电流模式转换器的斜升补偿

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1、电流模式转换器的斜升补偿

2、第1图1简单的RCD布局可以利用敏感的振荡器电路独立产生斜升波形电流模式转换器实际上是一个有低频极点p和两个位于Fsc＝1)时，Q值在D＝0.5时趋于无穷大，在大于0.5的占空比状态下工作的CCM电流模式SMPS存在不稳定性。以下是该质量系数的定义：Q=(方程2)，其中mc＝1+Se/Sn(方程3)。Se是外部斜升斜率(用于稳定转换器的补偿斜升)，Sn是电感导通时间斜率，D’=1-D。对于设计人员，一旦用方程2确定系统的质量系数Q，就应该确定使这个值等于1的斜升补偿量：(方程4)。斜升可以从反馈信号中减去，或加到电感电流的电压镜

3、像上。这是最简便的方法，因此广为使用。无需使用振荡器在UC384x设计中，一般通过连接在共集电极的双极型晶体管来缓存定时电容锯齿。但这种方法有以下几个缺点：a.由于小电流循环对电容充电，所以Ct节点(引脚4)的阻抗较大，故不建议连接任何元件；b.Ct电压幅度变化约为1.6V。将双极型晶体管与电容电压串联，则可从1.6V幅度变化中减去0.65V的Vbe(Tj=25℃时)。也就是说，在高结温或低结温时，如果硅的斜率为-2.2mV/℃，则最终的斜升幅度会发生一定的变化，需要在某处进行补偿。斜升波形的产生控制器的振荡器部分位于电路内部，与它相关的信号均无法从外部存取。但是，当门

4、极驱动处于高状态时，便可轻易地对电容充电，当MOSFET关闭时，立即对它放电。图1显示了用NCP1200门极驱动产生锯齿的方法：当门极为高状态时，电阻R对电容C充电；在关闭期间，则通过二极管D对它进行放电。由于Rramp经过调整可满足要求，所以斜升的绝对幅度在此并不重要，计算RC元件值也较为简单。为避免增大功耗，应从驱动器吸收小电流，此时的R应为高值。若是这种情况，则可以将系统看作电流生成器。应用公式，计算出R和C。假设当60kHz的NC要的电容为：=833pF，或者采用归一化值820pF。通过快速的SPICE仿真，用4.5V的峰值斜升值或4.5/8.33

5、;=540mV/s的扫描时间可以证实以上的假设。注入补偿电平根据方程4，假设需要的mc水平为2.2。通过方程3，可以计算出所需斜升的斜率：Se=(mc-1)xSn(方程5)。假设反击中有一个在120V直流输入电压下工作的1mH初级电感Lp。检测单元为一个0.5电阻。反射到Rsense的初级Sn斜率则为：(120/1m)×0.5=60mV/s。因此，根据方程5，可以计算出：Se=(2.2-1)×60=72mV/s。与Sn(60mV/s)相比，比值M为72/60=1.2。最终的电阻值通过固定R2

6、(如3.3k)进行计算。采用下列方程计算Rramp：Rramp=R2xSramp/(Sn×M)＝3.3x0.54/(0.060×1.2)=24.7k。注意：24.7k＋3.3k共同载入了具有22k输出阻抗的斜升生成器。因此，需调整原型以说明这个下降。P1200在50%占空比的状态下工作时，希望得到5V的斜升。选择500A充电电流。驱动门极电压为11V，所以电阻约为11V/500A＝22k。充电电流为500A，那么在8.33

7、1549;s的时间内达到5V的斜升所需要的电容为：=833pF，或者采用归一化值820pF。通过快速的SPICE仿真，用4.5V的峰值斜升值或4.5/8.33=540mV/s的扫描时间可以证实以上的假设。注入补偿电平根据方程4，假设需要的mc水平为2.2。通过方程3，可以计算出所需斜升的斜率：Se=(mc-1)xSn(方程5)。假设反击中有一个在120V直流输入电压下工作的1mH初级电感Lp。检测单元为一个0.5电阻。反射到Rsense的初级Sn斜率则为：(120/1m)×0.5=60mV/s。因此，根据方

8、程5，可以计算出：Se=(2.2-1)×60=72mV/s。与Sn(60mV/s)相比，比值M为72/60=1.2。最终的电阻值通过固定R2(如3.3k)进行计算。采用下列方程计算Rramp：Rramp=R2xSramp/(Sn×M)＝3.3x0.54/(0.060×1.2)=24.7k。注意：24.7k＋3.3k共同载入了具有22k输出阻抗的斜升生成器。因此，需调整原型以说明这个下降。