正弦脉宽调制-外文文献翻译

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1、24.437电力电子正弦脉宽调制如图1所示，电压源逆变器的开关可以按要求打开和关闭。用最简单的方法，顶部的开关打开，如果每个周期打开和关闭，则方波的波形结果只有一次。但是如果改进谐波的数据则在个周期内可以实现多次打开关闭。图1简单的电压源逆变器如图2所示，用最直接的执行方式，所期望的输出电压是通过比较预期的参考波形与高频率的三角载波(调制信号)生成的，无论直流电压是正还是负，信号电压的输出只根据信号电压是否大于或小于载波波形，要注意的是，在此期间一个三角载波周期的平均电压即信号的振幅加到负载形成正比(假定不变)。经过一段时

2、间，三角载波的负荷是正比于幅值的信号，在这期间，由此产生的方波包含有在它低频元件所需波形的幅值，也具有较高频率分量在一个载波临近频率的幅值。需要注意的是，由于PWM使得总谐波不失真，均方根的平均交流电压波形幅值仍与直流电压相等。谐波分量只是转移到了更高的平率范围，并由电感式交流系统自动过滤。当正弦波调制信号的振幅为Am，三角载波的振幅为Ac时，它们的调制指数就是m=Am/Ac。因此，控制调制指数控制着输出电压的幅值。如图3所示，fc/fm=21，t=L/R=T/3，T为基本周期，由于感性元件的存在，高频成分不能明显的传播到

3、交流网络(或负载)，所以具有足够高的载波频率。然而，由于具有较高的载波频率，从而导致在更多的功率损耗。所以，在电力系统的应用中，通常认为使用2-15kHz的开关频率最为合适。此外，在三相系统中，建议使用，使得三个波形对称。图2主要的脉宽调制图3SPWM的fc/fm=48，L/R=T/3如图4所示，该过程是比较合适的，因为在该图中有三角载波，其中没有交集的载体作为信号周期。然而，这种“超调”在一定量的范围内往往是允许获得更大的交流电压，使电压频谱呈现出差异。需要注意的是，使用一个额外的比率形成一个反周期超过360°的对称波形

4、。随着偶数，有偶数阶谐波，特别是一个小的直流分量，所以，一个单相逆变器不推介使用偶数，特别是fc/fm比率。图4过调制m=1.3SPWM的频谱：虽然SPWM波形已经存在几个数量电压波形的谐波，但是与其他的相比，他还有根本的优势，因为当n=fc/fm时，它主导n和n=。这是明显针对n=15和m=0.8频谱，需注意的是，如果是其他两个阶段产生的，除了在相同阶段120，线-线电压不会有任何三重谐波。因此是非常明智的选择，因为当时占主导地位的谐波将被淘汰，这有效地消除了电路电压。选择3的倍数是相同的，那么也可以用三角波为载体，在所

5、有三个阶段，导致一些在硬件简化方便。很容易知道，由于其中E是直流母线电压，即输出电压信号有效值受PWM过程影响的。这是严格的相电压谐波，然而，问题谐波的转移较高，从而使过滤更加容易，通常情况下，进行过滤是通过自然高阻抗负载的特点实现的。图5SPWM的谐波谱：n=15,m=0.8选择性谐波消除(也称为最优脉宽调制)注意发展SPWM布局大量的开关需要与相应的高消耗随之而来。伴随着选择性谐波的消除方法，只有选择谐波消除使开关最少。然而，由于计算和内存的需要，这种方法很难实现，对于奇数的半波对称二级PWM波形，如图4所示，基波谐波

6、成分峰值幅值可由公式1得出：这里是谐波的大小，是初级开关的角度，由于半波对称，偶次谐波不再显示。在波形n中负担n个自由度，几种控制方法都是可行的。例如选择谐波可以被消除，这里使用的另外一个选择是n-1个选择谐波和使用剩余的自由度来控制基本频率的交流电压。找到a的要求达到这一目标，在上述方程设置相应的h为所需要的值(0为n-1个被消除的谐波和所需的每单位的基波大小)和解决a。图6奇二电平PWM波形由公式1可以很容易找到证明图6所示的波形的傅立叶系数。在一般情况下，周期波形，傅立叶余弦和正弦系数都可以通过公式计算得出：如图6所

7、示，由于波形的半周期对称，只有奇次谐波存在，此外，很容易看出，利用周期的对称性，傅里叶余弦系数随着使用的坐标轴选择而消除。将上式带入f()便可以得到如图6所示的PWM波形。下面的例子说明了三个周期的三个自由度允许使用的条件，我们可以使用两个谐波消除和控制的基波幅值来作出任何所需的值：例如：用选择性谐波消除一空改制基本元件的电压为50V(RMS)和消除谐波的第三和第五级。电源电压为100V，计算所需的角。至于三项目标得以实现，我们需要三个条件，其中最根本的是第三和第五次谐波幅值的计算，公式如下：(peak)整理后可得：24.

8、437PowerElectronicsSinusoidalPulsewidthmodulationTheswitchesinthevoltagesourceinverter(SeeFig.1)canbeturnedonandoffasrequired.Inthesimplestapproach,thet