具有最优动态响应的pwm型dc

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1、具有最优动态响应的PWM型DC内容加载中...500)this.style.ouseg(this)">积分器初值Vr2用下式计算500)this.style.ouseg(this)">式中k1、k2分别为采样电阻分压比及放大器增益；当系统进入稳态时，相邻开关周期的积分器初值相等，即Vr1=Vr2，因此500)this.style.ouseg(this)">式中左边的积分期间为整个开关周期Ts，而不是单周控制中的开关导通时间TON。因此在积分电容复位期间及其之后的时间段内（下一个时钟脉冲到来之前），被控开关的全部输出信息都进入积分器，保证复位期间不丢信息，实现开关误差的

2、彻底校正和变换器零稳态误差。式(4)的物理意义是：被控开关变量y(t)在每一个完整的开关周期中的平均值严格等于控制基准Vref(t)在复位期间的积分值。3开关误差产生机理及自动校正非线性积分器和复位电路是单周控制[3]的核心，为了保证控制精度，在每一个工作周期中积分器都必须复位至零。但由于复位电路时间常数不能做到无限小，复位不能瞬时完成，因此引起控制误差并导致系统的稳态误差（如图3）。500)this.style.ouseg(this)">复位过程中积分器输出用下式计算500)this.style.ouseg(this)">式中R和C分别为复位开关通态电阻和积分电容。

3、理论上积分器需经无限长时间，放电才能结束，但实际上只要经过3t~5t（t=RC为放电时间常数），就可近似认为放电基本结束。因此积分器最短复位时间Treset必须大于3t~5t。当输入信号发生变化时（如V1<V2），控制器的开关误差为500)this.style.ouseg(this)">△e大小与Treset和输入信号变化幅度有关。开关误差将导致系统产生稳态误差，当Treset远小于主开关的关断时间Toff时，开关误差才可忽略。本文提出的积分器复位新方法没有采用并联开关复位（图4），而采用窄脉冲线性反向复位。500)this.style.ouseg(this)"

4、>每个开关周期中积分器不完全复位到零，而是根据y(t)动态值，自动复位到某一个初值。y(t)越大，积分器初值也越大，则下一个周期中Vint达到Vref的时间相应变短。相邻开关周期的积分器初值之差与开关误差成正比500)this.style.ouseg(this)">式中k为比例系数。如果相邻开关周期期间，输入信号未发生变化，则DVi=0。该方案确保了每个开关周期中不丢失任何被控开关的输出信息，实现了开关误差彻底校正和变换器零稳态误差。新积分器复位方法与单周控制复位方法相比，对积分器复位时间Treset（即窄脉冲宽度）的限制大大放宽，设计时只要满足下列条件，即可保证变换

5、器正常工作500)this.style.ouseg(this)">式中tr、tf分别为积分复位开关开关变换器而言，负载电流是一个外部扰动信号，因此引入负载电流前馈控制，只要电路设计合理，将可以显著改善变换器的负载动态响应，但由于输出滤波器时间常数的影响，前馈控制器不可能完全补偿负载电流扰动对输出电压的影响，即输出电压波动不可能完全消除，存在所谓的最优动态响应。图9为理想情况下变换器突加负载时引起的最小电容电压偏移波形图，图中不考虑滤波电容的等效串联电阻RES，忽略纹波电压和纹波电流，并假设前馈控制器为理想控制器。500)this.style.ouseg(this)">

6、假设t1时刻，变换器突加负载，负载电流从I1跃升至I2，前馈控制器检测到负载扰动信号后，立刻触发开关管开通，由于滤波电感的存在，电感电流IL将从稳态值I1线性增长，t2时刻上升至稳态值I2。令过渡过程所用时间为Dt=t2-t1500)this.style.ouseg(this)">过渡期间负载电流不足部分由滤波电容放电提供。理想情况下，Ic放电斜率等于电感电流增长斜率，电容放电过程可表示为500)this.style.ouseg(this)">7带双前馈补偿的准周期积分函数控制Buck变换器在Buck变换器中，稳态电容电流是一个周期脉动信号，其纹波峰峰值为500)th

7、is.style.ouseg(this)">式(13)表明，电容电流ic的纹波幅值与输出电压成比例，因此ic能很好地表征负载扰动。但是ic还与输入电压Vin相耦合，Vin变化时ic也变化，因此基于线性反馈控制或单周控制的P变换器不能直接检测ic作为前馈信号，而只能检测负载电流。本文提出一种简单的双前馈控制方案（如图10）。500)this.style.ouseg(this)">电容电流ic和输出电压误差Ve均作为前馈信号，并直接与二极管电压VD进行求和，其输出作为积分器输入，系统中无需增加额外的前馈校正环节。引入双前馈扰动信号后，积分器输出为500)