基于topswitch的反激变流器反馈电路的优化设计

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1、基于TOPSwitch的反激变流器反馈电路的优化设计

2、第1摘要：介绍了利用TOPSouseg(this)">（a）基本反馈电路500)this.style.ouseg(this)">（b）改进型反馈电路500)this.style.ouseg(this)">（c）带稳压管的光耦反馈电路500)this.style.ouseg(this)">（d）带TL431的光耦反馈电路图1反馈电路的4种基本形式设计开关电源时，一般根据实际技术要求选择合适的反馈电路，本文就图1（d）的反馈形式进行分析，并给出较为实用的电路结构，图2是应用TOP224及精密反馈电路构成的反激变

3、流器，交流通用输入（85～265V），多路输出，要求主输出电压纹波在0.5％以内，负载调整率SI=±0.2％。500)this.style.ouseg(this)">图2基于TOP224构成的精密反馈反激变流器对于图2电路，主要就是要确定R4、R5、R6及R7的值。电路利用输出电压与TL431构成的误差比较器，通过光耦PC817线性关系的电流变化控制TOPSouseg(this)">图3TOPSA之间，而Ic是受光耦二极管电流If控制的，由于光耦PC817是线性光耦，二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流Ice在4mA左右，而且集射电压Vce在很宽

4、的范围内线性变化。因此确定选PC817二极管正向电流If为3mA。从TL431的技术参数知，Vka在2.5～37V变化时，Ika可以在1～100mA内大范围变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。由以上分析，可以得到一组关系式，有500)this.style.ouseg(this)">（1）式中：Vf是PC817二极管压降；VR是TL431参考端电压；Vo是输出电压。根据以上计算得到：R4=10kΩ、R5=10kΩ、R6=470Ω、R7=150Ω。使用以上参数构成的反激变流器，由于高频变压器漏感的存在以及PCB的布局不够合理，使得输出电

5、压纹波较大，达到150mV（=3％），所以必须对控制电路进行改进，进一步提高控制环路的增益和带宽，改善电路的瞬态响应，以降低输出纹波。TOPSouseg(this)">图4反激变流器控制框图图中：Kpod为P调制等效传递函数G(s)=KmodKpouseg(this)">（2）式中：ωz1=1/RcC；ωz2=500)this.style.ouseg(this)">；ω0=500)this.style.ouseg(this)">；Q=500)this.style.ouseg(this)">；V1为折算到低压侧的原边直流电压；RL为负载电阻；L为高频变压器次级电

6、感。代入电路参数得G(s)=20500)this.style.ouseg(this)">TOPSouseg(this)">（a）单极点补偿500)this.style.ouseg(this)">（b）双极点补偿图5两种补偿形式及其频率响应500)this.style.ouseg(this)">图6极点补偿的频率响应补偿网络通频带增益Ad=0，所以有R3/R1=1，对应图2中，R8=R4=10kΩ。又有fz1=2kHz，fp2=50kHz，500)this.style.ouseg(this)">得到C1=318pF，C2=8nF。对应图2中C9=318pF，C8

7、=8nF。此时带宽处的相位裕度为180－90＋10－46=54°，满足工程上的要求。在低于0dB带宽后，曲线为－40dB/decade，这样增益迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出的直流部分误差非常小，并且有很好的负载调整率和电压调整率。2实验结果按以上分析得到的参数设计了一款反激变流器电路，单片开关电源选用TOP224Y，总功率45V（=0.4％），电压调整率SV<10mV（<0.2％）,负载调整率SI=10mV（=0.2％），效率达到80％。500)this.style.ouseg(this)">图7＋5V输出直流电压及纹波(主输出)500)

8、this.style.ouseg(this)">图8＋15V输出直流电压及纹波（7815稳压）3结语本文通过分析反激变流器的传递函数，设计出一种较好的补偿网络，并给出一些主要的参数的计算方法。针对实验电路，可以发现应用新的补偿网络，输出电压纹波得到很大改善，抗干扰性能得到提高，而且电源效率有一定改善。