运算放大器性能测量方法图解

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1、运算放大器性能测量方法图解　　运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器，常用于高精度模拟电路，因此必须精确测量其性能。但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克(热电偶)效应可能会在放大器输入端产生非常小的电压，这样误差将难以避免。　　通过使用伺服环路，可以大大简化测量过程，强制放大器输入调零，使得待测放大器能够测量自身的误差。图1显示了一个运用该原理的多功能电路，它利用一个辅助运放作为积分器，来建立一个具有极高直流开环增益的稳定环路。开关为执行下面所述的各种

2、测试提供了便利。　　　　图1.基本运算放大器测量电路　　图1所示电路能够将大部分测量误差降至最低，支持精确测量大量直流和少量交流参数。附加的“辅助”运算放大器无需具有比待测运算放大器更好的性能，其直流开环增益最好能达到106或更高。如果待测器件(DUT)的失调电压可能超过几mV，则辅助运放应采用±15V电源供电(如果DUT的输入失调电压可能超过10mV，则需要减小99.9kΩ电阻R3的阻值。)　　DUT的电源电压+V和–V幅度相等、极性相反。总电源电压理所当然是2×V。该电路使用对称电源，即使“

3、单电源”运放也是如此，因为系统的地以电源的中间电压为参考。　　作为积分器的辅助放大器在直流时配置为开环(最高增益)，但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被辅助放大器以最高增益放大，并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反馈将DUT输出驱动至地电位。(事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压，更精确地说是该失调电压加上辅助放大器的偏置电流在100kΩ电阻上引起的压降，但它非常接近地电位，因此无关紧要，特别是考虑到测量期间此点的电压变化不大可能

4、超过几mV)。　　测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端的校正电压(与误差在幅度上相等)的1000倍，约为数十mV或更大，因此可以相当轻松地进行测量。　　理想运算放大器的失调电压(Vos)为0，即当两个输入端连在一起并保持中间电源电压时，输出电压同样为中间电源电压。现实中的运算放大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因此必须将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位。　　图2给出了最基本测试——失调电压测量的配置。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位

5、。　　　　图2.失调电压测量　　理想运算放大器具有无限大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在现实中，会有少量“偏置”电流流入反相和同相输入端(分别为Ib–和Ib+)，它们会在高阻抗电路中引起显著的失调电压。根据运算放大器类型的不同，这种偏置电流可能为几fA(1fA=10–15A，每隔几微秒流过一个电子)至几nA;在某些超快速运算放大器中，甚至达到1-2μA。图3显示如何测量这些电流。　　　　图3.失调和偏置电流测量　　该电路与图2的失调电压电路基本相同，只是DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R

6、7。这些电阻可以通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2完全相同。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差增加到失调电压上。通过测量TP1的电压变化(=1000Ib–×Rs)，可以计算出Ib–。同样，当S1闭合且S2断开时，可以测量Ib+。如果先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电压，则通过该电压的变化可以测算出“输入失调电流”Ios，即Ib+与Ib–之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。　　如果Ib的值在5pA左右，

7、则会用到大电阻，使用该电路将非常困难，可能需要使用其它技术，牵涉到Ib给低泄漏电容(用于代替Rs)充电的速率。　　当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100Ω电阻，导致Vos误差，但在计算时通常可以忽略它，除非Ios足够大，产生的误差大于实测Vos的1%。　　运算放大器的开环直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕见，但250，000到2，000，000的增益更为常见。直流增益的测量方法是通过S6切换DUT输出端与1V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出改变一定的量(图4中为1V，但如果器件采

8、用足够大的电源供电，可以规定为10V)。如果R5处于+1V，若要使辅助放大器的输入保持在0附近不变，DUT输出必须变为–1V。　　　　图4.直流增益测量　　TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT，导致输出改变1V，由此很容易计算增益(=1000×1V/TP1)。　　为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号(图5中的TP2)。完成后，辅助放大器继续使DUT输出端的平均直流电平保持稳定。　　　　图5.交流增益测量　　图5中，交流信号通过10，0