推挽正激变换器中磁性元件设计

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1、上海航联科技有限公司毕业设计（论文）一周报告部门：机载部姓名：工号：039设计（论文）题目：推挽正激变换器中磁性元件设计指导教师：设计地点：上海航联电子科技有限公司起迄日期：2013-1-29按照老师上周的要求，自己也对之前学习的方法和内容进行了调整。我的设计题目是推挽正激变换器中的磁性元件的设计，所以我先温习熟悉了老师所教的内容，对正激电路的主要原理写了一遍，尤其是正激电路各个点的波形画了一遍，为设计推挽正激电路磁性元件打下基础，我将正激电路的变压器和电感的计算方法又算了一遍，同时思考推挽电路磁性元件的计算

2、方法。根据研究内容要求，这几天我主要看了推挽正激的原理和电路波形的分析，同时对变压器的基本内容进行了系统的学习。除此之外按照老师的方法自己对静止交流器的dcdc前级驱动、基准正弦波产生电路、电流滞环控制电路的波形用示波器测了并分析了一下。以下是学习成果内容。推挽正激DC/DC变换器的分析与实现：推挽正激式DC/DC变换器是在传统的推挽Buck型变换器中引入了箝位电容Cc。这里设变压器初、次级绕组匝数分别为N1=N2=N3，开关周期为Ts，每个开关管的导通时间为Ton，功率开关占空比D=Ton/Ts。为了便于分

3、析在一个Ts内，推挽正激DC/DC变换器可分为8个工作模态，后4个工作模态与前4个相似。如图为第一模态t0时刻以前初级电流在由Ui+→N2→Cc→N1→Ui-构成的回路中环流，环流电流为Iloop=DIo（N3/N1），在t0时刻，开关管VS1导通，其电流iN1和iN2迅速增加，二极管VD1，VD2的电流增大，流过VD3，VD4的电流减小，t1时刻，流过VD1，VD2的电流增大到负载电流，流过VD3，VD4的电流减小到零。开关管VS2上的电压为udsVS2=Ui+uCc≈2Ui。在t1时刻，VD1，VD2导通

4、，VD3，VD4截止。，iN1，iN2继续升高到t2时刻，VS1关断，该模态结束。在该阶段，VS2上的电压仍然为udsVS2=Ui+uCc≈2Ui。在t2时刻，VS1关断，VS2的反并二极管导通，Ui+→N1→VS2体二极管→Ui-构成回路，Cc→VS2体二极管→N2构成回路，iN1，iN2迅速下降。VD3，VD4导通，VD1，VD2承受反压，处于反向恢复状态。当iN1=iN2时，，反并二极管变为截止，该模态结束。开关管的漏源电压被箝位在2Ui处。在t3时刻，VS1，VS2均关断，初次级绕组电压均为零，Ui向

5、箝位电容充电，输入电流等于环流电流。负载电流由次级整流二极管续流。开关管漏源电压均等于Ui。推挽正激DC/DC变换器理想CCM模式、临界CCM模式、DCM模式时的稳态外特性分别为：Uo=2DUiN3/N1IG=4IGmax2D（1-2D）Uo/Ui=（4（2D)２N3/N1）／（4（2D）2+Io/IGmax）箝位电容的大小：Cc=Po（1-2D）Ts／4UiΔuCc为了减小开关管的电压应力，取ΔuCc<10%Ui。推挽正激的次级绕组产生一对相位互差１８０°的方波脉冲，脉冲幅值由输入电压以及初级绕组匝数决定。

6、次级绕组的脉冲宽度都相同，由主输出回路的负反馈控制电路决定。当任意一个开关管导通时，对应半个初级绕组上的方波电压幅值为（ｖｄｃ－１），ｖｄｃ输入电压。变压器基础知识磁感应强度B是表示磁场内某点磁场强弱及方向的物理量。磁通：均匀磁场中磁通Φ等于磁感应强度B与垂直于磁场方向的面积与垂直于磁场方向的面积S的乘积，单位是韦伯(Wb)。磁导率μ表示物质的导磁性能．磁场强度Ｈ：磁场强度只与产生磁场的电流以及这些电流分布有关，而与磁介质的磁导率无关，单位是安／米铁磁材料的磁性能：高导磁性：磁导率可达102~104，由铁磁材

7、料组成的磁路磁阻很小，在线圈中通入较小的电流即可获得较大的磁通。，由铁磁材料组成的磁路磁阻很小，在线圈中通入较小的电流即可获得较大的磁通。磁饱和性：B不会随H的增强而无限增强，H增大到一定值时，B不能继续增强。磁滞性：铁心线圈中通过交变电流时，H的大小和方向都会改变，铁心在交变磁场中反复磁化，在反复磁化的过程中，的大小和方向都会改变，铁心在交变磁场中反复磁化，在反复磁化的过程中，B的变化总是滞后于的变化总是滞后于H的变化。铁磁材料的类型：软磁材料：磁导率高，磁滞特性不明显，矫顽力和剩磁都小，磁滞回线较窄，磁滞

8、损耗小。硬磁材料：剩磁和矫顽力均较大，磁滞性明显，磁滞回线较宽。矩磁材料：只要受较小的外磁场作用就能磁化到饱和，当外磁场去掉，磁性仍保持，磁滞回线几乎成矩形。下面是推挽正激驱动电路各点波形：这个波形是１５２５芯片５脚，频率１２０.８ｋｈｚ　电压最大值３６０ｍｖ　电压最小值７２ｍｖ图示为１５２５的１１脚波形频率６０.４３ｋｈｚ　周期１６.５５ｕｓ　电压最大值１.５２ｖ　电压最小值－６０ｍｖ图示为１５２