单级功率因数校正（pfc）变换器的设计

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1、单级功率因数校正（PFC）变换器的设计

2、第1...图1单级功率因数校正变换器的原理图P集成芯片采用了UC3842，是一种电流型控制的专用芯片，具有电压调整率高、外围元器件少、工作频率高、启动电流小的特点。其输出驱动信号通过隔直电容，连接在驱动变压器原边。驱动变压器采用副边双绕组结构，得到两路同相隔离的驱动信号，从而实现了DC/DC级的双管驱动。变换器的过流保护由电阻R9检测到开关管的过流信号，封锁UC3842的输出信号，实现过流保护。电压负反馈控制由电阻R12和R13获得输出电压信号。变换器的工作原理简述如下：当变换器接通电源时，输入交流电压整流后的直流电压经电阻R17降压后，给

3、UC3842提供启动电压。进入正常工作后，二次绕组N3提供UC3842的工作电压（12V）；绕组N2的高频电压经整流滤波，由TL431获得偏差信号，经光耦隔离后反馈到UC3842，去控制开关管的导通与截止，实现稳压的目的。在一个开关周期Ts内，控制Boost电感工作在不连续导电模式（DCM）下，使得输入电流波形自然跟随输入电压波形，从而实现了功率因数校正。3变换器的设计3.1EMI滤波器的设计EMI滤波器能有效地抑制电网噪声，提高电子仪器、计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性[2]。单级PFC变换器的PFC级工作在不连续导电模式下，其输入电流波形为脉动三角波，因此其前端需添加EM

4、I滤波器以滤除高频纹波。EMI滤波器电路如图1所示，包括共模扼流圈（亦称共模电感）和滤波电容。共模电感主要用来滤除共模干扰，其电感量与EMI滤波器的额定电流有关。本文中的单级PFC变换器的额定电流为1A，取共模电感值为15mH。滤波电容C11和C13主要滤除串模干扰，容量大致为0.01μF～0.47μF。C14和C15跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效抑制共模干扰，容量范围是2200pF～0.1μF。3.2功率器件的选取变换器的开关器件一般均选用功率场效应管（MOSFET），依据输入最高电压时输出最大电流的要求来确定其电压与电流等级，并预留有1.5～2倍的电压和2～3倍的

5、电流裕量。在单管变换器中，开关器件的电压UCEO通常可按经验公式选取UCEO=Udmax/(1－D)（1）式中：Udmax为漏源极的最大电压；D为占空比。开关器件的电流按高频变压器一次绕组的最大电流来确定。本文中，由于采用双管电路结构，每个开关管所承受的电压为UCEO的一半，故选用耐压500V、电流8A的IRF840。变换器中PFC级的二极管选用了超快速恢复二极管，而DC/DC级整流输出端选用肖特基整流二极管，以减小二极管的压降。3.3变换器电感的设计在单级PFC变换器中，为了实现功率因数校正，通常控制PFC级的Boost电感工作在不连续导电模式；而为了提高变换器的效率，DC/D

6、C级一般采用连续导电模式，在一个开关周期内，通过L1和L2的电流如图2所示。500)this.style.ouseg(this)">图2开关周期内通过L1和L2的电流为了使Boost电感工作于DCM，则有500)this.style.ouseg(this)"><500)this.style.ouseg(this)">（2）f(D)≈{exp1.96/〔1/(1－D)3/2－1〕－1}/1.6（3）式中：RL为变换器的负载电阻；L1为Boost电感值；Ts为变换器的开关周期；D为占空比；η为变换器的效率；UC1为中间储能电容上的电压；Uo为输出电压。为了使得DC/DC级工作在

7、连续导电模式下，则有500)this.style.ouseg(this)">>(1－D)（4）式中：L2为DC/DC级的储能电感值。在本文中，要求Ts=8.33μs，D=0.2，Uo=16V，RL=2.133Ω，UC1=380V。故选取L1=100μH，L2=20μH。功率因数校正的实验结果如图3所示。图中，第一条波形是交流输入电压经整流桥后的电压波形，第二条波形是流经Boost电感L1的电流波形，近似于正弦波。实验得到的功率因数为0.97。　图3输入电压Vin与电流iL13.4高频变压器的设计高频变压器是变换器的核心元件，它的性能好坏不仅影响其本身的发热和效率，而且还会影

8、响到变换器的技术性能和可靠性。1）磁芯的选用本文的负载设计为Uo=16V，Io=7.5A，由高频变压器的二次绕组N2绕组提供。而绕组N3提供UC3842的工作电源，其输出功率很小，可忽略。由设定条件可知，高频变压器的输出功率为P2=16×7.5=120m2。2）绕组匝数的确定变压器初级绕组电压幅值UP1为UP1=UC1－ΔU1≈UC1=380V（5）式中：UC1是变压器输入直流电压(等于中间储能电容上的电压)；ΔU1是变压器初级绕组的电阻压降与开关管的导通压降之和，在实际计算中可