正激变换器中反馈环路的设计

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1、正激变换器中反馈网络的设计沈建华摘要：本文以正激变换器为例，详细地讨论开关电源中反馈网络的设置。主要讨论电源中除误差放大器以外的其它参数己经确定的情况不，如何进行误差放大器补偿网络的没计。关键词：正激式变换器、相位裕度、截止频率、误差放大器、增益斜率一.环路稳定的三个基本准则：1.在开环增益为1的频率点(通常称为剪切频率，又称为交越频率、截止频率)上，整个环路的相位延迟不能超过360°。2.在剪切频率处的增益斜率最好为-1(即-20dB/10倍频程)。主要是为了防止-2增益斜率的电路相位变化太快

2、。3.在剪切频率处的相位裕度应大于35°〜45°相对来讲更保险。二.正激变换器中，除误差放大器以外的其它部分的增益频率特性一个典型的开关电源一般包括以下儿个部分：功率电路、脉宽调制(PWM)芯片以及采样M络。脉宽调制芯片中包括很多功能电路，但真正与电源的稳定相关的电路主要包括:误差放大器和PWM电路。而我们反馈环路设计的主要内容是设计误差放大器。在进行设计误差放大器之前，我们首先计论反馈环路屮除误差放大器以外的其它环节的总的增益、增益斜率以及相位延迟。从误差放大器输出到输出整流二极管负极我们可以

3、将其看成一个网络(我们且称之为PWM网络)，输出LC低通滤波器可以看成一个M络，输出电压采样电路是第三个M络。(1).输出电压采样网络由于大部分芯片的误差放大器的反相输入端的电压大多不超过2.5V,B卩Vs=2.5V，因而如果电源输出端的电压为Vo=5V，因而对应的采样网络应选为丨：1，即R1=R2。则采样网络的增益为：201g(R2/(R2+Rl))=-201g2=-20X0.3=-6dB由于是电阻网络因而没有相位延迟。(2).PWM网络该部分的工作原理：误差放大器的输出…-误差信号Vea在P

4、WM调制器处与三角波（幅值为3V）进行比较，当误差信号大于三角波吋，PWM调制器输出高电平，当误差信号小于三角波吋，PWM调制器输出低电平，从而得到脉宽调制信号。PWM芯片我们以SG3524为例，它可以输出两路脉宽调制信号，两路信号互为倒相。脉宽调制信号的占空比最大力0.5o当Vea为0时，占空比为0;当Vea为3V时，占空比为0.5，（当然实际占不可能达到0.5,因为还必须预留死区时间，但为了计论方便，我们估且这样认为）。此时对应的变压器次级输出电压为2X5V+1V=HV,对应的整流二极管的负

5、极的平均电压为5V。所以PWM网络的增益为：201g（5/3）=20X0.22=4.4dB该增益与频率无关。该网络亦可视力比例环节，也不存在相位延迟。（3）.LC低通滤波网络下阁为LC连同电源负载所构成网络的对数幅频特性曲线及对数相频特性曲线。横坐标采用归一化频率f/fo,从特性曲线可以看出：当R=71疋吋，电路处于临界阻尼状态。临界阻尼具有非常小的谐振峰值，而且在转折频率处，会立即以-2的斜率开始下降。I)*—4I--*>-30•43卜如L.-S4id(200.1*C

6、eMCt(b)-40JSK-iAcls>nlfts嫕I当R=KVL/C时（K〉l）,电路处于欠阻尼状态。其幅频特性在它的转折频率处具有正的谐振峰值，且幅值较大。其相频特性在转折频率处下降的速度非常快，比如Ro=57L7C的相频曲线，1.5f«频率处的相位延迟已经接近170°。当尺=1<71疋（K<1）吋，电路处于过阻尼状态。过阻尼的幅频特性也渐近地逼近-2增益斜率。但若是一个严重的阻尼，比如（K=0.1），则幅频特性在转折频率的20倍处，才按近-2增益斜率。考虑到常用电容都含有串联电阻，因而其幅

7、频特性曲线在fesr=l/(2itResrCo)处增益斜率将由-2转折为-1。如下图所示。在fesr处，Co的阻抗等于Resr;频率高于fesr时，Co的阻抗小于Resr,电路变为LR电路，而不是LC电路。LC电路最大能引起180Q的相位延迟，而LR电路只能引起90°的相位延迟。fco/fesr相位延迟fco/fesr相位延迟0.25166°2.5112°0.5153°3108°0.75143°4104°1135°5101°1.2130°699.5°1.4126°798.1°1.6122°897

8、.1°1.8119°996.302.0116°1()95.7°故输出电容含有ESR的LC滤波器的相位延迟为：0lc=180-arctan(fco/fesr)对应不同的fco/fesrlS,经过LC滤波器(具有ESR零点)引起的相位滞后如下表所示。对于电容含有ESR的LC电路我们一般采用2型误差放大器来进行补偿。三.补偿网络(误差放大器)该误差放大器的传递函数为：G=(I+SR2C1)/ISRi(C1+C2)(I+SR2C1C2/(C1+C2))J通常取C1〉〉C2故有：G=(I+SR2C1)/[