三相pwm整流器控制器设计

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1、三相PWM整流器控制器设计PWM整流器能够实现整流器电网侧的电流为正弦，从而人人降低整流器对电网的谐波污染。PWM整流器同时能够实现电网侧电流相位的控制，常见的有使得电网侧电流与电源电压同相位，从而实现单位功率因数控制，也可以根据需要使得电网侧电流相位超前或滞后对应的电源相电压，从而实现对电网的功率因数补偿。三相PWM整流器主电路和控制系统原理图如图1所示，其中AVR为直流侧电压外环PI调节器、ACR_d.ACR_q分别为具有解耦和电源电压补偿功能的dq轴电流内环PI调节器,PLL为电源电压锁相环,SVPWM为电压空间矢量运算器，Iab

2、ctoIdiq、VabctoValfaVbcta和VdqtoValfaVbcta分别为三相i挣止坐标■两相旋转肓角坐标变换、三相静止坐标■两相静止肓角坐标变换和两相旋转肓角坐标■两相静止直角坐标变换。Vdcfeoo0IabctoIdlqld・Idlqlq・Vdc-VdcAVRRCVabcf^VabcVsIfsVbets乜VbstaVbetaThetaPLL►VdValfa—►Valfa►VqVteta—►VbetapulseVdqtoValfaVbata_►•二二VabctoValfaVbetaSVPWMABUniversalBridg

3、eABCTheataAbBAcCcBD—oThree-Phs^eLThree-PhaseThree-PhaseSouroeV-lMeasurement图1基于空间矢量的三相PWM整流器原理图根据开关周期平均值概念、三相电压型PWM整流器开关函数表等，可得到三相电压型PWM整流器在dq坐标下微分方程形式和等效电路形式的开关周期平均模型。经过dq轴电流解耦和电源电压补偿的控制系统结构图如图2所不，其屮小写的变量表示该变量的开关周期平均值，人写的变量表示该变量在工作点的值。AVq/Vde图2基于dq轴电流解耦和电源电压补偿的控制系统结构图对解

4、耦和电源电压补偿之后的dq轴等效电路进行工作点附近的小信号分析，即可得到小信号下的传递函数如式⑴、(2)和(3)所示，其中L、R分别为交流侧的滤波电感及其等效电阻，C为直流侧滤波电容，Dd为d轴在工作点的占空比。⑴⑵(3)id(s)_Vdc&d(s)3Ls+3Rjq(S)_Vdcotq(s)3Ls+3RVdc(S)_RDdid(s)RCs+1有了对象的传递函数，根据控制系统校正原则就可報定dq轴电流环和肓流侧电压外环PI调节器的参数。由于校疋原则不是唯一的，不同的设计准则可获得不同的调节器参数，因此通过仿真来了解校正效果就显得非常有意义

5、。而且对象参数的不精确性使得调节器的设计只能是近似的，通过仿真来了解调节器参数的变化规律就更显得必要。以将电流环校正成典型T性系统为例，考虑到电流调节器输出到形成PWM幣流器交流侧dq轴电压变化存在PWM周期延迟、以及存在电流滤波器时间延迟等因素构成的等效延迟时间丁屮dq轴电流解耦和电源电压补偿后的电流环结构如图3所示。只要将AC&的零点与％的极点对消，即可将电流环校正成典型I性系统，由此可获得ACR的积分时间常数m即Tt=L/R(4)取电流环的阻尼比为0.707时，可使电流环有足够的动态响应能力和抑制超调能力，由此可获得ACR的比例系

6、数K“即(Ki/E)VdcTsi=0.5,贝ljKi=0.5T./(VdcTsi)(5)图3d轴电流环等效结构图校正成典型I系统的电流环可以近似为时间常数为2T“的一阶惯性环节，因此可得电压环近似等效结构图如图4所示，其中Ts、,为综合了电流环等效时间常数、以及电压滤波器时间延迟等因素构成的等效延迟时间。这样设计直流侧电压环就变得非常容易，可以将直流侧対象近似为积分环节，然后将电压环校正成典型II系统，也可以将电压环P1调节器的零点与直流侧对彖的极点对消，然后将电压环校止成典型1系统。->Kv(tvs+1)/(tvs)Z1/(Tsvs+

7、1)A'f图4电压环等效结构图若将电压环校正成典型II系统(将岂流负载近似为积分环节Dd/(Cs)),根据典型II型系统的常见设计规则，中频带宽h—般设计为5,即tv/Tsv=5,截止频率介于l/(5TsJ〜l/(Tsv)之间。但由于期望的电压环截止频率％应该小于(1/5〜1/10)肓流侧纹波频率(三相整流电路氏流侧纹波频率为2兀(6电源频率)，对50Hz电网，coCv<(l/5〜1/10)600兀)，但1/化。太大，无法满足要求，故将电压环校正成典型II系统不合适。将tv设计成与RlC相等，贝I何将电压环校正成典型I型系统。因此有Tv

8、=RlC图1所示系统中，交流侧滤波电感＞5mH,其等效电阻皆0.01Q,电源相电压有效值为220V,频率为50Hz,直流侧滤波电容C二2200uF,负载等效电阻RlIOOQ,直流侧电压给定是600V,功率器