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时间:2018-09-25
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1、改进具有功率因数校正方案降压型变换器的控制策略冈田克Hirachi*,Touru岩出*,孝敬的Mii**,荣信Yasutsune**和Mutsuo中冈研究与发展部,第二槻厂,汤浅公司2-3-21Kosobe町高槻城大阪,569,日本电气和电子工程系,技术研究生院,山口大学2557常盘岱宇部,山口,755,日本降压型高功率因数PWM变换器拓扑结构不仅能够充分有效消除输入电流的谐波,而且其具有高效率,缺乏浪涌电流,能够获得较低的直流输出电压,具有短路保护等优点。对通讯能量系统而言,降压型高功率因数转换器的固有性能成为有吸引力的电源供应器能源系
2、统。另一方面,因为这种类型的转换器必须采用高电感值的电抗器,这些都会增加设备的尺寸和重量,进而阻碍其广泛使用。本文提出了一种降压型高功率因数PWM转换器的一种新的控制策略,它可以缩小电抗器的体积和重量,也能消除了输出电压中的脉动分量。本文对它的工作原理和仿真结果进行了描述。引言高功率因数转换器可分为三个类型:降压型,升压型,降压升压型拓扑结构。图1显示了这三种类型电路拓扑的非隔离电路的典型配置。当功率开关管T1处于导通时,这三种电路中电抗器L1存储能量,而但T1关断时,L1中存储的能量转移到电容C1。适当的控制电抗器的输入电流的波形使之成
3、为正弦波且与电网输入电压Vin同相位。在升压型和降压升压型转换器的情况下,当功率开关管T1处于导通时,交流输入电压直接给电抗器L1提供能量,L1上的电压即为输入电压。但是在降压型转换器中,电抗器L1上的电压为交流输入电压绝对值与直流输出电压的差值。因此,在升压型和降压升压型转换器中可以一直在电抗器L1中积累能量,而在降压型变换器中只有当交流输入电压的绝对值低于输出电压是不可能的在电抗器L1中积累能量的。由于这个原因,降压型使我们有必要积累足够的能量在电抗器中,以便在输入电压的绝对值很低提供所需要的能量。这意味着降压型相对于升压型或降压升压
4、型需要更大的电感值,而较大的电感会增加物理尺寸和电抗器的重量。这就需要在降压型高功率因数转换器中尽可能减小反应电抗器的电感值,但是减小电感将增大反应电抗器的电流纹波,从而导致交流输入电流的大量失真。为了解决这个问题,采用脉冲面积调制的控制策略,即使当反应电抗器中包含一个很大的纹波电流时,输入电流中也几乎没有任何失真。图1典型的非隔离的三高功率因数整流器的电路配置类型降压型高功率因数整流器的运行原理图2显示了降压型高功率因数变换器的电路结构。反应电抗器Lout有足够的大小,电抗器Lout上的电流I保持了连续模式。当T1处于导通时,电流的流通
5、路径为:输入电压Vin—D1—T1—Lout—C1—D4—输入电压Vin,输入电流I(Vin)等于电抗器上的电流I(Lout)。当T1处于关断时,电抗器上的电流通过以下路径:Lout—C1—Df—Lout,这使得输入电流I(Vin)为零。图2主电路配置降压型高功率因数变换器因此,当Lout的值足够大,其电流纹波小的可以忽略不计,变换器的控制电路如图3所示,将电网的正弦波电压波形与锯齿载波进行比较。图3常规控制电路配置通过这一过程,对开关装置采用PWM控制策略,而控制输入电流以使才能成为一个完美的正弦波。图4给出了仿真的波形。与输入电压同相
6、位的正弦波波形V(20),与锯齿波V(IO)比较,来产生开关器件T1的驱动信号。产生的输入电流I(Vin)的波形如图4所示。图5显示了输入电流I(Vin)的傅立叶分析结果的波形。所有的谐波成分都在2%以下。图4电感器Lout无纹波电流的仿真分析图5无纹波电流的电感器Lout输入电流的傅立叶分析为了使PWM控制更容易理解,仿真中假设开关管的工作频率为2KHZ。在实际电路中,工作频率设定在高几十千赫兹的水平,而输入电流I(Vin)中的高频率分量中可以很容易通过一个小滤波器滤过。但是,当纹波电流电抗器上的电流I(Lout)不能忽略不计时,相对于
7、纹波电流的大小来说,采用图3的控制策略带来了输入电流波形失真。图6给出了当电抗器的纹波电流I(Lout)不能忽略不计时仿真结果。在这种情况下,反应电抗器的电流I(Lout)包含峰峰值为28A的纹波电流,因此,输入电流I(Vin)的波形如图6所示。图7显示了输入电流I(Vin)傅里叶波形分析的结果。有一个约13.5%的三次谐波分量,仿真参数设置如表1。图6电抗器Lout的大脉动仿真分析图7带有大纹波电流电抗器输入电流的傅立叶分析表1仿真配置脉冲面积调制控制电路的实现与控制策略当脉冲宽度依据反应器的电流瞬时值做适当的控制时,即使反应电抗器的电
8、流I(Lout)中含有一个很大波纹,也能形成一个正弦波的输入电流。通过开关装置调节电流脉冲面积的调制方法是最合适的控制策略。已经提出了在降压升压型电路中采用调制脉冲面积调制方法[1]。但在电抗
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