开发高性能多频段WlAN天线是无线局域网发展的迫切需求。随着全球气候的不断变化，自然灾害加剧，加强对自然环境的考察有助于减少我国的自然灾情。同时，目前海峡两岸仍处于紧张时期，台湾的少数台独分子正在蓄意破坏祖国的统一，要实现祖国的统一，必须提高我国的军事力量，以抵御外来的干涉。因此，本论文关于宽带双极化微带天线阵和超宽带、多频段印刷天线的研究无论对我国当前的政治、经济和军事发展，在天线技术层面上都是具有重要意义的。1．2宽带双极化微带天线综述天线的极化是指天线在最大辐射方向上电场矢量的取向，是天线的一项重要特性，2 l：海大学博L学位论文实际使用天线往往要对极化提出要求。双极化天线通常能发射或接收两个J下交极化的电磁波，即在同一带宽内，天线可以发射两种信号。因此，在现代通信和信息系统领域已得到广泛应用。如：(11频率复用，一对J下交的极化波在理论上是不会相互干扰的，同一频率可以载双倍信息，可将通信容量提高一倍lll：(2)收发一体化，将一对正交极化端口分别用作接收端和发射端，实现双工操作121；(3)极化分集，在城市移动通信中，由于地形环境很复杂，存在多径传播效应，利用双极化天线进行分集接收，可以有效地抗多径传播效应，从而提高通信系统的性能131；(4)极化捷变，通过引入其它有源或无源器件使天线交替工作于两种极化14l，若在两线极化端口加90。相位差，又可实现圆极化15l；(5)提高系统灵敏度，在合成口径雷达系统中，雷达系统通过双极化天线发射水平极化和垂直极化电磁波，同时接收目标反射回来的两种不同极化能量，实现目标回波的全极化信息提取，这就提高了对目标信息量的获得，增加了对目标识别的能力161。(6)用于车辆防撞系统、电子侦察、电子对抗和雷达测量系统等l埔l。1．2．1宽带双极化微带贴片天线双极化微带贴片天线有两种基本单元形式，如图1．2．1所示。图1．2．1(a)为双馈方形微带贴片单元，这是最基本且最常用的双极化单元，在相邻边同时馈电时激励起两个基模TM01和TMl0，它们等幅同相、极化方向相互垂直。图1．2(b)为圆形微带贴片单元，利用基模TMll，其周长是一个波导波长，当两个馈电口相距四分之一波长时，将会激励两个极化正交模。V(a)方形H(b)圆形圈1．2-1两种双极化微带单元基本形式参考国内外公开发表的相关文献，对双极化微带天线的设计主要围绕提高两极化端口隔离和降低交叉极化电平。两极化端口的激励有多种形式，可以根据需要选择其馈电方式，早期采用两个极化端口都由探针馈电19,10]，如图1．2．2所示。其反射损耗小于．10dB的阻抗带宽为15％，极化端口隔离优于20dB，交叉极化电平在．25dB左右。但是，这种形式的探针馈电由于探针引入电感，导致天线带宽的缩小。从而又提出了L型探针福合馈电111’“J，利用探针与贴片之问的耦合电容抵消了探针引入的电感，如图1．2．3所示。3 该天线反射损耗小于．10dB的阻抗带宽达到23．8％。口(a)(b)图1．2-2探针馈电微带贴片天线19l圈1．2-3L型探针馈电微带贴片天线【11J采用探针馈电虽然是一种可行的方案，但是考虑到垂直连接结构不利于大型天线阵的加工，后来在天线阵中大都采用平面馈电的方式。一种是共面微带线馈电[13-161,馈电微带线直接与辐射贴片相联或开路微带线通过电磁耦合激励贴片。由于微带线与辐射贴片位于金属接地板同一侧，这种结构馈电微带线的寄生辐射对天线的辐射方向图有一定影响。另外，在平面天线阵中馈线距离辐射贴片较近时，对天线的极化纯度和极化隔离影响也较大。对于共面微带线馈电贴片，可以采取一些措施来提高其极化纯度和极化隔离，例如钟顺时等115l采用角馈的形式提高极化隔离以及kNishimot01161等研究选用合适的介质板材料提高极化纯度。图1．24“L竹形取缝117l圈1．2-5“十”形舣缝1211另一种平面馈电是双极化端口都采用缝隙耦合馈电，这种结构使馈电微带线与辐射单元通过丌缝的金属接地板隔开，因此馈电微带线对贴片的辐射几乎没有影响。在天线芊 海大学博J：学位论文阵设计时，馈电网络和天线单元可以单独进行设计，降低了设计难度，但这种形式的缺陷是馈线位于接地板的下方，为了减小其后向辐射以及解决天线阵的安装问题，在馈电网络后侧1／4波长处需外加金属反射板。双极化双缝耦合天线单元的极化纯度和极化隔离与其缝隙形状和位置有关，因此，对其研究颇多。ERostan等117．19l将两个矩形缝隙分别偏离两个中心线．排成“L”形(见图1．2．4)，这种结构单元的两极化端口隔离约为20dB，交叉极化电平为．15～一18dB。C．H．Tsao等[20,2ll将两个矩形缝隙相互垂直交叉，成“十字”形(见图1．2．5)，两个馈电微带线则安排在一层薄介质板的两侧，分别对“十字”形槽激励，实现双极化功能。这种结构增加了一层介质，其隔离度约22dB左右，交叉极化电平可达-25dB以下。F．F．Dubrovka[2zl等将两个矩形缝隙排成“T”形(见图1．2．6)，减少两个缝隙之间的耦合，提高了天线的端口隔离，这种改进后两极化端口隔离可达40dB左右，交叉极化低于．22dB。为减少矩形缝隙的长度，S．Hienonen等123-261提出采用H型缝隙结构替代矩形缝隙，如图1．2．7所示，这种结构的缝隙有利于增大缝隙与贴片之间的耦合。kLWongI”J对H型缝隙做了修正，进一步提高了两极化端口之间的隔离度。对于双极化微带天线，除了以上几种馈电结构外，还有一种是混合形式的馈电，即两种极化分别采用不同的形式馈电郾-30l。如图1．2．8所示，KLWongI冽设计的双极化混图1．2-6-T，形双缝122】图1．2-7叩'形双H型缝隙f冽图1．2-8缝隙耦合和L型探针混合馈电128J图1．2-9缝隙耦合希I共面微带线混合馈电130l5 合馈电单元，ponl(端口1)采用H型缝隙馈电，port2(端口2)采用L型探针耦合馈电，该单元获得的双极化端口隔离度约30dB，一种极化的交叉极化电平为．22dB左右，另一种极化的交叉极化电平约为．15dB。R．Pokuls等【驯研究了共面微带线和缝隙耦合的混合馈电形式，如图1．2．9所示，portl采用共面微带线馈电，port2采用位于贴片中心的H型缝隙耦合馈电，该单元获得的两极化隔离达到45dB。1．Z2宽带双极化微带天线阵双极化阵列天线的实现一般采用两种结构，(1)利用极化正交的两副单极化阵列，两种正交极化单元分别位于不同层，每～层实现一种极化【3¨。但这种结构层次多，体积较大，馈电网络比较复杂，造价高，而且在一定程度上失去了微带天线低剖面的优点。(2)利用双极化天线单元组阵，即每个天线单元都具有一对正交极化。LJ．Toit等f32l制作的s波段6X1元双极化微带线阵，两种极化都采用共面微带线馈电，获得最大辐射方向的交叉极化电平为．18dB，工作频段内两极化隔离高于16dB。M．zawadzl【i掣13J采用探针馈电设计的L波段6X1元双极化微带线阵，测得其交叉极化电平约．15dB。可见，采用微带线或探针耦合馈电，两种极化的交叉极化和隔离特性并不是很好。ERotan等p爿1采用双缝隙耦合馈电，基本消除了微带线辐射对天线辐射方向图的影响，并采用相邻阵元反相馈电技术，使相邻单元馈电端口相差180。，这样不仅抑制了高次模产生的交叉极化辐射，而且也抵消了从另一端口进入并通过贴片耦合到馈线的射频能量，从而提高了两极化的隔离度。实测表明，在工作频段(150Mm)内，两极化隔离度大于25dB，交叉极化电平低于．30dB【捌。钟顺时等f3跏J对角馈方式的双极化微带天线阵进行了系统的研究。证实利用角馈的方式可在一定程度上提高天线的极化隔离度。kwbeldc璐等旧则对双极化方形贴片天线阵的交叉极化和旁瓣电平作了深入的理论分析。双极化微带天线阵一个重要问题是解决馈电网络空间的布线，当网络馈线比较密集时，馈线之『矗j的耦合会影响天线辐射方向图的极化和隔离特性。J．Hung等138，39l提出的混合馈电是一种有效的解决方法，此方法结合了上面两种馈电方式，一个极化端口用共面微带线馈电，另一极化端口采用缝隙耦合激励，将两套馈电功分网络通过金属接地板分成了两个独立的部分，为网络设计提供了充裕的空问。采用双极化单元形成阵列，容易与有源器件集成，且造价较低，已被广泛地应用于卫星通信系统中。其中一个非常重要的应用就是多极化合成口径雷达系统。图1．2．10是欧洲空『日J总署(ESA)的AsARC波段合成口径雷达系统，天线采用固态有源微带相控阵，设计中心频率是5．3GHz，双极化工作模式，其带宽只要求16MHz。图1．2．11(a)中是德国空间中心(DLR)X波段双极化机载合成口径雷达系统，图1．2．11(b)是其双极化微带天线的基本结构，单元采用十字槽耦合的双极化贴片天线，其设计带宽为lGHz，中心频率9．6GHz。6 I：海人学博I：学位论文(a)机载系统图1．2．10星载合成口径雷达图1．2-11机载合成口径雷达(b)天线基本构形1．3超宽带平面单极天线综述自2002年2月14日美国联邦通信委员会(FCC)批准将3．1～10．6GHz频段用于民用后，国内外科研工作者对超宽带天线进行了大量的研究，如研究如何展宽阻抗带宽，如何提高辐射效率，及如何实现超宽频带内的时域稳定特性等，其研究最多的形式为超宽带平面单极天线。1．3．1超宽带平板单极天线早期的超宽带平面单极天线则为平板结构，由GDubost等f40l在1976年首先提出来，随后进行了不断的发展【4M21。矩形平板单极天线是一种结构最为简单的宽带平板单极天线141'42】，具有稳定的方向图，但其驻波比带宽只有2：l(2倍频)左右。为展开其驻波比带宽，已提出了多种方法。P．v．Anob等143l试着改变馈电点的位置，将天线的驻波比带宽提高到约6：l。MJ．Ammann等【44J采用短路和切角技术相结合，如图1．3．1所示，将矩7 形甲板单极天线的带宽扩展到lO：l(VSWR3)。E．Antonino．Daviu等【45’帕J贝0采用两点或多点馈电(见图1．3-2)，不但大大地展宽了矩形平板单极天线的驻波比带宽，也进一步提高了天线方向图的稳定性。圆盘和椭圆盘单极天线结构也相对比较简单，其驻波比带宽同样可达10：114”。S．Y．Sub等岬J设计了平板倒锥单极天线，如图13．3所示，其基本原理与单圆锥天线【删类似，该天线的驻波比带宽超过10：1，但其方向图带宽只有4：1，为展宽其方向图带宽，可在平板上挖两个圆形的孔，将有效地改变天线的表面电流，从而展宽天线的方向图带宽。本课题组白晓锋等闭l设计了一个叶片形的平板单极天线f见图1．3-4l，并在叶片的中间挖了三个圆形的孔，该单极天线的驻波比带宽超过20：1，覆盖频率范围从1．3～29．7GHz。超宽带平板单极天线虽然其本身结构近似为平面形式，但这类天线一般需要一个与之垂直的金属地板，因而并不是真正意义上的平面结构天线。图1．3．1短路平板单极f441图13．2双点镄电方形平板单极I钢图1．3-3平板倒锥单极【删图1,3-4叶片形平板单极I删1．3．2超宽带印刷单极天线超宽带印刷单极天线与平板单极天线不同，它不需要一个与之垂直的会属地板。因此，这种天线可以很方便地与其它电路集成，是目6i超宽带天线研究的一个重要方向。目lji『，国内外天线工作者对这类天线的研究也特别多，在2005和2006年IEEE国际天8 f：海人学博I：学位论文线会议上，关于超宽带印刷单极天线的文章占了很大一部分。主要围绕着如何提高印刷单极天线的驻波比带宽【53蚓以及如何在实现超宽带条件下的电小尺寸等【蹦71。幽1．3-5标签印刷单极【53l图1．3-6圆形印刷单极【明众观国内外发表的已有相关文献，提高印刷单极天线的驻波比带宽基本上是依靠以下两个方面。一是改变单极贴片的形状，图1．3．5为标签形印刷单极天线153J，单极贴片为漏斗形结构，与矩形地板在同一介质面上，共面波导位于地板的中间对单极进行馈电，该单极天线的驻波比带宽约2：1。若单极采用“心形”、“十字形”、“u形”或者“蝴蝶形”等结构，天线的驻波比带宽可增大到3—4：1Is‘Sel。若单极采用圆形、扇形、椭圆形等157-60l，则天线的驻波比带宽将会更宽。J．X．Liang等【57l设计的圆形贴片印刷单极(见图1．3-6)，该天线的驻波比带宽超过5：1，S11s．10dB的覆盖频率范围从2．27GHz到12GHz以上。二是可通过改变地板的结构来增大天线的带宽。C．YHuang等16ll设计了椭圆形印刷单极天线，通过在地板上切一个矩形槽，相当于在贴片单元与地板之问增加一个匹配网络，从而展开了天线的带宽，如图1．3-7所示。D．C．Chang等162l将矩形地板上和U形贴片之间切成斜波的形式，获得4．5：1的驻波比带宽，覆盖频率范围3．8～18．2GHz，比较文献[551设计的u形单极天线，其驻波比带宽仅为3．2：1。．图1．3—7椭l圜形印刷单极【61J图1．3．8阶梯形印刷单极吲上面叙述的超宽带印刷单极天线由于地板本身是天线的一部分，要实现天线的电小9 绪论尺寸，所以地板的电尺寸不能太大。J．X．Liang等157J设计的圆形贴片印刷单极天线(见图1．3-回，其地板的尺寸比较小，高度仅为圆形贴片直径的三分之一左右。为进一步降低单极天线的电尺寸，将圆形贴片的中间部分挖去，成圆环形结构，使表面电流的路径加长，从而缩小了天线的电尺寸【63／,41。B．LOoi等[6sl采用LTCC(低温一次烧成陶瓷技术)和双层贴片来实现天线的小型化。J．Jung等I叫设计的超宽带阶梯形单极印刷天线，如图3．1-8所示，其尺寸只有16×18ram2，覆盖频率范围3．I～llGHz。1．4宽带印刷缝隙天线进展印刷缝隙天线是印刷天线的一个重要分支，它具有微带天线轮廓低、加工简单和易于批量生产等优点，但比微带天线具有相对更大的带宽。正是由于印刷缝隙天线的诸多优点，天线工作者们对此也作了大量的研究。从上世纪40年代起发展到今天，宽带印刷缝隙天线主要分为三类：渐变印刷丌槽天线、共面波导馈电印刷缝隙天线和微带馈线印刷缝隙天线。71．4．1渐变印刷开槽天线渐变印刷开槽天线(鸭A)最早由Mabaparra等I删提出，由于尺寸较大，通常工作于毫米波频段。按照开槽渐变的规律不同，这种天线主要有以下三种形式16s-74l：指数渐变印刷开槽天线(Vivaldiantennal，直线渐变印刷开槽天线(LTSA)和非渐变印刷开槽天线(CWSA)，如图1．4．1所示。在上述三种形式中，Vivaldi天线具有相对更宽的频带和更高的增益，由Gibson在1979年l叫首先提出，但其驻波比带宽最初由于微带线与槽线的匹配问题而受到限制。Gazit等InI则提出了双面反相指数渐变印刷开槽天线(antipodalVivaldianterma)，解决了微带线与槽线的宽带匹配问题，但交叉极化电平相对比较高。后来J．D．S．Langley脯l74J又引入平衡双面反相指数渐变印刷开槽天线(balanceantipodalVivaldiantenna)来抑制天线的交叉极化。图1．4．2为一超宽带平衡双面反相指数渐变印刷图1．4-1二种渐变印刷缝隙大线图圈1．4-2平衡舣面反相指数渐变印刷开槽大线【74l10 海人学博f：学位论j[开槽天线结构图，该天线的带宽达到15：1，覆盖频率范围1．3～20GHz，交叉极化电平低于·17dB。渐变印刷缝隙天线具有很宽的带宽，但这种天线是端向辐射天线。因此，在一定程度上限制了其应用。1．4．2徽带馈电印刷缝隙天线传统的微带馈电印刷缝隙天线是在介质板的一个金属面上开一个窄缝隙，在介质板的另一面通过开路或短路的微带馈源对缝隙进行耦合激励，但这种印刷窄缝隙天线一般只有5--7％的驻波比带宽17”，通过采用微带线馈电电路补偿缝隙电抗并结合偏置馈电，可使天线的带宽达到30％左右176l。近年来，天线工作者对宽缝隙进行了大量的研究，已提出了各种不同形式的宽缝隙和馈源结构来展开天线的驻波比带宽，从而使微带馈电印刷缝隙天线挤身UWB天线的行列，具有越来越广泛的应用前景。图1．4—3给出四种不同馈源结构的印刷缝隙天线。(a)为T型微带线馈源网，在原本开路的微带馈线末端添加了一个横向放置的开路微带线，通过调节横向枝节的长度及其与缝隙中心的距离来达到展宽带宽的目的，可得到52％的阻抗带宽。(b)为十字型馈源17s1，相对于T型结构，十字型馈源多了一个枝节，相当于引入一个谐振电路，该天线的驻波比带宽可达98％。(c)为双十字型馈源【79l，该馈源在十字型的基础上又引入一个枝节，使得天线的带宽增大到111％。(d)为本课题组姚凤薇提出的带枝节扇形馈源l踟】，通过优化枝节的长度以及扇形的大小，可使天线的带宽达到114％。比较以上的四种馈源，不难发现，可以通过改变馈源的结构适当地引入多个谐振来提高天线的驻波比带宽。(a)T型馈源【明0')十字型馈源178l(c)舣十字形馈源【79l(d)带枝肖扇型馈源呻I幽1．4_3不同馈源的微带馈电矩形缝隙大线 绪论图1．4．4给出了几种典型结构的印刷缝隙天线。图1．4．4(a)为u型微带馈源的矩形缝隙印刷天线，在矩形缝隙的中问增加了一个矩形贴片并与地板连接，测得该天线的驻波比带宽为111％181l。图1．4_舢)为另一种u型微带馈源的矩形缝隙印刷天线，通过在微带馈线的一侧加一矩形铜片，以调节天线的端口阻抗匹配，达到增大驻波比带宽特性。该天线的驻波比带宽可达135．7％，覆盖频率范围2．3～12GHzls2l。图1．4-4(c1采用LTCC技术实现了印刷缝隙天线的小型化，馈源为一椭圆形贴片，获得驻波比带宽为101％183]。图1．4一“d)结构较为复杂，采用两个近似半圆环形缝隙，通过扇形馈源对其馈电，该天线测得的驻波比带宽也为101％1斛]。还有其它的缝隙如圆形、椭圆形等结构18s-sTl，以及不同馈源如n型、分形、方形等结构lss,sg}都可以得到比较宽的驻波比带宽。图1．4-4几种典型结构的微带线馈电印刷缝隙天线 ：海人学傅I：学位论文1．4．3共面波导馈电印刷缝隙天线共面波导是一种平面传输线，通常用在微波集成电路或微波单片集成电路中，这种馈线更易于和其它电路或固态器件集成。同时，相对于微带线而言，共面波导线具有较低的辐射和色散性能。蝶形印刷缝隙天线是一类比较典型的宽带印刷缝隙天线，一般采用共面波导馈电。这种天线兼备了蝶形微带天线和缝隙天线的特点，具有形式简单、频带宽、交叉极化低和增益较高的优点。为进一步展开蝶形印刷缝隙天线的驻波比带宽，国内外天线工作者对蝶形缝隙的形状和共面波导的结构进行了大量的研究I雕97l。图1．4．5给出了四种不同形式的共面波导馈电宽带蝶形印刷缝隙天线。(a)为早期的共面波导馈电印刷蝶形缝隙天线。共面波导导带与地板的两个缝隙槽分别与蝶形缝隙的两臂相连，这种馈电方式简单，充分利用了共面波导的特点，该天线的驻波比带宽约为36％1901。(b)在共面波导与蝶形缝隙的连接处部分采用线性渐变的缝隙槽，使共面波导与蝶形缝隙之间更好地匹配，从而展开天线的驻波比带宽19”。∽在蝶形缝隙的中『自J增加了一块金属片，相当于在馈电点处增加一个匹配网络，测得该天线的驻波比带宽为88％，比(a)结构的带宽提高1倍多I蚓。(d)在蝶形缝隙天线的下面增加了一个较小的蝶形缝隙，通过共面波导耦合对其进行馈电，并采用了渐变的共面波导，该天线的驻波带可达123％[9”。从以上四个结构图可以得出通过增添金属片或多缝隙结构可以较大的展宽天线的驻波比带宽，也可以通过修改蝶形的缝隙结构，如方形、喇叭形等来展开天线的带宽194-9"日。图1．4．5不同形式的共面波导馈电印刷蝶形缝隙犬线 绪论除了宽带印刷蝶形缝隙外，另一种受到天线工作者较为注视的共面波导馈电宽带印刷缝隙则是宽缝隙印刷天线，通过在共面波导导带的终端增加一个枝节作为馈源对缝隙进行激励。采用不同的宽缝隙或者馈源结构，可以获得很宽的驻波比带宽。一般直接采用共面波导的内导带开路馈电，可得30％的驻波比带宽【鳃l。D．H．Chen[99l研究了将共面波导内导带伸出的部分变宽，相当于共面波导的终端连接一个矩形金属片，如图1．4．6所示，通过调节矩形金属片的宽带¨’和长度f以及金属片与缝隙下边缘的距离S，可获得约60％的驻波比带宽，比一般的内导带开路馈电，驻波比带宽提高1倍。S．Chaimool等[100|在此基础上引入两个金属带，即在方形缝隙上边缘的两个角上增加两个成45。放置的金属带，从而能够改善端口阻抗匹配并抑制天线的交叉极化，这种天线的带宽达到67％。S．H．Hsu等llOq在D．H．Chcn基础上将矩形金属片切去一部分，其上半部分成蝶形结构，改善了馈线与缝隙之间的匹配，这种天线的带宽达到114％。tADenidni等1102l设计了圆形金属片作馈源的共面波导馈电圆形缝隙印刷天线，可将天线的驻波比带宽增大到143％，该天线的结构如图1．4．7所示。而E．S．Angelopoulos等[1031研究了椭圆形替代1．ADenidni的圆形结构，可使天线的带宽进一步增大到175％，覆盖频率范围1．3～20GHz以上(约15：1)。可见，共面波导馈电与微带线馈电类似，可通过改变缝隙或共面波导馈源的结构以及引入匹配电路，都可以展开印刷缝隙天线的带宽，并使这类天线具有超宽带天线的特性。图1．4-6矩形缝隙天线【叫图1．4-7圆形缝隙天线【1吃l1．5多频段印刷天线综述随着无线通信技术的快速发展，频率资源利用率越来越高，如根据现行无线通信标准，移动通信系统的GSM／DlcS，PCs～MTS和无线局域网(WUW)通信系统的80211．a／b／g／j、HiperLANl／2等，以及许多国家还有各自的标准。因此。一个简单的小型无线通14 ：海人学博I：学位论义信设备通常需要工作于多个频段，为简化收发终端辐射系统的设计并且降低其制作成本，一般我们选择一个能同时工作于多个频段的多频天线。多频天线的最大优点就在于一个天线可同时实现多个天线的工作性能。由于现代通信系统的小型化、集成化的特点，多频印刷天线得到了大量的研究，天线工作者提出了很多实现印刷天线的多频方法，总的概括起来主要可分为枝节法、切槽法、短路法和寄片法等。1．5．1枝节法枝节法是一种比较直观的方法，客观地说相当于多个天线合在一起并由一个端口馈电。运用这种方法比较多的是印刷单极天线，印刷单极天线结构比较简单，每个枝节相当于一个单极天线，各枝节通过一个馈电线连接就很容易实现多频功能。如图1．5．1所示，为一个工作于WIAN的双频印刷单极天线，两个单极分别工作于两个不同的频段，并与共面波导的中心导带相连接进行馈科1041。类似这种结构的多频印刷单极天线很多11睥n41，比较典型的一种是字母型结构，利用两个枝节组成一个字母。图1．5．2为一个F型的双频印刷单极天线Bosl，开始两个单极分享一段带线，然后根据长度的不同分开，其它的字母型结构，如G型、L型、T型等【1雕noI都可以实现双频工作。也可通过多个枝节组成，以实现多频工作I儿2'1131，如图1．5．3所示，给出了一个三枝节的印刷单极天线，实现了三频工作。图1．5．1双频印刷单极天线11041图1．5-2双频F型印刷单极天线【105l图1．5-3三频印刷单极天线I“21图1．5-．4二角形取频微带天线1114l 绪论1．5．2切槽法切槽法是将印刷天线的表面金属挖去一部分，改变天线的表面电流分布，即引入新的一个谐振，从而实现天线的多频工作特性【11¨20l。这种方法在微带天线中应用比较多，用空腔模型理论分析，微带天线可产生基模和各种高次模，可通过在微带天线的表面某些位置切一定结构的缝隙槽，改变高次模的特性，使其辐射与基模相似，从而可实现多频工作。如图1．5-4所示，通过在三角形的下边缘切一个矩形的缝隙槽，改变TMll模的电流分别，使其与基模1M，o的电流分部类似，从而实现双频工作。也可以通过切槽，来改变基模与高次模的谐振频率，使其满足设计要求11141，如图1．5-5所示，一个双槽矩形微带天线，通过调节两个槽的长度可在一定范围内改变两个工作模的谐振频犁u”。图1．5石为另一种双频矩形微带天线，通过在矩形贴片的一边切一个玎形槽，可在TIⅥlO模和TM20模之问引入～个新的模，从而实现双频特性Iu61。图1．5-7在微带贴片上切一个环形和一个较小的圆形槽，实现多频工作特性。从图中可以看出，每切一个槽，将天线分成两个部分，从而可以引入一个谐振频率。图1．5-5双槽加载双频矩形微带天线【n41图1．5-6石形槽加载双频矩形微带天线【1161图1．5-7环形币I圆形褙加载多频微带大线l儿71 L海大学博j：学位论文1．5．3短路法和寄片法，短路法的基本原理与切槽法类似，在微带贴片的某一处或多处用短路探针进行短路，其目的在于改变基模或高次模的谐振频率，从而实现按设计要求的双频或多频特性[12t-冽。如图1．5．8所示为一矩形双频微带天线，其短路探针的位置与馈电点的位置在同一对称轴上，通过调节短路探针的水平位嚣就可以在一定范围内改变两个频率比1122l。寄片法是在微带贴片的上面或四周增加一个或多个寄生贴片，由寄生贴片产生新的一个或多个谐振，从而达到双频或多频的特性【125,126]。图1．5．9为一个方形的微带贴片天线，在其四周增加分形结构的寄生贴片，该天线可同时工作于多个频段11冽。比较以上几种方法，枝节法和切槽法应用相对更为广泛。也有将这些方法混合使用，比如枝节法与短路法的结合以及切槽法与短路法的结合等11弘1叫。豳1．5-8短路般频矩形微带大线1123I图1．5．9分形结构多频微带大线【l矧1．6本文的数值计算方法及相关软件自1864年麦克斯韦建立电磁场基本方程以来，电磁波理论与应用的发展已经过了100多年的历史。对电磁分布边值问题的求解从图解、模拟、解析到目前所采用的数值计算方法，经历了四个过程。解析方法只能解决一些经典问题，具体到复杂的实际环境，往往需要通过数值解得到具体环境中的电磁波特性。随着计算机技术的发展，已提出多种实用有效的求解麦克斯韦方程的数值方法，主要有矩量法、有限元法、有限积分法、和时域有限差分法等。随着这些数值方法研究的日渐成熟，大量商业化电磁仿真软件不断涌现。如基于矩量法的Ensemble和IE3D，基于有限元方法的HFsS，基于时域有限积分法的CST和时域有限差分法的Empire，另外还有将矩量法、物理光学(P∞和一致性几何扰射理论(UTD)相结合的FEKO等软件。针对本论文所应用到的方法，如矩量法、有限元法和有限积分法，下面做主要叙述并分析、比较相应的商业软件。1．6．1矩量法1968年R．F-Harringtonll31】首先将矩量法引入到电磁领域之后，采用矩量法求解积分 方程，进而求出天线的电流分布已经得到了广泛的应用。矩量法的主要功能在于数值求解算子方程的位函数，一旦求出了天线上的电流分布，就可以求出天线的阻抗特性、方向特性等其它问题。通常矩量法求解场问题包括三个基本的求解过程：1．离散化过程，．对于一积分方程：L(f)一g(I-1)L为积分算子，，为未知函数，g为已知函数。在积分算子L的定义域内适当地选择一组线性无关的基函数^、正⋯、厶⋯，将未知函数㈣展开为一组基函数{『：1)之和，即：。，o)2磊吒^_厶o)。荟％正(i-2)利用算子的线性，将算子方程化为代数方程，即：罗％工(L)-g(1-3)-“⋯。、。于是求解，弛)的问题转化为求解厶的系数口。的问题。2．取样检验过程为了使，酝)的近似函数厶G)与脚的误差极小，必需进行取样检验，在抽样点上使加权平均误差为零，从而确定未知系数a。。因此在算子三的值域内适当地选择一组线性无关的权函数(又称检验函数)w1、w2⋯Wn⋯，将Wn与式(1-3)1赴行抽样检验，即分别在积分方程等号两边求内积，可得矩阵方程：Ⅳ∑％犯(^1％)-(g，％)，埘一1’2'⋯，Ⅳ(1-4)雨写成矩阵形式为【f舢k。】，k。】历一1，2，··jⅣ(1-5)于是求解代数方程问题转化为求解矩阵方程问题。3．矩阵求逆过程得到了矩阵方程，通过常规的矩阵求逆或求解线性方程组，可以得到矩阵方程的解：k。】=[f肌rlk。】(1—6)式中k】-1是矩阵[f。】的逆矩阵。将得到的展开系数吒代入到式(1—2)中，便得到原来算子方程(1—1)的近似解 海人学博Ij学位论文，G)一罗％^b)(1-7)荔通常在矩量法所有的应用中，都要遵循这同一过程。它将所求的积分方程问题转化一个矩阵方程问题，高速度大容量电子计算机的发展与普及使得这种直接求解的方法成为可能。矩量法用于任意形状和非均匀性问题，目前仍然是计算天线辐射及电磁散射等的主要方法。但矩量法的缺点是计算可能会导致非常大的病态矩阵，占用计算机的内存较大，大矩阵求逆过程非常费时，而且积分方程由特定电磁问题导出，不具有通用性。矩量法应用的好坏直接取决于经验，在基函数和权函数的选择、天线馈电模型的处理等方面都有很多的技巧。Ensemble是基于矩量法为内核的一种由Ansoft公司开发的商用2．5维结构电磁仿真软件，用于计算多层平面微波电路以及印刷天线，可精确计算腔体效应、缝隙耦合，介质损耗、导体损耗、边缘耦合与辐射效应等。1．6．2有限元法HFSS也是由Ansofl公司开发的，是世界上第一个商业化的三维结构电磁仿真软件，该软件基于有限元法，可分析仿真任意三维无源结构的高频电磁场，可直接得到特性阻抗、传播常数、S参数及电磁场、辐射场、天线方向图等结果。有限元法的基本构想是将由偏微分方程表征的连续函数所在的封闭场域划分成有限个小区域，每个小区域用一个选定的近似函数来代替，于是整个场域上的函数被离散化，由此获得一组近似的代数方程，并联立求解，以获得该场域中函数的近似数值。广义的来说，三维麦克斯韦方程是三维电磁问题的三维支配方程，但是，一般情况下为了方便求解和建模，大多选取由麦克斯韦方程组的前两个旋度方程导出的电场强度满足矢量亥姆赫兹方程作为支配方程。如HFSS软件l”2l的支配方程为Vxf二V×雷l—k2F，啻-0(1-8)、以，由变分原理，上式的泛函可以写为：、F隹)一胍怯(v×云)·扣x豆)吨2啦‘斗Q(1-9)将这一个三维问题的泛函通过多面体离散成单元小矩阵，四面体和六面体等都可以被选用做基本的离散单元，但是，不同离散单元对于有限元运算的精度、速度和内存需求都有不同。HFSS软件采用四面体作为基本离散单元，如图1屉1所示，并选用棱边元作为矢量基函数。假设四面体内的未知函数西‘能够近似为庐。=a。+6‘工+c‘y+d。z(1·lO)19 Xl图1．6．1四面体单元则用四个顶点处的值矿‘r(f。1，2，3’4)来表示：矿knz)。善上；k只：w式中插值函数Eb，Y，z)为砭b．y，Z1一吾ib；+域x+c：y+d；z1而n；，鲜，《，dj有下列等式获得：nc。去G：群+n；《+n；蝣+n：《)6／／f、J’-⋯，’J’。’，扩．之【_(b：霄+6麓+蟮《+K《)6矿⋯“⋯⋯⋯’ct。石1G开+c掰+c筒+联)缈⋯“⋯⋯⋯’dt．—三70：酊+d知嵯+d知蟮+d：掰)6Vf、●’-‘。‘J。。’’’』其中Vc。161工；y；●zi1《y；‘1《y：z：3(1—11)(1-12)(1·13)(1-14)(1-15)(1-16)fl一17)在利用变分原理和离散化方法建立了有限元矩阵方程后，我们就面临着求解以结点值为未知数的矩阵方程。将方程写为Ax—b(1—18)式中系数矩阵A是一个n×n方阵，x是待求解的未知量，b表示已知向量。求得这个矩阵方程得到问题空I’BJ的电磁场解，并进而求得所需参数，例如散射参数等。20●《盯彳 ：海人学博』：学位论文1．6．3有限积分法有限积分法(VAT)法早在1977年由Prof．T．Weiland[133l提出，进而成为其后在电磁仿真领域中～个重要算法的基石。由FTr所导出的矩阵方程保持了解析麦克斯韦方程各种固有的特性，如：电荷守恒性和能量守恒性。解析下的梯度、散度和旋度算子在Frr下具有一一对应的矩阵。这些矩阵满足解析形式下的算子恒等式。故F1T保证了非常好的数值收敛性。另一个区别于其它算法的关键之处在于Frr可被用于所有频段的电磁仿真问题中。软件CSTMicrowaveStudio是由德国C．ST公司开发的一种商用电磁仿真软件，主要是是采用这种数值计算方法。C．ST空间离散化也是建立在Yee网格基础之上，典型划分方法如图1．6-2：图1．6-2麦克斯韦积分方程离散化【1341通过这种离散方法，导出相对应的麦克斯韦网格方程：譬。舔·一鼍《5·蕊萤ce·^驴’蘸。鹱‘等+n舔铮￡hIa+j(1-19)(1-20)和·厕一0静鼢一q(1—20留们·幽一Q营勋-0(1·22)锚经过这些步骤，将积分方程转化为线形方程组来求解，得出问题空间的电磁场量。CST软件包含了四种求解器：瞬态求解器，频域求解器，本征模求解器，模式分析求解器，都有各自最适合地应用范围。瞬态求解器由于其时域算法，只需要进行一次计算就可以得到在整个频带内的响应，该求解器适合于大部分高频应用领域，对宽带问题优点尤为突出。对于高谐振结构，例如滤波器，需要求得本征模式，可以使用本征模求解器，结合模式分析求解器可以得到散射参量。对结构尺寸远小于最短波长的低频问题，其频域求解器最为有效。 1．6．4各算法比较对于众多求解电磁问题的算法和应用软件，需要针对求解目标的实际情况来选择合适的方法，这一步骤往往起到事半功倍的效果。显然，计算机硬件能力是要考虑的因素，求解问题的大小、复杂程度等对软硬件的要求不同。图1．6-3给出了多种算法占用CPU计算时间的比较，当结构简单且电尺寸较小时，需要划分网格数也少，多种算法占用时『自J相当，但随着计算问题网格数的增加，矩量法(MOM)占用时问与网格数呈三次方的关系增加，有限元法(V-M)是平方关系，而时域有限积分方法(FrrD)lsJ其CPU时间与网格数几乎呈线形关系。图1．6-3备算法比较11341各种功能强大的电磁场分析软件的涌现，给广大电磁场工程研究人员带来极大的便利，可以很快地验证实现自己的设计构想。但需要指出的是，有效使用这些软件必须建立在对电磁场理论的深刻理解和丰富的工程设计经验基础之上，只有对电磁理论和使用工具深刻了解，才能进入工程设计的自由空问。本论文所研究的问题，对于微带贴片天线阵则将采用基于矩量法的Ensemble和基于有限元法的HFSS来分析设计，对于超宽带印刷天线和多频印刷天线将采用基于时域有限积分法的CST来分析设计。1．7本论文研究内容与主要贡献本论文主要研究内容：第一章综述了宽带双极化微带单元与阵列天线、超宽带单极印刷天线、宽带缝隙天线和多频段EOt6tJ天线的进展，介绍了所运用的计算方法及相关软件，并叙述了本论文研究的意义和主要内容。第二章以宽带双极化合成口径雷达的应用作为导向，研究、设计了多种双极化微带贴 I：海大学博l‘学位论文片天线单元。比较、分析及讨论了不同馈电形式和不同馈电结构对双极化微带贴片单元的带宽、极化隔离和交叉极化特性的影响，为双极化微带天线阵设计提供了单元的选择。第三章在第二章双极化微带贴片单元研究的基础上，设计了多种形式的X波段双极化微带线阵，进行了分析与比较，并研究了如何提高双极化微带线阵的极化隔离和抑制交叉极化。最后介绍了x波段16X16元双极化微带面阵的研制。第四章在综述已有的超宽带天线研究的基础上，提出了一种频带极宽的梯形地板印刷单极天线，系统地研究了该天线的几何参数对天线性能的影响并详细描述了如何有效地展宽天线的带宽。而且，研究、设计了一副UHF波段的宽带微带缝隙天线，实现了缝隙天线地板尺寸的小型化。第五章针对无线局域网系统的应用，研制了两种多频WLAN印刷天线。一种为双频wLAN微带缝隙天线，其频率覆盖WLAN系统的2．4_2．484GHz和5．15．5．35GHz。另一种为三频WLAN印刷单极天线，其频率覆盖WlAN系统的2．4．2．484GHz，5．15．5．35GHz和5．725．5．825OHz。第六章给出本文的总结、体会和展望。本论文的主要贡献：1．详细研究与设计了多种新颖的宽带双极化微带贴片单元。基于腔模理论直观地分析了不同的双极化微带单元的带宽、极化隔离和交叉极化特性，并作了比较；2．完成了具有国际水平的x波段16X16元双极化微带天线阵的研制。同时，利用奇偶模原理并结合实验对各种不同的网络馈电形式进行了研究，充分考虑了网络之『甘J的耦合，馈线的寄生辐射以及网络空问的局限性等因素来改进天线的极化隔离和交叉极化特性；3．将传统三维结构的盘锥天线平面化，巧妙地利用梯形金属板代替盘锥天线的锥体，用共面波导馈线代替同轴线，采用印刷介质板的结构，达到体积小型化，易于与有源电路集成。并采用尺寸优化的椭圆单极单元来代替圆盘和采用渐变的共面波导设计，大大展宽了阻抗带宽，达到了21．6：1。试验天线性能处于国际领先水平。此原理将可在几十MHz到几十GHz的频谱范围上广泛地应用。4．利用背腔式印刷缝隙天线的结构，有效地缩小了天线的横向会属地板尺寸，降低了天线的工作频率，从而拓宽了该类型天线的应用范围，使其能够较好地应用在UH嗍F等波段；5．针对无线局域网系统不同的应用，设计研究了两种多频WLAN印刷天线。一种实现了较高增益，另一种具有小型结构和全向性。 宽带双极化微带单m第二章宽带双极化微带单元2．1引言早在1953年1135】美国的GA．Deschamps教授就设想提出利用微带线的辐射制作天线，但由于当时的集成技术和介质基片材料尚未成熟，使得微带天线的发展较慢。直到20世纪70年代初，微带天线的研究才取得了突破性进展，R．E．Munson和J．Q．Howell|136,1371成功地研Silt第一批实用微带天线，YT．LD等f138嘈次提出了微带天线空腔模型理论。之后，微带天线无论在理论分析还是在应用的深度与广度上都取得了进一步的发展，并且显示出在应用上的巨大潜力。因为这种天线与普通的微波天线相比具有明显的优势l冽：剖面薄，体积小，重量轻；具有平面结构，易于与载体共形；馈电网络可与天线结构一体制作，适合用印刷电路大批量生产：能与有源器件和电路集成；便于获得圆极化、双频段、双极化等工作方式。因此，微带天线被广泛应用于通信、雷达等系统中，由于其在体积、重量和剖面等方面的明显优势，在空中平台载体上应用更具有吸引力。微带天线的一个主要的缺点是工作频带比较窄，一般典型微带天线的相对驻波比带宽只有在2～5％左右【1删。为展宽其驻波比带宽，天线工作者做了大量的研究，提出了多种增大微带天线驻波比带宽的方法，概括起来主要包括四种途径：1．降低等效谐振电路的Q值，如，E．Chang等【141l通过实验用增加基片厚度的方法，可得到20％的微带天线工作带宽；2．修改等效电路，附加寄生贴片、采用电磁耦合馈电等，如，Y．Lubinand和八H髂sel【142J在探针耦合的微带天线上加一个尺寸微小的寄生单元，可得到20～30％的工作带宽；3．附加阻抗匹配网络．如，H．M．An等ll叫在微带天线输入端与微带馈线之间加入一个电抗匹配网络，可以得到17％的天线工作带宽；4．随着对微带天线研究的深入，人们改进或发展了一些新的方法。例如采用高介电常数cr并在介质板上开孔的方法1144,14s】，即降低Q值，又兼顾了高介电常数带来的天线小型化优点；在矩形微带贴片天线上开u形槽，由于缝隙引入附加谐振，同时也引入了容抗，抵消了探针的感抗，因此得到宽带效果【1撕J，这种贴片天线可以获得47％的阻抗带宽；采用L形金属带对单层贴片天线馈电1147】可以得到49％的阻抗带宽(VSWRs2)，而通过改进，将L形会属带改为斜坡形状，则带宽可以展宽到53％11牾】；采用共面波导或者微带通过缝隙耦合馈电的贴片天线可以得到30％左右的工作带宽1149】。由此可见，展宽微带天线的带宽已取得了很大的进展。微带天线易于实现双极化工作，其单元贴片天线的形式有很多种，如矩形，三角形，多边形，圆形，环形等11舡152l。但常用的有两种基本单元形式。一种是圆形微带贴片单元，利用其基模TMll，其周长是一个波导波长，当两个馈电点相距四分之一波导波长时，激励两个极化正交模127,152]。另一种是方形微带贴片单元，在相邻边同时馈电时激励 海人学博L学位论文两个基模TMol和TMlo，它们等幅同相、极化方向相互垂直I⋯，可获得较好极化特性的双线性极化波。本章基于机载或星载合成口径雷达中的平面天线的应用，对多种宽带双极化微带贴片单元的设计作了研究，选择设计合适的宽频带、双极化微带天线单元，供宽带双极化微带天线组阵之用。因为一个合适辐射单元的选择，其几何尺寸、工作带宽、辐射方向图特性，交叉极化、效率以及双极化天线中的端口隔离等，都对天线阵的性能产生很大的影响。尽管展宽微带天线带宽的方法非常多，但对于双极化天线，带宽的展宽要在两种极化状态下同时进行，并且要保证对各自交叉极化分量影响要小，这就限制了展宽方式的选择。同时，当应用于大型天线阵的情况下，必须考虑天线加工的便易性。因此，选择双层(通过增加寄生贴片来展宽驻波比带宽)方形贴片单元为主要研究的对象，着重研究双极化单元的馈电方式以及馈电点的位置对单元本身的隔离度和交叉极化性能的影响。馈电方式的研究包括共面微带线馈电、缝隙耦合微带线馈电以及两者结合的混合馈电；馈电结构的研究主要为边馈式和角馈式。首先利用传输线模型理论和空腔模型理论分析了矩形微带天线的辐射机理，并给出了各种馈电方式的等效电路模型。然后详细地分析和比较了各种单元结构和电性能的优缺点，为实现双极化微带天线阵打下基础。2．2传输线模型与空腔模型理论2．21传输线模型理论分析分析微带天线的最简单而又适合某些工程应用的理论模型是传输线模型。它首先由R．EMunson[1371在1974年提出，后又由AGDemeryd[153l等做了发展。该模型将矩形微带贴片天线(如图2．2．1所示)看成为沿横向没有变化的传输谐振器。场沿纵向呈驻波变化，辐射主要由两开路端处的边缘场产生。通常微带线由地板、介质、金属带线和基片上方空气介质构成，在空间上是一种开放的结构，电磁场可以分布到整个空问。众所周知，只有填充均匀媒质的传输线才能传输单一的纯横向场——-11iM模。由于空气——介质分界面的存在，微带线的场空问由两个不同介电常数的区域构成，微带中的传输模是具有电场和磁场所有三个分量(包括纵向分量)的混合模，因此不能传输单一的横电磁波——仳M模。不过，在频率不太高的情况下，当满足基片厚度远小于工作波长时，能量大部分都集中在导体带下面的介质基片内，且此区域的纵向场分量很弱，因此沿微带传输的基模分布与TEM模非常接近，相应的模型就是传输线模型。开路终端(y=0处)缝隙辐射的等效面磁流：矿M，一一五×翘，一萝×．i￡o一‘一．￡Eo；一￡壬殳(2—1) 宽带双极化微带单，亡∞图2．2-1矩形微带天线的传输线模型V0是缝隙的端电压。该磁流所产生的电矢位：，t扣，孚咖弘动从而得出开路端缝隙的辐射电场：E，一v。F。多，击。．肚一璺；掣．竺捌cos0。咖日。：．。，缝隙的辐射功率可表示为ct‘成丢总晓删脚(2q定义缝隙两端间有一辐射电导G，州，它所损耗的功率等于缝隙的辐射功率：只=主曙％(2-5)利用式(2．3)、(2-4)和(2．5)，通过求积分和级数展开，略去高阶项后可得G，谢的近％=丽1㈧a，a<0．35九上导一击，Q35九c4t2九120九‰2’～“旷⋯1上导，巩c口120九”除辐射电导外，丌路端缝隙的等效导纳还有一电容部分％g，它由边缘效应引起，可用等效长度出来表示： J：海人学博{：学位论文。％-学㈤，A／删0-2h鬻㈤一．41————土每———■(2．鳓’(‘+0．258I詈+0．81岛一孚+字(⋯。告)1p。，2．2．2空腔模型理论分析空腔模型理论是1979113s11±tY．TLD等提出的经典微带天线分析方法，是对传输线模型理论的发展，使得对微带天线的工作特性有了更为深入的物理解释，不仅可以用于矩形贴片，也适合于圆形、等边三角形、环形以及扇形等形状的贴片。该理论基于薄微带天线仍<<如)的假设，将微带贴片与接地板之间的空间看成四周为磁壁、上下为电壁的谐振空腔，即假定：(1)电场只有￡：分量，磁场只有日：和日，分量：(2)内场不随坐标变化；(3)四周边缘处电流无法向分量。空腔内场满足Maxwell方程，可得出波动方程～zE；+酽Ez—j‘【'弘qJzp11)利用模展开法11561，把解表示为各本征模的叠加，本征函数可通过求解无源区域的齐次波动方程得出：(v2+々2)1；f，，。0(2．12)呻型‘但U{窭悄蟠型晖爿1一一d彭卜￡一v—k5，，一●．磷好1I一^Z咄!蛇¨+鳃卜+一订也卜坠p警丽 宽带双极化微带单元feed图2．2-2矩形微带贴片天线缈。在磁壁处满足的边界条件为a妒。／an-0，分母上雄是磁壁法向变量。对于矩形微带贴片(见图2．2．2)，利用分离变量法解出妒。及相应的t。妒。。％鲫竺翌伽旦竽(2，13)aDk‘√(警)‘+(爿TM。模的谐振频率可由(2．14)得出(取‰一√；了==_)：。隶赋嗝r2—14)(2·15)矩形微带天线通常工作于7M。。模或ZM。，模，图2．2·3为矩形贴片的ZM。oFt{JTMo。模的场分布曲线。空腔的上下为电壁，切向磁场不为零，可以等效为电流，但空腔模型理论基于薄微带天线的假设，使得电流与地板靠的很近，故可以忽略其电流辐射。四周为磁壁，有切向电场E．，故等效磁流为M，--2fiX扭：(2—16)式中，系数2是由于J|If，接近地板的镜像效应引起，这些等效磁流源在远区产生的电矢位：F。上一e呻d【M。e‰(xsiaOc“9+ysiaOsiaf)dxdyQ．17)2azRJ，’、以上己考虑到J11．(t九，故沿z向积分结果只是乘以h。 海人学博}j学位论文式中图2．2-3矩形贴片的埘01和聊m场分布曲线由E。-VxF，可以得出各种模式的辐射电场11391：E9。坐监ew。，(竿+半)。加!±竺!砌!±竺2仁簖+南卜砌⋯‘I雨+雨r锄矿伽妒‰t等e铂√(半+半)s胁Tu+m,Tfs加半卜u。-Ji}k060ajs胁in日Osc新os伊q”一端卜硎v2一O石rr⋯～‰；柚『删，是跗。模在贴片角端处的电压(称为激励系数)％一如山篷cos孚cos丁mayo气．[imaW)珈是自由空间的波阻抗，Io是馈线上的总电流，w是馈线宽度，且一；譬篇J。b)。—sm—xX(2·18)(2-19)(2—20)等匕妒 宽带双极化微带单元2．3共面微带线馈电单元2．3．'共面微带线馈电单元和等效电路共面微带线馈电是一种最简单的馈电形式之一，加工和设计都相对比较简单，但是由于微带线和辐射贴片在同一块介质板上，微带线的色散、寄生辐射等影响了天线的性能，造成这种形式馈电的天线的交叉极化电平一般相对较高。方形贴片具有良好的正交极化特性且易于制造，因而常常被用来设计双极化微带天线的辐射单元。图2．3．1(a)为共面微带线馈电的方形微带贴片天线，根据传输线模型，可将其等效为相应的电路模型(如图2．3．1㈣所示)。微带贴片等效为两端开路的传输线，特性阻抗为Z，，端口处接上电容c赢。和辐射电导G，谢。微带线与贴片之间可以用一个T型网络来等划””。FeedliaeS●叩Patch(a)∞图2．3．1共面微带线馈电单元的传输线模型印o．⋯^乏(，一詈)(等)(等岩卜岱z-，鼽⋯⋯彻陆爵㈣一⋯⋯⋯⋯一燃贪质的等效介电常数(可由式2-9求得)。·2．3．2边馈式单元图2．3-2为边馈式双极化方形微带贴片单元，采用共面微带线在方形贴片的两个相邻边的正中间进行馈电，实现了双极化工作模式。该天线两种极化的工作基模为Tilt。和zM，除了激励起TM。．模和TM。。模外，其它的高次模也同样被激励，从而恶化了天线的交叉极化特性以及端口之『白J的隔离度。各激励模的系数对基模TM。．的激励系数％。(或者TM，。的激励系数‰)的比值列于表2．1。可见，对基模而言，高次模的辐射影响很小，L再万五峨五吩玉石上污i瓦 }海人学博L学位论文因此主极化辐射方向图只需考虑基模。H式中-10-t5—20里一25旦一30—35—403．63．T3．83．944．14．2f／Glk图2．3-2边馈式双极化单元圈2．3-3边馈和角馈双极化单元端口隔离基模TM。(m·1，naO)，远区产生的辐射场：ru-。kkopassi汛n08csohspqo表2_l高次模的归一化激励系数【15slf2—23)％TM2ln知TM3l跏23刀缸高次模TMIln‰刀H12孙‰nfl3ZM五砜归一化系数之9．7-39．2．41．7—17．8-48．8_51．2-53．2y。lvot(riB)对于基模TM。。的远区辐射场，在妒t90。(yoz面上)，E面只有易分量：在qJ一0。∞：面上)，H面只有E。分量。％一，'2枇aVoIe-．☆,,aej(竽魄枷8)％一，学e卅竿)矗(三,oO,i．O)cos831(2-24)卜卦苗一+2．一2上矿竺。《畎删哪畸畸％『％『丝扎丝九舭一．船一 童堑翌堡些堂堂兰生由表2-1可知，只有7M11、TM20、TM02、TM21、TMl2高次模对交叉极化起主要作用，得出各高次模的远区辐射电场如下：TM。。模，TM02模，TM∞模，TMl2模，TM2l模，E箍一0E嚣-0鼯。警P刈竽)·丽cos(koa瓣sin0／2)删伽疗G彩’蹈_o’聪-告ewe俘)叫半)E嚣-0(2-26)E嚣-0E：H。oE乳一0￡嬲一等ewe』(竽)嘞(塑笋)∞DE器一0E盎40E盎一0E；,77—0￡。,To,,J4a‰2_^0_12kV可砧e俘)·丽sin(koasinO／2)嘞删‘2—2劬E盎一0E善E一0E⋯O,Ht0￡署一0(2-29)％一，警ewe愕)·帮嘞⋯7从上面各高次模的远区辐射场可以得出：基模TM。。远区场E面的交叉极化主要来自TM。和TMl2，而H面的交叉极化主要来自TM20。在如图2．3—2坐标系中，式(2-20)的xo=a12，yo--0，可得n1=n2=o，所以E面近似没有交叉极化分量，H面的交叉极化：瞄；等≯砧。7(竽)叫竿1(2．30)这种馈电结构的方形微带单元两端口之问的隔离度一般在20dB左右(见图2．3-3)121。 l：海大学博l：学位论文2．3．3角馈式单元角馈式双极化微带贴片单元结构如图2．3．4所示，通过在方形微带贴片的相邻角上馈电。根据空腔模型理论可知，一个形状规则的方形微带天线在对角上馈电可激励起极化正交、幅度相等的两个简并模(TM。。和TM。)，但是不能形成90’相位差，从而产生沿贴片对角线方向的线极化辐射场。因而，两种极化产生的远区辐射场可以表示为TM。，模和TM。。模产生远区辐射电场的矢量叠加。为方便，将平面坐标O，)，)改用O’，)，’)来代替，即式中的伊改为∥一45。(若为水平极化，妒应改为妒’+45。)。于是，根据(2．18)和(2．19)式可以得出二模合成的总辐射场为：磁_彳ol[s胁等伽苦(击+万≥)+伽等嘲詈(万≥+嘉)】·sinosin(qJ’一45"bb’一45。)％“睁∞孚畦掣一譬型+避掣卜邮口p’2I一⋯⋯(2-31)(2-32)式中南一，气乎e一Ⅳej(警’，小如蚴一伽b’一45。)，矿-koasinOsin妇’一45。)H(b)(c)图2．34角馈式双极化单元由前面的分析可知，只有TMll、办，，n、zM∞、TM，1、TMl2高次模对交叉极化起主要作用，同样可以得出远区交叉极化辐射电场。杨雪霞和钟顺时【159J用Crfcen数法导出了双馈点角馈式及边馈式方形贴片天线互阻抗的计算公式，分析了散射参数在谐振频率附近的变化情况，结果表明角馈式贴片具有较低的互耦系数，图2．3．3为用多端口网络法算得的共面微带线馈电的双极化角馈微带天线的端口隔离度1151，不难发现，角馈式贴片单元端口隔离大于25dB，相对与边馈式单元提高约5～10dB。同时，角馈式贴片单元的交叉极化电平在．20dB，要比边馈式贴片单元的交叉极化电平低2dB左右。掣 宽带取极化微带单庀2．4缝隙耦合馈电单元1985年D．M．Pozal-1160l提出了缝隙耦合馈电的微带天线，如图2．4-1所示。一终端开路的微带线位于一块介质板的背面，该介质板位于带有缝隙的地板下面，而微带贴片制作在地板上方的另一块介质板上，中间用介电常数近似为1的介质相隔。由微带线馈入的能量通过窄缝隙与微带贴片耦合。此种类型的天线，通常称为缝隙耦合微带天线(Ap盯tu陀CoupledMicrostripAntenna--ACMA)，也称电磁耦合天线(EMCA)。2．4-1缝隙耦合馈电的特点微带天线的馈电方式主要有微带线馈电、同轴线馈电和共面波导馈电等，与这些馈电形式相比，缝隙耦合馈电具有以下特点：优点：1)辐射贴片与馈线网络置于地板的两侧，减少了馈线网络对辐射贴片的影响。2)缝隙耦合馈电与一般的共面馈电相比，相应地增大了微带贴片天线的带宽。3)缝隙耦合馈电与一般其它的馈电形式相比，设计的参数要多得多，这就增大了设计的灵活性和自由度，能够较好地实现端口阻抗匹配。4)辐射贴片和馈线网络可以选择两种不同的介质板，并且可以单独进行优化设计。5)缝隙耦合微带天线作为阵元组阵，整个馈电网络可置于同一平面上，除带线与缝隙相对位置和尺寸外，网络设计具有较大的独立性，易于与有源器件的集成。缺点：1)由于地板开有缝隙，使得天线的背向辐射变得比较大，可以通过在离地板四分之一波长处增加金属反射板来抑制背向辐射，但这样会相应地增大了天线的结构。2)缝隙耦合馈电结构相对复杂，需要多层结构，增大了加工成本。方形贴片■■■■■_r■■■■■—●贴片介质l-ll·／——_馈线介魇Ⅻ馈线图2．4-1缝隙耦合馈电的一般网络模型2．4．2缝隙耦合馈电等效电路缝隙耦合微带天线是一个复杂的多层介质电磁耦合结构，影响天线性能的参数比较多，如辐射贴片的形状、缝隙的大小和位置、贴片介质和馈线介质、以及馈线开路端离缝隙的距离等Il缸1硎。如何调节各参数来获得一个性能较好的天线，首先要了解各参数 t海大学博f：学位论文是怎样影响天线性能的。Ostergaard等1166，167J给出了缝隙耦合微带天线的等效电路，比较直观地解释了缝隙耦合微带天线的工作原理，如图2．4—1所示。馈线和缝隙耦合可以等效为一个三端口网络，缝隙可以等效为一个二端口网络，微带贴片可以等效为一个一端口网路。贴片和缝隙之间的耦合分电耦合和磁耦合，两者耦合的强弱跟缝隙的位置有关，通常当缝隙在贴片正中下方时，磁耦合较强，电耦合较弱；而偏离中心位置靠近边缘时，电耦合较强，磁耦合较弱【1叫。图2．4．2为馈线与缝隙的电场耦合情况，可以将馈线和缝隙之俩看作一个串联的形式。当缝隙的长度为二分之一谐振波长时，缝隙可以被看作为一个电感为厶、电容为G的并联谐振电路，随着缝隙的变小，越呈现感性。辐射贴片的等效电路可以用传输线模型来分析，整个贴片可以等效为两端开路的传输线分别联接上电容c砌。和辐射电导Gr耐，Z印是等效贴片的传输线特性阻抗，z0是馈线的特性阻抗，两者的特性阻抗是不一样的。为了实现较好的匹配，在缝隙和辐射贴片之间增加了一个阻抗变换，变换比为I：N，整个等效电路如图2．籼3所示。葛应电蘑图2．4-2缝隙散射鼍鬟电莓图2．43缝隙耦合贴片单元等效电路幺4．3缝隙形状缝隙的形状和位置决定着馈线与单元贴片之问耦合的强弱，如何选择一种缝隙使耦合达到最强，同时要求背向辐射尽可能的少(一般缝隙越大，耦合越强且背向辐射也越大)，是设计缝隙耦合微带天线的一个关键。长期以束，已有不少天线工作者对缝隙的形状做了研究。M．E．Yazdi等1164I比较分析了⋯H，形，⋯U，形和“L，’形窄缝隙(如图2．4．4 宽带双极化微带单厄所示)，指出与馈线垂直的缝隙(纵向缝隙部分)决定耦合的大小，而与馈线平行的缝隙(横向缝隙部分)对耦合影响很小，它只是相当于纵向缝隙串联上一个电抗元件。其实，横向缝隙的中点是耦合最强的，远离中点时耦合会逐渐减弱。对于矩形缝隙，这种减弱的程度会变得比较剧烈。因而，纵向缝隙对耦合沿横向缝隙的变化起到缓和的作用，同时，对馈线与缝隙的阻抗匹配起到了很好的调节作用。在此基础上，V．Rathi掣“1做了进一步系统的研究，比较了矩形，“H”形，“蝴蝶结”形和“沙漏”形宽缝隙(如图2．4-5所示)。指出“沙漏”形缝隙的耦合最强，其主要原因是“沙漏”形改善了“H”形，和“蝴蝶结”形的不连续性。Hu‘a)“H，．形Cb)“U”形I玺|2．4_4各种窄缝结构脚阕冈(a)矩形(b)。H一形fc)“蝴蝶结”形(d)。沙灞’’形图2．4-5各种宽缝结构2．4．4缝隙耦合馈电单元基于以上的分析，缝隙耦合微带天线将馈线与辐射贴片通过地板隔开，这样既可以忽略馈线的色散、寄生辐射等影响，又有利于改善天线的端口隔离和交叉极化特性。下面将设计一种新型结构的缝隙耦合馈电的贴片单元，并分析、讨论各参数的变化对其输入阻抗特性的影响【埘l。如图2．4-6所示，单元采用双层倒置形式，上层方形贴片边长为b，下层方形贴片边长为a，两个辐射贴片产生两个谐振频率，当两个谐振频率相互靠近时，从而展开了天线的频带。整个单元包含三层介质板，寄生贴片倒置于第一层介质板的下面，这样夼置使介质板可以起天线罩的作用；第二层介质板的上面敷着馈电贴片，下面为开缝接地板，选择结构相对比较简单的“H”形缝隙，并且两个缝隙相互垂直，成轴对称结构。两介质层之间用介电常数约为1．08的泡沫支撑。第三层介质的下面敷着馈电微带线，水平极化通过开路微带线耦合激励，垂直极化通过微带线“r’形终端耦合激励。另外，由于地板上的缝隙所引起的背向辐射比较大，为了降低后瓣电平并适当提高天线的增益，在离开缝地板四分之一波长处加了一块金属反射板。利用Ansoft．HFSS软件对单元进行优化设计，下面将讨论各参数的变化对贴片单元输入阻抗的影响。图2．4．7L—C J：海人学博L学位论文为11变化时单元输入阻抗随频率的变化曲线。其它参数为：a=7．7ram，b=9．5ram，h=2．8mm，Wl--O．3mm，W2=1mm，／2=0．45mm，d=Omm，s=Omm，k呻--4．3mm。当Ii由2．8ram增大到3。2ram时，低频谐振点电阻由28Q增大到47Q，高频谐振点电阻值基本上保持不变；对于单元的输入电抗，在工作频带内，随着fl的增大而变小。(8)三维图(b)透视图图2—4-6缝隙耦合微带线馈电单元结构图图2．4．7输入阻抗随参数矗的变化曲线a一8基譬盏图2．4-8输入阻抗随参数f2的变化曲线一a一∞uc∞po∞o篮 宽带双拐2化微带单兀图2．4-8为12的变化对输入阻抗的影响(其它固定参数：a=7．7mm，b=9．5mm，h=2．8mm，Wl=0．3mm，W2=1mm，h=3mm，d=Omm,s=Omm，L耐曲=3．8mm)，比较以上两个图形，不难发现，12的变化情况与f1相似。可见，缝隙长度，(f可I+f2)的变化对低频谐振点的电阻影响比较大，而对高频谐振点的电阻基本上没什么影响。a一3磊苗’磊盘图2．4-9输入阻抗随参数wI的变化曲线图2．4-10输入阻抗随参数w2的变化曲线图2．4．9、10为wl、w2的变化对输入阻抗的影响(其它固定参数：a=7．7mm，b=9．5mm，h=2．8mm，Ii=3mm，／2=0．45mm，d=Omm，s=Omm，kb=3．8ram，Wl变化时，W2取lmm，W2变化时，Wl取0．3mm)。Wl、W2与fl、／2一样，变化时主要影响低频谐振点的电阻，而对高频谐振点的电阻影响很小：Wl、w2变大，低频谐振点的电阻增大，但wl的变化对低频谐振点的电阻影响不是很敏感，当Wl从0．2ram增大到1．0mm时，低频谐振点的电阻从33Q增大到389；w2的变化对低频谐振点的电阻影响稍微较明显，当w2从0．8mm增大到1．2mm时，低频谐振点的电阻从28Q增大到48Q。由以上分析得出，缝隙的变化主要影响低频谐振点的输入阻抗，而对高频谐振点的输入电阻影响较小。其实，从双层天线的结构来分析，上、下两个贴片产生两个谐振频率。虽然下面的馈电贴片的尺寸要比上面的寄生贴片小，但是，从自由空问的等效长度(o一8§苗g“一Gvmog嚣Tso∞ l：海大学博I：学位论文来换算，馈电贴片的电尺寸要比寄生贴片的电尺寸大。因而，馈电贴片主要影响低频谐振，而寄生贴片主要影响高频谐振。不难解释，缝隙结构大小主要影响馈线与贴片之间耦合的强弱，而对寄生贴片影响较小。图2．4-11输入阻抗随参数d的变化曲线a：g譬盘图2．4-12输入阻抗随参数S的变化曲线图2．4-11为d变化时输入阻抗随频率的变化曲线(其它固定参数为：a=7．7mm，b=9．5mm，h=2．8mm，ll=3mm，Wl=0．3mm，W2=lmm，s=Omm，Lmb=3．8mm)。当d变大时，为了保持两个谐振点的阻抗相等，12必须相应地增大，两个谐振点的输入电阻也相应地增大。而当S增大时，两个谐振点的输入电阻同样相应地增大(如图2．4-12所示)。可见，当缝隙由贴片的中心沿纵向(d增大)或沿横向(S增大)偏移时，两个谐振点的输入电阻都逐渐增大，这对调节端口阻抗匹配很重要。L。b为微带线终端开路点与缝隙中心的距离，它的变化对端口输入阻抗的影响如图2．4-13所示(其它固定参数为：a=7．7mm，b=9．5mm，h=2．8mm，h=3mm，／2=0．45mm，Wl=0．3ram，W2=1mm，d=Omm，s=Omm)。k。b的变化对输入电阻没有什么变化，而对输入电抗影响比较明显。当L。b增大时，端口输入的电抗由容性向感性转变，相当与端口串联一个电感。因而，可以通过改变k。b的长度来调节输入端口的电抗。但是，馈线丌路^avm090∞蛊^S∞o§茜％蛊 宽带双极化微带单几端口的电压是最强的，为了增大祸合，设计时应该使得L。尽可能的短。图2．4-13输入阻抗随参数Lm的变化曲线图2．4-14输入阻抗随参数h的变化曲线改变两个贴片之间的距离h来观察输入阻抗的变化(其它固定参数为：a=7．7mm,b--9．5mm，／2---O．45mm，Wl--0．3ram，W2=l岫，d=Omm，s=Omm，km=3．8mm)，如图2．乒14所示。h越大时，两个谐振点靠得越近；h越小时，两个谐振点离得越远，并且低频谐振点基本上保持不变，而是高频谐振点在移动。可以想象，当h为无穷大时，高频谐振点就移到低频谐振点的位置上，这就相当于单层贴片。因而，可以通过调节h来满足驻波比带宽要求。上面对单元各参数的变化进行了分析和讨论，下面将给出优化后的最佳参数结果：a=7．7ram，b=9．5ram，h=2．8ram，Port—V(1l=2．5ram，12---0．75ram，Wt=O．3mm，W2=1mm，d=Omm，s=2．5mm，k帅--3．8ram)，Port-H(It=3．5ram，12--0．75mm，W1--O．3mm，W2--1mm，d=2ram，s=Omm，k№=3．65ram)，计算和测试驻波曲线如图2．4-15和2．4-16所示。不难发现，测试结果和计算结果存在一些偏差，可能原因是由于计算时没有考虑接头SMA的影响以及实验误差所造成的。但从总体来分析，测试结果和计算结果还是比较吻合的，水平极化的端口驻波相对带宽为21．1％(VSWR，；2)，垂直极化的端口驻波相对带宽为20％；两端口之I’日J的隔离度在整个工作频带内(8～10GHz)大于40dB(如图2．4-18所示)。图(qp)m膏，=口∞∞譬一a—ooc∞苗∞兰 海人学博I：学位论文2．4．17为理论计算的方向图，水平极化的交叉极化电平低于．28dB，垂直极化的交叉极化电平低于．30dB。可见，与前面分析的共面微带线馈电的双极化单元相比，采用缝隙耦合馈电使隔离度和交叉极化特性得到了很大的改善。N=黜彳＼，一．。；多；∥7．5蛐8．5鱼0”10．0Fzequency(G№'图2．4-15两端口驻波计算曲线TheIa(degree)(I)Poa-H岔3键窿＼二=燃j／歹、‘≮：：：：：：：：：二≮多；∥7-5蛐8-5蚴9j10hFrequency(GIL0图2．4-16两端口驻波测试曲线图2．4-17方向闰计算结果Theta(dcgro日御Pott-VFrequency(GHz)图2．4．18端口隔离度41一m【pvu口e—量=|【∞p)善}lT岛4= 宽带双极化微带单元2．5混合馈电单元前两节讨论了共面微带线馈电单元和缝隙耦合馈电单元，理论计算和实验测试结果表明，采用一对相互垂直的缝隙耦合馈电能获得较好的隔离度和交叉极化特性。这一节将讨论混合馈电单元，一端口采用共面微带线馈电，另一端口采用缝隙耦合馈电，使两套不同极化的馈电微带线分布在不同的介质层上，这样可以减少网络之问的耦创170l。2．5．1单缝单元结构图2．5．1为混合馈电的单缝单元结构图，整个单元的结构层次与前面缝隙耦合单元结构相似，只是垂直极化采用了共面微带线馈电，水平极化依然采用缝隙耦合馈电，这就将两个不同极化的馈线网络通过地板隔开。(a)三维图图2．5．1单缝单元结构图／?／／|{一Port-V||⋯。一||L／?＼：=：=，二====二：夕／U909．5Fl。qllcn叮tG}埘图2．5-2计算端口驻波图2．5-3计算端口隔离单元优化后的参数为：a=gmm，b=10mm，h=2．8mm，Wl=lmm，W2=2mm，／／--3．4mm，／2=2ram，d=3．4mm，s=0mm，Imp=3．1mm。仿真结果如图2．5—2所示，共面微带线馈电端1：3的驻波相对带宽为15．4％(VSWRs2)，缝隙耦合馈电端I：1的驻波相对带宽为17．2％，很明显采用缝隙耦合馈电，其端口驻波比带宽要相对宽一些。两端口之间的隔离随频率 ：海人学博l‘学位论文变化曲线如图2．5—3所示，在频率高端部分隔离度相对较低，这主要是由于频率越高越容易激励高次模所造成的。在整个驻波比带宽内其隔离度大于25dB。图2．5-4两种馈电结构口方位角／度(I)水平极化图2．5-5结构(a)的方向图方位角，度任)垂直极化图2．5-6结构(b)的方向图图2．5．4为单元水平极化端口馈电的两种结构图，分析这两种结构的目的是为了设计天线阵时能够更加紧凑、简洁地布置天线阵的馈线网络，使之尽可能地减少网络的负面影响。从图2．5．5的计算结果来看，水平极化的交叉极化电平在一25dB以下，而垂直极化的交叉极化电平只有一18dB左右，很明显是由共面微带线的影响所造成的。另外，由于馈线相对于缝隙不对称，使得水平极化的方向图有点偏，不过这种主瓣的偏移在天线。哪御铘枷鼍、世晕兰童。黜雠靴。 宽带双极化微带单元阵设计时可以消除。比较图2．5．5和图2．5．6，可以推断，缝隙的位置对两种极化方向图影响不是很大。2．5．2反相馈电的腔模理论分析从单缝混合馈电单元的计算结果来看，隔离度和交叉极化特性不是很好，对于边馈式方形微带贴片单元，前面我们已经讨论过，其交叉极化主要是由TM。或TM。所导致的，图2．5-7给出了方形贴片TM。和TM。的电场分布曲线，单独在左边激励时产生TM。和I'M。模的电场方向与单独在右边激励时刚好相反，因而可以采用在两个边上同时进行等幅反相馈电(如图(D所示)，这样从理论上就可以消除了TM。和TM。模对端口V的激励；另外，由于两个模在两个边上激励的场刚好反相，对于总端口H也刚好相互抵消，从而进一步减少了两端口之间的耦合，提高了两极化端口的隔离度。而对于TM。，模，无论在左边激励还是在右边激励，产生的电场方向都相同，所以对基模来说不会产生影响。(曲三位图图2．5-7方形贴片的场分布曲线图2．5-8双缝单元结构图fb)俯视图露翳∞日∞田∞露∞锻∞ ．海人学博I：学位论文2．5．3双缝单元结构按照以上的分析，由于反相馈电能够有效的抑制高次模的耦合激励，考虑到微带线的辐射影响，对缝隙耦合端口采用反相馈电技术，即双缝反相激励耦合，单元结构如图25．8所示。计算优化后得到一组较好的参数，a=9mm，b=10mm，h=2．8mm,fl=4mm，12--1．5mm，wl神．6mm，W2=2．4ram，d=3．5mm，s=Omm，L☆p-3．3mm，两缝隙大小与偏移相同。测得其端口驻波如图2．5．9所示，共面微带线馈电端口的驻波相对带宽达到17．1％，缝隙耦合馈电端口的驻波相对带宽达到20．0％，比理论计算带宽要稍微宽一些，这可能是实验测试时端口接上SMA的影响所造成。图2．5．10为两端口的隔离度随频率变化曲线，不难发现，与上面的单缝结构相比，隔离度得到了很大的改善，尤其是频率高端部分，采用反相馈电有效地抑制了高次模的耦合激励，使得隔离度提高的更加明显。在整个工作频带内(8．5～9．5GHz)隔离度大于41dB，中心频率附近达到50dB左右，相对于单缝结构隔离度提高了10～20dB。另外，在8．2GHz附近的隔离度相对较低，主要是由于缝隙谐振引起的，可以适当地调节缝隙的大小使该谐振点在工作频带之外。闰2_5．9烈缝单元端口驻波“)1％rtoll图2．5．11方向图(9．0GHz,图2．5-10双缝单元端口隔离度旷(b)r盯t—y仿真结果——计算结果⋯⋯)图2．5．11为该单元的方向图。由于采用双缝结构，单元结构完全对称，修证了单缝结构主瓣方向图的偏移。另外，采用反相馈电，抑制了TM。和跏2D模，从而降低了交叉极化电平，从曲线中不难发现，两种极化的交叉极化电平都在．30dB以下，J下确地验^击【p-p可三甚Ⅻ皇扁 宽带双极化微带单元证了前面的理论分析。2．5．4胶层分析多层微带天线的加工一般由各层通过粘胶合成，计算时考虑到胶层比较薄以及计算机硬件的限制。为了节省计算时间通常在计算时忽略胶层的影响，而实际加工时，胶层的厚度又很难控制。因而实际天线加胶层后的性能与理论计算时忽略胶层的情况下存在一定的差别，下面用图2．5．1的单元来分析不同胶层厚度h对天线驻波的影响。侧视结构图如图2．5．12所示，整个天线单元由三层介质板、两层泡沫和一层金属反射板组成，各层通过粘胶合成，粘胶的图2．5·12单元侧视图介电常数设为1．1。'4012010080电阻／Q604020电阻9．09510D105频率／6如(a)图2．5—13频率／G如(b)共面馈电端口输入阻抗随枯胶厚度的变化曲线频率／C,Ih(a)6040200电抗(品-40-60频率／G啦(b’图2．5一14缝隙耦合馈电端1：3输入阻抗随粘胶厚度的变化曲线山图2．5．13和图2．5．14)可以看出，两个谐振点J’日J距随着粘胶厚度的增加而增大，主要是由于胶层1和胶层2的增大相当于增加了泡沫的厚度。缝隙耦合馈电端13的输入46／／，，．一∞兰一≮1釜坌二一兰”￡～ I二海人学博I：学位论文阻抗随粘胶厚度的增加而阻抗变小。主要是由于胶层3的存在相当于增加了介质3的厚度，使得缝隙耦合馈线的特性阻抗变大。因此，设计时要充分考虑粘胶厚度的影响，来弥补实验所带来的误差。2．6比较与小结前面已经设计和分析了三种不同馈电方式的双极化贴片单元结构。表2．2比较了这三种双极化单元的驻波比带宽、极化隔离度和交叉极化电平特性。可以看出：两种极化都采用缝隙耦合馈电的单元与双缝混合馈电单元的极化隔离和交叉极化特性最好，且驻波比带宽很宽，其次为单缝混合馈电单元，而共面微带线馈电单元的隔离度和交叉极化性能都相对较差。对于微带阵设计，除了考虑单元的性能，馈线网络的设计也非常重要，网络的耦合、馈线的寄生辐射都会对天线的驻波比带宽、极化隔离和交叉极化特性造成影响。因此，从馈线网路的设计来分析，混合馈电将两套网络放置在不同的介质层面上，增大了网络的可用空间，有利于减少网络对天线性能的影响，而双缝混合馈电单元由于其单元网络比较复杂，不易组阵。综合以上分析，缝隙耦合馈电单元和单缝混合馈电单元比较适合用于设计双极化微带天线阵。表2-2双极化单元的特性比较共面微带线馈电混合馈电天线结构缝隙耦合馈电边馈式角馈式单缝舣缝驻波比带宽f％)20．O，21．115．“17．217．1／20．0两端口隔离度(dal>20>25>40>25>40交义极化电平(da)‘-18<．20<．28‘．18s1)。图3．3-9网络空问的比较图3．3．10给出了边馈式1X16元线阵，也是由四个基本单元构成。每个基本单元包含四个贴片单元，左边两单元与右边两单元成垂直面镜像，但都采用垂直极化反相馈电，水平极化同相馈电。各基本单元之间采用并行馈电，并且将变换带放置在单元之间，避免了变换带的弯曲，使得变换带两边馈线的幅度和相位更加均衡，从而使整个线阵的方向图随频率变化的影响更小，也有利于交叉极化的抑制。但这种结构的代价是馈线的长度增加约半个波长，增大了馈线损耗。图3．3—10边馈式1×16元线阵(另一半为镜像)图3．3—11溯试两端口驻波幽3．3．12测试两端口隔离 宽带双极化微带天线阵删坻-60-40．200204060A略k恤gr∞J(a)垂直极化(b)水平极化图3．3—13测试方向图(9．mnz)图3．3．11为边馈式1×16元线阵样机的两端口反射系数测试曲线，其水平极化端口的相对阻抗带宽大于16％(S11$15dB)，垂直极化端口的相对带宽大于22％。两端口测得的隔离度如图3．3．12所示，在整个频带8．5～10GHz内优于30dB。线阵的测试辐射方向图ff=9．3GHz)jtl[]3．3．13所示，两种极化的旁瓣电平分别为-12dB和-13．8dB，交叉极化电平在±60。方位角内分别为．26dB和．22dB，主瓣内分别低于．30dB和．22dB。3．4抑制交叉极化分析3．4．1二单元反相馈电各单元相同激励的双极化微带天线，由于高次模的存在，使两端口之间产生干扰，从而降低端口之间的隔离度并抬高交叉极化电平。对于多元线阵，为取得较好的极化纯度，通常成对单元采用等幅反相馈电。图3．4-1为四种激励点位置不同的方形微带贴片二元阵，A：两个极化端口都同相馈电；B、c：一个极化端I：1同相馈电，另一个极化端口反相馈电；D：两个极化端口都反相馈电。每个贴片包含两个激励点，产生两种线极化波，“H”表示激励水平极化波的端口，“v'’表示激励垂直极化波的端口。符号“+”表示两个单元对应的端口等幅同相馈电，“．”表示两个单元对应的端口等幅反相馈电。假设天线的远区电场的方向图为融加Eh(0,《o嚣(3_1)其中，E6为水平极化分量，E7为垂直极化分量。(舯：々01呵|=^曼壹蕈鼍 上海大学博士擘位论文图3．4．1四种不同馈电位置的二元阵端口H激励的辐射电场可表示为云”(以妒)t仨E“Z，扣(O,∥rp并(3—2a)端口V激励的辐射电场可表示为F7p，力一仨：箸：翕}。一瑚定义水平极化端口的交叉极化为厣“@妒l／F”p，妒1，定义垂直极化端口的交叉极化为P”@妒1／P”∽伊l‘1删。利用奇偶模对称原理，可将电场分解为酬一磁麓烈筹跚∞，黝，由髋；；：絮Z暨础妒，㈤伫：!=，。噱复，砑0。qp@o)∥b必)，op。’豳3．4-2二二元阵57 童翌兰垫些竺堂墨垡生——二元阵的辐射电场为两个单元的辐射电场在远区的叠加：．瓦，p，妒)一G。五b妒)+G瓦∽矿)0。6)式中，G工。AP一，GR．Ase芦，B-_：rdxcosq，sin0巨b妒)表示左单元的辐射电场，瓦p，妒)表示边单元的辐射电场。A。为自由空间波长。对于结构A，由于两个端口都采用等幅同相馈电，取掣-钟-《-a；。音。由奇偶模对称原理，左、右单元的辐射电场可分别表示为驰叫裳蓦蹴主：跚酏小陇捌：糍籍跚将(3．7a)和(3．7b)代入(3-6)式，可得二元阵的辐射电场彰。。p，妒)，万1e一伊砬∽妒)+万1e卢瓦∽尹)～二1厶一压仁篙毪躲篓：：：_：黝巩‰M仁COS茎：默篙Sill：跚u,ul此I仃，妒J—JDc～口，，l础㈡一压仁篓剖}既帅压仁薹：跚当妒t至2时，(3-8a)和(3·8b)式可以简化为叫时嘏蓦(3—7a)(3·7b)(3—8a)(3—8b)(3-9a)(3-9b)(3-10a) 上海大学博士学住论文职t(畦)对于结构B，平极化端口采用等幅反相馈电，(3-10b)取掣-钟·坛；垂直极化端口／V‘采用等幅同相馈电，取《-《。夕么。左、右边单元的电场则分别表示为：酏小仨捌：麓窘：麓珊⋯瓦㈧一仁糍二：2二：器必器膨)l仔t，∞将(3-11a)和(3-llb)代入(3·6)式，可得巩伽M仁蒹唆2≥芝鬟谶勰∞2a，玩聃压仁蠢瓮黜：篙端瑚pm，当妒一0时，巩㈧一压仁竺眨暑0)}㈣影以o)I压盛篡∽㈣当妒-考时，cos曰吐sinBl0．嘶妒心考)}即锄髟at(只考)。压仁m(只薹)}。．14b)比较结构A和B，在妒一00面上，交叉极化分量中的cosB变为sinB。为了抑制栅瓣，通常取露s如，则B的范围为0～：r／2。可见结构A的交叉极化分量在口。0’时最大，而结构B的交叉极化分量在口-0。时最小，从而抑制了其主瓣内的交叉极化。在妒。90。、●IllIlI，●●___IJ、、●l，、l●●，石一2石一28日，JI●●、，JI-I＼脚胁E，__●_●_●_●-‘，●●f_●●【压I 宽带双极化微带天线阵样，在妒-0‘和妒-90。N_k，两主极化的交叉极化都得到了较好的抑制。对于结构。，两种极化端口都采用等幅反相馈电，则取以·呜-击。珈，一磁篮蹴主：跚㈣№，《譬矧：：涮：=：跚⋯将(孓15a)币11(3·15b)代X(3·6)式，可得二元阵的辐射电场‰--If斛压仁篓：瓣；耋荔==譬珊∞卿‰--y伽M嚣：：跺；耋篓：=跚⋯当妒一要时，cosB=1，sinB—o；殿。(疃)t压髟。(只考)一压IE“I护(胪(噎畦畦)。压E“￡“哇护㈦胪(噎)(3，17a)(3·17b)不难发现，结构D和结构A一样，其二元阵的交叉极化电平与单元的交叉极化电平相同，并没有得到抑制。由此可见，两个端口同时反相馈电不能抑制交叉极化，只有一种极化端口采用同相馈电，另～种极化端口采用反相馈电，才能较好地抑制交叉极化。3．4．2四单元线阵分析成对单元采用等幅反相馈电有利于抑制交叉极化，但是对于四元线阵，成对单元之闻的馈电结构也影响着交叉极化和端口之间的隔离度。图3．钙给出四种不同馈电结构的四单元直线阵，成对单元都采用了倒相馈电技术。(a)、(b)结构，成对单元水平极化采用等幅反相馈电，垂直极化采用等幅同相馈电，丽(c)结构相当于(a)、(b)结构部分相结60 上海大学博士学位论文合；(d)结构成对单元垂直极化采用等幅反相馈电，水平极化采用等幅同相馈电，而两组成对单元关于垂直面镜像。对四种不同结构分别进行了设计仿真和测试比较，单元选用混合馈电的方法，即水平极化采用“H”形缝隙耦合馈电，垂直极化采用共面微带线馈电。图3．4-4给出四种结构的理论仿真和实验测试方向图【18”，并作了详细的比较(见表3-1)。图3．钙四种线阵结构图结构(a)、(b)水平极化主瓣内的交叉极化电平相对较低，而其主瓣外的交叉极化电平相对较高，这主要是由于结构(a)和结构(b)的水平极化端1：3成对单元都采用等幅反相馈电，但整个四单元结构并不对称，其水平极化波产生的交叉极化分量在零度方向是相消的，而偏离零度某一角度则相互叠加。另外，不难发现结构(b)相对结构(a)，其水平极化的交叉极化电平稍低一些(近。5dB)。对于垂直极化，两种结构的交叉极化电平均在．20dB左右。比较以上几个理论计算和实验测试的方向图，不难发现，结构(d)的两种交叉极化电平相对以上三种结构有了明显的下降，分别低于．27．2dB和。28．2dB。(a)垂直极化图3．4-4a结构(a)的方向幽(9．IGHz)61-嘞水平极化 宽带双极化微带天线阵(a)垂直极化Cb)水平极化图3．“b结构(b)的方向圈(9．1GHz)Angle／degree(a)垂直极化图3．4．4c结构(c)的0，)水平极化AnglaoegtteAngle／degree(a)垂直极化O)水平极化图3．4．4d结构(d)的方向图(9．1Gaz)对四种结构的四元线阵分别进行了两极化端口之间的隔离度测试，如图3．4-5所示，同样发现，四条曲线中，结构(d)的端口隔离度比其它三种结构的端口隔离度都低，在整个工作频带内(8．8～9．4GHz)谬J端口之间的隔离度高于34dB。∞p，。p量晶日= 上海大学博士学位论文表3-1双极化线阵的隔离度和交义极化特性比较天线结构(a)(b)(c)(d)垂直极化水平极化垂直极化极化水平垂真极化水平极化垂直极化水平极化主瓣内交义极《-21．5《．23．9‘-20．1<-27．9《．23．O<-23．2‘-27．8<《塔．2化电平(dB)主瓣外交叉极化电平(aal<-20．9<一15．1《．20．0‘-21．4<-22．3●19．8《．27．2<．28．3两端口隔离度>31j>30j>30>32．6(dB)．30．32粤’34倒．∞铤鉴．∞．40-·428．T8．g9ig3口．5频率，例z图3．4_5四种线阵隔离度3．5双极化微带面阵天线3．5．1线阵形式的选择，前面已对双缝祸合1×8元线阵，角馈式1×16元线阵和边馈式1X16元线阵进行了设计与分析，并对交叉极化的抑制进行了详细的理论研究。基于以上的研究，将选择一种性能较好的宽带双极化线阵用于面阵设计。表3．2比较了三种线阵的隔离度和交叉极化特性。可以看出，双缝耦合1×8元阵具有良好的隔离度和交叉极化特性。但是，双缝耦合的两种极化馈电网络置于同一层介质面上，用于面阵设计，两个并馈网络的安排将变得非常拥挤，甚至不可能。若采用增加一层介质，将两层网络置于不同的介质面上，会使天线变得更加复杂，且很难保证加工的精度并提高了成本。此时采用混合馈电方式将是一个合适的选择，但角馈式1×16元线阵的隔离度和交叉极化特性都相对较差，也不适合于面阵设计：边馈式1X16元线阵具有较好的隔离度和交叉极化特性，且两层馈电网络置于不同的介质面上，并通过地板隔开，比较适合于面阵设计。 宽带双极化微带天线阵表3-2双极化线阵的隔离度和交叉极化特性比较双缝耦合馈电混合馈电lx8元线阵角馈式1x16元线阵边馈式lxl6元线阵水平极化垂直极化水平极化垂直极化水平极化垂直极化4-60’方位角内<-28．5《．30<-20‘．16<-22<．26交义极化电平(dB)主瓣内<-39<-32．5<．20‘．22<-30交义极化电平(dB)两端13隔离度(dB)>30>33>303．5．2平面阵输出同轴连接考虑到设计中的线阵最终是用于大型有源相控阵，因此，其输出／输入端口需要由同轴连接器引出，设计中拟采用SMA连接器。上面组成的平面阵需要通过同轴接头从面阵背部输出，垂直连接性能的好坏直接影响着天线输入腧出的匹配。由于混合馈电的双极化天线存在两种馈电方式，因此，这需要设计两种不同的微带．同轴连接器的垂直过渡。显然，由于垂直极化馈电微带线位于接地板的上方，因此实际加工这种垂直连接结构相对简单方便些，其具体结构如图3．5．10)所示，同轴线外导体与会属接地板直接连接，而内导体穿过介质板2，与馈电微带线通过焊接组装。(a)垂直极化连接方式O')水平极化连接方式图3．5．1微带同轴连接方式对于水平极化端口，由于微带线悬置于介质板之下，上述方法中的同轴内导体则无法直接与微带线焊接，并且外导体的连接设计是这种连接匹配性能的关键，如果将外导体距离介质板2在一定距离悬空，虽然在中心频率附近能够得到良好的阻抗匹配，但是这种连接带宽性能很差，这是由于悬空时，同轴线与微带线之间存在一段无外导体传输 上海大学博士学位论文结构，破坏了TEM传输模式，并且难于在微带上实现补偿匹配。鉴于此，将存在微带线一边的外导体切去，使同轴线与微带线之闻的连接线仍具有半个外导体，如图3．5．1(b)所示。这样就约束了接头处的电磁场畸变，使其仍近似于TEM传输模式，计算仿真发现这种结构非常易于匹配，只需在微带线上加一矩形贴片就可以实现，并且阻抗带宽很宽。图3．5．1中的连接示意结构都省略了寄生贴片及其介质板和下面的支撑泡沫。经过优化仿真，两种连接方式具有很好的阻抗匹配特性，图3．5．2给出了垂直极化和水平极化连接的反射损耗仿真曲线，两种接头在8．8～10．2GHz范围内反射损耗都小于．30dB。盆已t疗‘O3C与苟正Frequency(GHZ)图3．5-2微带SMA同轴接头连接反射损耗计算值3．5．316×16元双极化微带面阵基于图3．4-10的1X16元线阵设计了16×16元双极化微带面阵。利用反相馈电对交叉极化的抑制作用，在垂直方向，线阵之间采用镜像的方法，使天线阵在垂直方向同样为对称结构。相邻线阵之间水平极化端口等幅同相馈电，而垂直极化端口则为等幅反相馈电。图3．5．3给出基于以上准则御线的16X16元微带面阵的透视图，由上至下，依次表明了序号，每个序号代表一个1X16元微带线阵。图3．5．4给出了试样面阵的实物照片。图3．5-4(a)为封装前各介质板结构图，图3．5．4(b)为各介质板通过粘胶封装后的结构图并焊上SMA接头。可以看出，整个面阵总共有32个SMA接头，其中水平极化和垂直极化各有16个。 宽带双极化微带天线阵(a)组装前圈3．5．316x16元双极化微带面阵透视图图3．5-416X16元般极化微带实验面阵照片(b)组装后 上海大学博士学位论文利用矢量网络分析仪测量了面阵的各端口反射系数和各线阵两端口的隔离度，测量时其它端口连接匹配负载。图3．5．5给出面阵中各线阵的电压驻波比，其中Port．V表示的是双极化线阵中垂直极化端口，Port．H是表示水平极化端口。测试结果显示水平极化端口在所测9～10GHz范围内VswRsl．3，而垂直极化端口在此频率范围内VSWR·：1．35。水平极化端口测量结果比垂直极化端口的结果稍差，这是由于水平极化端口的装配粘胶层数多于垂直极化端口，在多层介质板粘结过程中的胶层厚度和介电常数误差所造成。图3．5．6给出各线阵和面阵两极化端口隔离度随频率变化曲线，可以看出，同一根线阵中的两个端口，在所有测试频率范围内端口隔离度基本上优于45dB，而面阵的两极化隔离优于48dB。表3．3详细地列出了各线阵的端口驻波比和端口之间的隔离度值。岔3a．2羔2(a)Port-H图3．5-516×16元面阵端口测试驻波(b)Port-VFrequency(GHz)l璺I3．5-616x16元面阵两极化端口测试隔离度 宽带鼠极化微带天线阵表3-316x16元面阵中各线阵的端口驻波和极化隔离9～10GHzNo．VSWR，Port—HVSWR．Port．V隔离(dB)1墨1．27‘1．35苫57．32‘1．24s1．25苫48．33s1-25墨1．29248．94s1．27‘1．30248．95s1．24s1．18苫48．76s1．29s1．27≥48．47s1．28s1．24≥49．38s1．23≤1．24之47．79≤1．30s1．17乏48．010s1．29s1．35之48．111‘1．28s1．25≥43．512‘1．26s1．26苫49．613s1．24s1．27苫50．214‘1．26之46．215主L23s1．32苫52．116s1．2791．25之45．9天线阵的辐射方向图在室内远场暗室测量，图3．5．7和图3．5-8给出测得天线面阵的辐射方向图，为简便起见，本论文仅给出三个频点的辐射方向图，频率分别是9．06Hz、9．5GHz、10．0GHz。图3．5-7为面阵所有水平极化端口馈电(所有垂直极化端口接匹配负载1时测得的辐射方向图。在三个频率点上，水平面内的最大副瓣电平分别为．12．7dB、．155dB、．16．4dB，交叉极化电平分别低于42．5dB、-45．1dB、-45．9dB；垂直面内的最大幅瓣电平分别为．13．2dB、．12．9dB、．13．odB，交叉极化电平分别低于42．6dB、-41．1dB、-40．6dB。所有垂直极化端1：3馈电(此时所有水平极化端口接匹配负载)时测得的辐射方向图见图3．5．8，在三个频率点上，水平面内的最大副瓣电平分别为．13．6dB、．12．2dB、．13．2dB，交叉极化电平分别低于-38．1dB、．37．1dB、．39．8dB；垂直面内的最大幅瓣电平分别为．12．1dB、．12．1dB、．12．2dB，交叉极化电平分别低于．42．9dB、-45．7dB、-42．2dBdB。比较以上的测试结果，各频率点测试的辐射方向图和交叉极化值非常相近，说明该天线阵在宽频带内具有稳定良好的辐射特性。图3．5．9给出了16×16元面阵的测试增益随频率变化曲线，该面阵的增益在30dB左右。表3-4将本文设计的双极化微带阵与国内外几种典型的双极化微带阵的性能作了比较。可以看出，本文设计的双极化微带阵在带宽、极化隔离和交叉极化电平性能方面都68 上海大学博士学位论文具有明显优势，已达到国际水平。(a)f--9．0GHz^础扯(d铝嘲(b)f=9．5GHz(c)f=10．0GHz幽3．5．7般极化微带面阵H端口激励奢已善§苗量(Ⅱp)。p三置哪日至(缸p)名a!『§墨(Ⅱp)粤0q圣薹一曼等01u∞_=—m量。p喜葛 宽带双极化微带天线阵(a)f=9．0GHz／姐画c(degree)∽f=9．5GHzAa91e(degree)AngIc(dc印-七)(c)f=10．0GHz图3．5-8双极化微带面阵V端口激励Angle(degree)(Hp)。p呈5毒‘ 上海大学博士学位论文Ftequency(GHz)图3．5-9双极化微带面阵的测试增益表3-4般极化微带阵的特性比较文献115】文献【17】文献[39】文献1176】本文驻波比带宽(％)1．72．83．115．1)20．0两极化端口隔离度(dBl>33>27>40>23>47交义极化电平(dB)《．22<一23<-30<一25‘-373．6小结本章主要就当前的一个应用热点一合成口径雷达宽带双极化微带天线阵作为研究对象，设计了应用于x波段的宽带双极化微带天线阵。首先，研究了馈电网络的形式，考虑到天线面阵网络空问的局限性，提出串联和并联交替使用并结合有效的结构设计，避免网络馈线的弯曲，减少了馈线网络之阊的耦合和寄生辐射所带来的一些影响。其次，在前一章宽带双极化微带贴片单元研究的基础上，设计了一种双缝耦合1×8元双极化微带线阵和两种混合馈电I×16元双极化微带线阵，分别为角馈式和边馈式。并研究了二元阵和四元阵的交叉极化抑制，得出利用反相馈电和镜像技术能有效抑制双极化天线的交叉极化辐射并能提高两极化端口的隔离度。最后，在比较以上三种线阵的基础上，选择～种性能最佳的设计来制成16×16元双极化微带面阵，实验结果表明该设计的交叉极化电平在较宽的频带内低于．37dB，两极化端口之间的隔离度高于47dB。与已有文献结果比较表明，它已具有国际水平。该天线已作为一个基本模块，结合T／R组件等器件，组成大型有源相控阵天线应用于中国电子科技集团的合成口径雷达系统。 上海大学博}：学位论文第四章超宽带ep届lJ天线4．1引言随着军民应用需求的发展，大量无线电设备对天线的带宽提出了要求，例如采用跳频和扩频技术的短波、超短波通信系统，电子战中的告警、电子情报、电子信息支援、电子干扰和电子侦察高分辨率成像雷达等，都需要具有宽带特性的天线。自1898年O．Lod∥1蜊引入谐振天线并提出双锥天线以来，已提出了许多类型的宽带天线，其传统的主要类型有对数周期偶极天线、螺旋天线、TEM喇叭天线以及锥形天线等。对数周期偶极天线(Log．PeriodicDipoleArrays)简称LPDA|1s3I，通过有效区域进行辐射。当工作频率发生变化时，有效区域也随之改变，从而实现超宽频带工作。对数周期天线能在10：1的频率带宽范围内保持方向图及阻抗特性不变，并具有较高的增益特性，因而被广泛地应用于短波、超短波、微波等波段的通信。由于传统的对数周期天线结构比较大，后来，又研究了平面印刷对数周期天线【184,185l以及微带缝隙对数周期天线1196,187l，通过提高介质板的相对介电常数来缩小天线的尺寸。螺旋天线是Krausll鼹I在40年代提出的，利用会属导线绕制成一定尺寸的圆柱或圆锥形的螺旋线，其一端用同轴线内导体馈电，另一端处于自由状态。只要选取恰当的螺距和一定的圈数，就可以构成一个具有良好的超宽带和圆极化特性的行波天线。为实现螺旋天线的小型化，提出了平面结构的螺旋天线，如阿基米德螺旋天线【legl，等角螺旋天线1190I等。但是，这类天线由于其辐射损耗较大丽导致其增益相对比较低，为提高平面螺旋天线的增益，通常在背面加一个反射腔【19u，或者采用光子晶体结构f192l。喇叭天线的研究具有较长的历史，最早由Lindenblad于1941年提出，其基本形式是把矩形波导或圆形波导的开口面逐渐扩展后形成。该天线具有较宽的带宽和辐射相位的不变性，成为最常用的超宽带天线之一，如作为冲激脉冲的发射和接收天线，作为标准增益天线用于测试天线的增益。锥形天线是一种全向性的超宽带天线，在HF、VHF和UHF波段己被广泛使用和研究．这类天线主要包括双锥天线、圆锥天线、盘锥天线等。双锥天线是宽频带天线中最富代表性的一种天线形式，由对顶的导体圆锥构成l”31，其臂的直径与相应两臂问的距离保持恒定，当天线为无限长时，可实现天线的电特性与频率无关，成为理想的无频变天线。但这种天线体积较大，当工作波长较长时，更是如此，这就限制了这种天线的广泛应用。因而，提出双锥天线的一种变形结构——三角形天线(又称蝴蝶结形天线)190-921，是一种平面印刷结构，其相对驻波比带宽达30～110％。改进型的平板圆锥天线具有更宽的宽带特性f4踟，其驻波比带宽达到约10：1，但结构相对较为复杂，并且方向图带宽并没有达到驻波比带宽的要求，通过改善电流分布后方向图比带宽可达7：1。矩形平板单极天线结构最为简单，方向性最为稳定，但其驻波比带宽只有2：1左右14“。为展宽这种 超宽带日删灭线天线的驻波比带宽，提出了多种方法，如短路、切角、偏置馈电、多点馈电等【43舶l。其中多点进行馈电最为有效，不但极大地展宽了天线的阻抗带宽，也进一步提高了天线方向图的稳定性。圆盘和椭圆盘平板单极天线结构相对较为简单I朔，且驻波比带宽也可以达到10：．1，并具有相对较好的方向图带宽。然而，以上这类平板单极天线下面一般都需要一个与之垂直的接地板，增大了天线的结构，且不便于与有源电路集成。随着固态有源器件技术的快速发展，以及系统对天线的体积重量要求的不断提高，促使天线进一步向小型化和轻型化方向发展。一方面，鉴于印刷天线在此方面明显的优势，它们已在雷达和通信等系统中得到广泛应用。另一方面，平面传输线的应用也越来越广泛，相对于金属波导管、同轴线和带状线等传输线而言，具有不可比拟的优点：尺寸小、重量轻、加工成本低、可批量生产、可靠性高和兼容性好。并且，平面传输线非常易于和固态有源器件集成，同时适合多层平面电路集成，这对系统的小型化非常有利。因此，近年来国际上已研究了相当多的超宽带印刷天线。这些新型天线主要采用微带线或共面波导馈电，大体上可分成两类：一类是超宽带印刷单极天线，这种类型的平面单极天线不需要另加与之垂直的接地板，其单极贴片与金属接地板位于介质板的同侧或两侧，中间通过微带线或共面波导对单极贴片进行馈电，便于与有源电路集成，且加工简单，成本较低。因而，对其研究颇为较多15M7。。另一类是超宽带缝隙天线，利用开在接地板上的宽缝隙，由介质基片另一侧的微带线作馈源对其馈电进行辐射。目Ii{『国内外天线工作者们在微带馈源结构上做了很多改善，如“十字”形、‘个’形、扇形等i77-SOl，使得微带缝隙天线的带宽得到了很大的展宽，挤进超宽带天线行列。但这种印刷缝隙天线的地板尺寸相对于缝隙尺寸要大得多，因此，导致天线的平面尺寸相对比较大，在一定程度上限制了其广泛应用。本章针对小型化超宽带印刷单极天线的应用，提出一种新型的宽带梯形地板印刷单极天线，该天线具有平面印刷结构和较小的电尺寸，极宽的驻波比带宽和稳定的方向图特性，一种设计的实测阻抗带宽已超过21：11202l。其次，针对小型化宽带缝隙天线的应用，研究了宽带背腔式微带缝隙天线，实验设计的一种用于UHF波段的紧凑型宽带微带缝隙天线，获得了较好的测试结果。．4．2宽带梯形地板印刷单极天线的设计本节介绍的宽带梯形地板印刷单极天线，其结构类似于盘锥天线的横截面，相当于将盘锥天线平面化。盘锥天线【104,195l由一个导体圆锥上加一个导体圆盘构成，采用同轴线馈电，同轴线的外导体与圆锥的锥顶相连接，而同轴线的内导体与圆盘相连接，其结构如图4．2．1所示。盘锥天线可以看成是双锥天线的一种变形结构，即双锥天线的上锥部分用圆盘来代替。因而，这种天线具有良好的宽带特性。盘锥天线的特性阻抗近似为73 ：海人学博J‘学位论文Zo一601nctg{【QJ(4-1)‘当靠一30．时，其特性阻抗近似为79Q，而Oo-45。时则近似为53Q。从这些数据可以看到，当晶较大时，盘锥天线的特性阻抗明显低于普通振子天线。因而，这种天线的阻抗频率特性也就明显优于普通振子天线。盘锥天线的宽频带特性还得益于它的非对称激励方式。如果将盘锥天线的盘和锥分别看成是两个单极子，则这两个单极子的输入阻抗是不同的。整个天线的输入阻抗则看成是两个单极子输入阻抗的串联，只要设计合理就可以使这两个单极子的输入阻抗随频率的变化起到互补作用，从而在所设计的工作频带内保持整个天线输入阻抗随频率变化较小。盘锥天线由于其结构具有轴对称性，因而在与其对称轴相垂直的面(H面)内，方向图是一个圆。或者说，在水平面内其辐射是全向性的。理论分析及实验都表明，其E面方向图在低频端与普通电偶极子天线相似。这是因为频率低时圆盘的电尺寸小，对方向图影响不大。当频率升高时，由于盘的“屏蔽”作用，使得最大辐射方向偏离0—90。方向而向F偏移，从而导致天线在水平方向的方向系数下降。圈4．2．1盘锥天线d：圆盘直径；D晌：锥体小端直径：D呲：锥体最人直径H：锥体高度；风：半锥角{f；盘与锥间距离4．2．1结构设计针对盘锥天线体积较大的缺陷，本文提出平面式盘锥天线。即将三维锥形结构的盘 超竟带印刷天线锥天线压缩成近似二维结构的梯形地板印刷单极天线(忽略介质板的厚度)。结构如图4．2-2所示，用一个矩形贴片来代替盘锥天线的圆盘，用一个梯形的共面金属地板来代替盘锥天线的圆锥体，金属地板中间采用共面波导代替盘锥的同轴线来进行馈电。图中矩形贴片的长度为a，宽度为b；金属地板为一等腰梯形结构，其顶边宽度为D。缸，底边宽度为JD。。，高度为H；金属地板与矩形贴片的间隙为f；共面波导位于金属地板的正中，其导带宽度为w，与矩形贴片相连接，导带与金属地板的阃隙为g。这种结构天线不但体积较小，也可减少当频率升高时导致天线最大辐射方向的偏离。同时，采用共面波导馈电具有以下优点：1．有效利用了梯形地板，梯形地板既作为天线辐射的一个主要部分，又作为共面波导的地板；2．共面波导的损耗较小，有利于提高天线的效率；3．便于与有源电路集成。图4．2-2梯形地板印刷单极天线4．2．2参数分析tt利用商业微波仿真软件CSTMICROWAVESTUDIO对天线进行仿真计算，分析各参数对天线端口输入阻抗与驻波比带宽的影响，便于优化设计以获取最大带宽。设计中为便于与同轴连接器匹配连接并测试，共面波导的特性阻抗设计为50Q。图4．2．3和图4．2．4给出参数a的变化对天线端口输入阻抗和驻波比带宽的影响，在0．75～2．85GHz范围内，天线的端口输入阻抗出现多个谐振点。当a=80mm时，天线的端口归一化输入电阻值在0．5～1．5范围内起伏，而其归一化电抗值在．0．5～O．5内起伏，J下是由于这些谐振点在小范围的起伏，从而使天线具有宽带阻抗特性；在0．67～2．75GHz内，天线的驻波比小于2，实现驻波比带宽4．1：1。当a值增大到84mm或者减少到76mm I：海人学博f：学位论文时，各谐振点问的起伏增大，超出以上的波动范围，因而驻波比带宽也相应地减小。(a)电阻(b)电抗图4．2-34变化对天线端口阻抗的影响p=30，t=3，Dl-．in-24，D臆，=140，／／=70,单位：姗)图4-2_4口变化对天线驻波比带宽的影响仿=30’尚，Dm=24，Dm。,=140，／／--70，单位：mm)幽4．2-6D一变化对犬线驻波比带宽的影响(口--80,b=-30，t=3，D,w=140,／／=70，单位：nun)图4．2-5b变化对大线驻波比带宽的影响0=80，t=3，Dmuffil40,Dl_血=24,／-／--70,单位：Ⅲ咀)幽4．2-7t变化对天线驻波比带宽的影响(affi80，b=30，D。in=24，n。=140，／／=70，单位：ram) 超宽带印刷灭线图4．2．5给出参数b的变化对天线端口驻波比带宽的影响，参数b主要影响第一个谐振点位置，当b适当增大时，第一个谐振点的频率下降。从天线的电长度的角度分析，天线的电流路径增大，则天线的最低工作频率将会下降。同样，参数日和a的变化也会对天线的第一个谐振点产生影响。D曲和t是关键的两个参数，改变DImiⅡ和t值可以调节金属地板与矩形贴片之间的耦合强弱，对天线的输入电抗影响比较大。图4．2．6给出天线端口驻波比带宽随参数Dmin变化的计算曲线，参数D晌主要影响天线端口驻波的第三个谐振点。D曲在12～20mm范围内变化时，由于第三个谐振点位置的移动，导致第二谐振点与第四谐振点之间的两个峰值变化明显。当D曲取16mm时，这两个峰值相当，此时在0．63～3．4GI-Iz范围内的VSWR主2，天线实现了在大频率范围的较好匹配。图4．2-7给出天线端口驻波比带宽随参数f变化的计算曲线，t的变化主要对第二和第三个谐振点产生影响。当t取3mm时，天线端口驻波最佳。基于上面对各个参数的分析，我们选择最佳匹配状念下的结构参数加工了一个试验天线。天线介质板采用RT／6010介质基片，相对介电常数为10．2，厚度为2mm。利用仿真软件HFSS得到特性阻抗为50Q的共面波导导带的宽度w=3mm，间隙g=0．25ram；天线面板宽140mm，高110mm：其它参数分别为：Dm。=140mm，Dmin=16mm，a=80mm，b=30mm，t=3mm。天线输出口接50Q的N型同轴连接器。为使天线和连接器可靠装配，我们另外加工了一个基座，用螺钉将天线和同轴连接器固定在基座上，这样做的另一好处就是增加同轴连接器的外导体与金属接地板之『BJ连接的可靠性。图4．2．8为测试天线的实物图，测得该天线的驻波比带宽如图4．2．9所示。天线实测阻抗相对带宽达到145％，覆盖频率范围0．59～3．72GHz，中心频率为2．16GHz，其比带宽达6．3：1。与仿真结果相比，实测阻抗带宽要稍宽一些，主要原因是仿真时没有考虑N型同轴连接器。当天线的端口与N型同轴连接器相连接后，天线的输入阻抗相当于串联一个感性元件，这将会使各个谐振点位置产生偏移，从而会在一定程度上影响天线的阻抗带宽。幽4．2—8测试犬线_I{《{片 海人学博I：学位论文Vrequency(Gnz)图4．2-9计算与测试驻波比带宽图4．3．1共面波导结构示意图4．3梯形地板印刷单极天线带宽的展宽上面我们对梯形地板印刷单极天线的几何结构已做了研究，分析各个参数对其端口驻波的影响，得到较大的阻抗带宽，但仍不能与盘锥天线的阻抗带宽相比拟，其带宽可达10：1以上。想要获得更大的阻抗带宽，采用上述这种参数调节已经无法迸一步改进天线的带宽。众观国内外相关研究，展宽平面印刷单极天线带宽的方法大体上分为三种：一是通过采用渐变的馈线来增大天线的带宽l叫；二是通过改变单极贴片的形状来展宽天线的带宽154和l，如采用多边形、圆形、椭圆形、“U”形等贴片；三是通过改变会属地板的结构来展宽天线的带科61皿l，如采用矩形、“T”形、半圆形等。4．3．1渐变的共面波导导带CP．Wen在1969年11％I首次提出将共面波导附在印刷基片上，随后共面波导被广泛地应用在微波集成电路和微波单片集成电路中。近年来，随着微波毫米波集成电路技术的不断发展，共面波导结构在该领域得到了越来越多的应用。共面波导相对常规微带线、槽线等其它平面型微波传输线而言存在许多优点，例如易于与端口器件连接，寄生参量小，利于提高电路集成密度，良好的色散等等。图4．3．1给出共面波导结构示意图，由介质基片同一侧上的三条金属带构成，中问金属带是信号导带，两边金属带同时接地，通常称为金属地板。介质基片的厚度为h，相对介电常数为￡，，信号导带的宽度为W，导带与金属地板之间的缝隙间隔为g。以上各参数共同决定了共面波导的特性阻抗。下面给出利用保角映射法得到的共面波导特性阻抗的计算公式【1971：Z—o一考幽K(ko)t～o,-2)。万一卅￡。为共面波导介质板相对有效介电常数，可表示为驴¨掣剁黜即， 超宽带日J刷天线其中：¨川wg，K-厩，‘一丽sin翮h(nw／4h)，七：一√面计算时可直接根据下式来精确计算椭圆函数的比值【1叫粥。燃潞Q5
