保护电路探讨

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1、自激振荡电子镇流器中抑制高频振荡的保护电路改进措施分析在我司开发设计的CBT系列镇流器中，存在热插拔灯管时烧毁镇流器的现象。经分析原因如下：在热插拔灯管时，主扼流电感与保护线圈之间的分布电容（耦合电容）与主扼流电感形成谐振。当原保护电路中保护线圈一端直接与直流母线地相联时，整个谐振回路阻尼系数小，而磁环与Bipolar配合的自激振荡开关频率远小于此谐振回路的谐振频率，使谐振回路工作在容性区域，Bipolar处于硬开关状态，开关损耗生成的热量积累使Bipolar烧毁。原保护电路如图1所示，其高频振荡回路如图2所示。总部陈道升博士分析建议，R10上并联高频小电容C。当主回路工作时

2、，不影响其保护特性；当热插拔灯管时，自激振荡频率远大于正常工作频率，R10上并联高频小电容C放大保护线圈中电流，增加电容C9的充电电流，从而使保护电路工作，关断整个自激振荡。保护电路如图3所示。图1原始保护电路图2高频振荡通路图3陈道升推荐改进措施图4改进措施1陈道升博士推荐的改进措施在CBT-9中试验很成功，但此方案在整个CBT系列及其它自激振荡机种中似乎很难广泛推广。受此建议的启发，能否采用阻断分布电容与主回路扼流电感振荡回路的方法来抑制热插拔灯管时烧毁镇流器的现象。为此出现图4的方案，在保护线圈与直流母线地之间串连一二极管D12A，希望通过二极管的单向导通特性来阻断高频

3、振荡回路。经李晓文工程师试验，此试验结果证明热插拔时整个电路会保护。但影响正常工作状态，即正常工作时电容C9上电压上升，引起误保护。此方案不可取。进一步改进措施是把半波整流二极管D12移到保护线圈与直流母线地之间。如图5所示。会出现与图4相类似的想象。此方案仍不可取。图5改进措施2图6改进措施3采用二极管阻断高频振荡效果不理想，进一步改进采用阻容并联来增加高频振荡回路阻尼的方式，如图6所示，及单纯采用电阻增加高频振荡回路阻尼的方式。如图7所示。试验下来图7效果理想。重新调整保护电路参数，在不增加保护线圈的匝数情况下，调节R10的阻值。从而不影响正常工作状态，而在热插拔灯管时，

4、多数情况是主回路停振，偶尔出现高频振荡，C9电压也会上升，从而保护电路起作用。不会导致镇流器烧毁。其高频振荡回路如图8所示。图7改进措施4图8高频振荡通路把保护电路改版成图7所示改进方案后，李晓文工程师在试验调试过程中，又发现保护线圈的绕向对保护特性有决定性的影响，即如图9、图10所示保护线圈与主扼流电感之间同名端不同时，图10会出现热插拔时保护电路不起保护作用的现象。为此引发我们深入思考图7所示改进方案的工作机理。9图9同名端1图10同名端2结合整个线路示意图（图11所示）先对图9所示同名端情况进行分析。在分析过程中，首先作如下假设：(a).Bipolar饱和导通压降为0，

5、续流二极管导通压降为0；(b).磁环主线圈压降为0；(c).忽略Bipolar发射极电阻压降；(d).主扼流电感与保护线圈之间的耦合分布电容集总成一个等效电容Ccouple并联在主扼流电感于保护线圈一端；(d).忽略其它元器件的寄生电容与寄生电感。图11线路示意图在稳态工作状态中（主回路工作在感性），主扼流电感电压电流如图12所示。各时间段分析情况如下：（a）T1～T2T1时刻，Q2关断，主扼流电感电流ITTA为反向，ITTA通过snubber电容C8向续流二极管D8转移，一直到T2时刻结束，D8导通。在此阶段，主扼流电感TTA电流为负向，感应电压在换流过程中迅速增加；主电路

6、中B点对地电压uB0在T0时刻开始上升，则通过分布电容Ccouple的电流Icouple为正，那么反馈电阻R10电压uD09为正，开始对保护电路起负反馈作用（降低C9充电电流）。在此阶段主扼流电感电压uAB为正，保护线圈感应出电压通过R10、R14、D12给C9充电。（a）T2～T3T2时刻续流二极管D8彻底导通，直到T3时刻，D8截止，Q1导通。此阶段对保护电路的影响同T1～T2阶段相似。（b）T3～T4Q1彻底导通，主扼流电感TTA与谐振电容C7A串连谐振，当达到谐振点T4时，主扼流电感电流最大，感应电压为0，uB0为母线电压。此阶段对保护电路的影响同T1～T2阶段相似。

7、（c）T4～T5主扼流电感TTA与谐振电容C7A继续谐振，主扼流电感电流ITTA逐渐减小，感应电压反向，保护线圈电压也反向，并被D12阻断通路，没有通路给C9充电；此阶段uB0高于母线电压，并且仍继续上升，通过分布电容Ccouple的电流Icouple为正，那么反馈电阻R10电压uD0仍为正。（d）T5～T6T5时刻，Q1关断，主扼流电感电流ITTA通过snubber电容C8向续流二极管D7转移，一直到T6时刻结束，D7导通。在此阶段，主扼流电感ITTA仍为正向，并逐渐减小，感应电压在换流过程中迅速增加