峰值电流模式控制总结

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1、峰值电流模式控制总结峰值电流模式控制简称电流模式控制。它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。如图1所示，误差电压信号Ue送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角

2、状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。　1.峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制P

3、WM具有比起电压模式控制大得多的带宽。　②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。在小信号分析时，这种电路可以忽略电感的存在。因此，在整流器的输出端，增益和相移是由并联的输出电容和负载电阻确定的。这样，电路最

4、多只有900相移和20分贝/十倍频而非40分贝/十倍频的增益衰减。③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美；④简单自动的磁通平衡功能⑤瞬时峰值电流限流功能，即内在固有的逐个脉冲限流功能；⑥自动均流并联功能。2峰值电流型控制存在的问题下面主要讨论峰值电流型控制存在的问题及利用斜坡补偿克服所存在问题的方法，并给出斜坡补偿的实施方案。2.1开环不稳定性在不考虑外环电压环的情况下，当恒频电流型变换器的占空比大于50％时，就存在内环电流环工作不稳定的问题。然而有些变换器（如双管正激变换器）它本身工作的脉冲占空比就不能大于50％，因此不存在问题。而有些变换器的脉冲占空比不大于50％时，它

5、的输入将会受到许多限制，如果在内环加一个斜坡补偿信号，则变换器可以在任何脉冲占空比情况下正常工作。下面介绍斜坡补偿工作原理。图2表示了由误差电压Ve控制的电流型变换器的波形，通过一个拢动电流△I加至电感电流IL，当占空比<0.5时，从图2(a)所示可以看出这个拢动ΔI将随时间的变化而减小；但当占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加而增加，如图2（b）所示。这可用数学表达式表示：ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)进一步可引入斜率为m的斜坡信号，如图2（c）所示。这个斜坡电压既可加至电流波形上，也可以从误差电压中减去。 (a)D<0.5(b)D>0.5(c)D>0.5并加斜坡补偿 由几何关系可

6、知10mabmabceaci•+•−=+=Δmabmabbdbfi•+•−=−=Δ21式中：m为补偿信号上升斜率；m1为电感检测电流上升率；m2为电感检测电流下降率。所以，经过一个开关周期后，输出电感中电流的变化为:ΔI1=ΔI0（m-m2）/(m1-m)（2）要系统稳定，偏移电流量必须趋近于零，即 故系统稳定的充要条件是 因为在稳定条件下，D·m1=-(1－D)m2，消去m1，整理后，峰值电流控制系统稳定充要条件为 由式（3）可知，当没有斜率补偿时，即m=0，必须要求占空比D<0.5，这就是理论上不加补偿时，占空比D>0.5时系统将不稳定；在100％占空比下求解这个方程（3）有：m>(－1

7、/2)/m2（4）为了保证电流环路稳定工作，应使斜坡补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率m2的1/2。对图1所示的Buck型变换器，m2等于(VO/L)RS。所以补偿波形的幅度A应按下式计算：A>T*RS(VO/L)（5）从而保证变换器的占空比大于50％时变换器能稳定工作。在控制工程实际中，补偿斜率m一般取为m=(0.7～0.8)m2，这样既保证了系统符合稳定条件，又保证了系统动态指标。2.2次谐波振荡对电流型