dc-dc变换器中输出滤波器的比较

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1、DC/DC变换器中输出滤波器的比较

2、第12）第2类如图2(b)所示。这类电压波形由P变换器（如桥式、推挽、移相全桥等）中的全波整流得到。全波整流方式使得这些拓扑中整流级电压波形的频率为开关频率的两倍，大大减小了输出滤波器的体积。3）第3类如图2(c)所示。这类电压波形由互补控制半桥等P变换器得到，整流电路仍为全波整流形式，但加在整流级的电压波形并不对称。开关管Dmax为0.5，且对应D=0.5时，加于滤波器上的电压是直流。4）第4类如图2(d)所示。虽然大多数谐振变换器工作于变频方式，输出电压通过变频来调节。但输出滤波器必须按照变换器的最低工作频率来设计，因此半波整流方式的谐振变换器(如准谐

3、振变换器和多谐变换器)可以用这类波形来近似表示。5）第5类如图2(e)所示。该类电压波形由全波整流谐振变换器（如并联谐振变换器、串联谐振变换器和串－并联谐振变换器）产生，输出电压仍通过变频方式来调节。整流级电压波形几乎保持不变，输入电压变化和负载变化时，该类波形电压峰值的变化很小。2.2整流级电压波形分析图2中的5类电压波形均可视为是由其直流分量（等于输出电压Uo）与高频谐波分量叠加而成的。在以下对滤波器的比较中，假定滤波元件大小由各电压波形的首次非零谐波的幅值和频率来决定。在图2中，可以看到，在相等的开关频率下，第2类和第5类整流级电压波形的频率为其它类电压波形频率的2倍，因此在相等的开关

4、频率下，这两类电压波形不含有奇次谐波。对于恒频P变换器而言，最常用的控制参量是占空比D；对于谐振类变换器而言，最常用的控制参量是频率f。为便于对以上5类电压波形谐波的幅值进行比较，我们对D和f这2个控制参量进行了归一化处理，用λ来统一表示。在前3类电压波形对应的变换器中，λ=D；对于第4类电压波形，λ等于归一化的开关频率(f/2fr)，其中fr为等效正弦半波的谐振频率；对于第5类电压波形，λ等于归一化的开关频率(f/fr)。从而归一化参量λ从0到1变化。3滤波器大小的比较3.1谐波含量的量度—K(λ)首先，定义K(λ)为各电压波形首次非零谐波的幅值与其直流分量的比值。从而可以根据这一归一化5

5、00)this.style.ouseg(this)">图2整流级电压波形(a)半波整流(b)全波整流500)this.style.ouseg(this)">图1整流方式(c)第3类(b)第2类(a)第1类(e)第5类(d)第4类DC/DC变换器中输出滤波器的比较500)this.style.ouseg(this)">图35类电压波形K(λ)与λ的关系曲线的函数K(λ)来对各种变换器拓扑中滤波元件的体积进行比较。表1给出了各类电压波形的平均值、1次谐波、2次谐波表达式及谐波的一般表达式。从表1中，可以得到5类整流级电压波形所对应的K(λ)分别如式(1)～式（5）所示。K1(λ)=(1)K2(λ

6、)=(2)K3(λ)=·(3)K4(λ)=(4)K5(λ)=(5)上述5类电压波形K(λ)与λ的对应关系曲线如图3所示。K(λ)=0表示该工作点处，谐波幅值为零。对于第1类波形（正激类），当λ=1时，整流级电压波形为直流；对于第2和第3类波形，当λ=0.5时，整流级电压波形为直流；对于第4类波形，当λ=1时，K4(λ)达到最低值。此时，图2(d)的正弦半波电压波形将占满整个周期，电压波形与第五类波形相似；对于第5类波形，在整个频率变化范围内，K5(λ)恒等于2/3。通过K1(λ)与K4(λ)的比较可见，在整流级电压的直流分量和导通时间相同的情况下，P变换器产生的方波比谐振变换器产生的正弦半波

7、更容易滤波。由上分析可知，K(λ)值越低，所需的滤波元件L、C值越小。因此，从滤波器大小的角度考虑，变换器应当尽可能设计工作在较低的K(λ)值下。但K(λ)往往受到电路拓扑的限制，不能达到理论分析的最低值。常见的如在正激变换器中，因为要折衷考虑变压器铁心去磁和功率管的电压应力，因此占空比不能取得太高，从而限制了K4(λ)的取小。3.2滤波元件大小的比较—LC(λ)在比较滤波器电抗元件大小时，必须注意两个重要的参量：1）整流级电压波形的首次非零谐波的幅值〔用K(λ)表示〕；2）该非零谐波的频率。对于一个LC输出滤波器，可以从以上两个方面出发，来提高其转折频率，从而减小滤波元件L、C的取值大小。

8、具体描述如下：1）如果能够降低整流级电压波形的首次非零谐波的幅值，则可以在保证相同输出电压纹波的情况下，适当提高滤波器在谐波频率处的增益，也即滤波器的转折频率得以适当提高（如图4，从A点移动到B点）；2）如果能够提高首次非零谐波的频率（如图4，从A点移动到C点），滤波器转折频率也得以提高，从而只需较小的滤波元件。如在第2类和第5类电压波形中，所要滤除的首次非零谐波，其频率是开关频率的两倍，因而这两类拓扑中滤波